JP2020143871A - 空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】安価な構成で空気調和機の四方弁を駆動できるようにする。【解決手段】四方弁８の励磁コイル１０の一端５８を介して第１および第２のコンデンサ５２，５４を有する電荷蓄積部５０と、交流電圧を整流し電荷蓄積部５０を充電する整流回路４０と、励磁コイル１０の他端７８を介して直列接続された第１および第２のスイッチング素子７２，７４を有し、電荷蓄積部５０に対して並列に接続されたスイッチング部７０と、励磁コイル１０を第１の方向Ｄｒに通電する場合は第１のＰＷＭ信号Ｓ１０によって第１のスイッチング素子７２を駆動し、励磁コイル１０を第２の方向Ｄａに通電する場合は第２のＰＷＭ信号Ｓ１２によって第２のスイッチング素子７４を駆動する制御部２４と、を空気調和機に備えた。【選択図】図２

Description

本発明は、空気調和機に関する。

本技術分野の背景技術として、下記特許文献１の請求項１には、「円筒に巻かれたコイルと、このコイルの励磁によって生じる磁界で所定の方向に導かれるプランジャーと、このプランジャーを反所定方向に導くバネと、前記コイルが励磁され前記プランジャーが所定方向に一定量以上導かれている際に前記バネの力に逆らって前記プランジャーを所定方向の位置に保持する永久磁石と、前記プランジャーの位置に基づいて冷媒の流れを切り換える機構と、前記コイルへの直流電力の通電方向を順方向或いは逆方向に切り換える通電切り換え部と、前記順方向或いは逆方向の直流電力を前記コイルへ間欠通電させる間欠制御部と備え、永久磁石による磁界と、前記コイルへ間欠通電させる順方向或いは逆方向の直流電力によって生じる磁界とによって前記プランジャーを移動させるようにしたことを特徴とする冷媒制御弁。」と記載されている。
また、下記特許文献２の要約書には、「圧縮機２および室外ファン７の回転数をそれぞれ制御する圧縮機用インバータ１２と室外ファン用インバータ１４の少なくとも一方と、励磁コイル３ａに所定の通電時間だけ所定方向の切換用直流電流が通電されることにより反転して運転モードを切り換える四方弁３と、を備えた冷暖房自在の空気調和機。外気温を検出する外気温センサ２０と、四方弁の励磁コイル３ａに、室外ファン用インバータ１４のスイッチング素子ＴＲ１〜Ｔｒ６を用いて四方弁切換用の直流電流を供給すると共に、この励磁コイルに通電する時間を外気温センサにより検出された外気温に応じて変更する四方弁駆動装置２１、を具備している。」と記載されている。

特許第３３６９８０８号公報 特開２００２−３７２３２２号公報

上記特許文献１、２には、四方弁を駆動する駆動回路が記載されている。そして、これらの駆動回路には、四方弁に供給する電流をオン／オフするパワーリレーが含まれている。しかし、パワーリレーは高価であるため、これを用いるとコストアップを招くという問題があった。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、安価な構成で四方弁を駆動できる空気調和機を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明の空気調和機は、四方弁の励磁コイルの一端を介して直列接続された第１および第２のコンデンサを有する電荷蓄積部と、交流電圧を整流し前記電荷蓄積部を充電する整流回路と、前記励磁コイルの他端を介して直列接続された第１および第２のスイッチング素子を有し、前記電荷蓄積部に対して並列に接続されたスイッチング部と、前記励磁コイルを第１の方向に駆動する場合は第１のＰＷＭ信号によって前記第１のスイッチング素子を駆動し、前記励磁コイルを第２の方向に駆動する場合は第２のＰＷＭ信号によって前記第２のスイッチング素子を駆動する制御部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、安価な構成で四方弁を駆動できる。

本発明の第１実施形態による空気調和機の冷媒サイクル系統図である。 第１実施形態における電源部の構成を示すブロック図である。 第１実施形態におけるプリドライバの回路図である。 励磁コイルに印加される電圧の波形図である。 第１比較例における電源部の構成を示すブロック図である。 第２比較例における電源部の構成を示すブロック図である。 第２実施形態における電源部の構成を示すブロック図である。

［自己保持型四方弁の構成］
後述する各実施形態の前提として、各実施形態に適用される自己保持型四方弁について説明する。空気調和機の冷凍サイクルにおいて、冷媒の流れる方向は冷房・除湿・デフロストサイクルと暖房サイクルの大きく２系統に分けられる。これを実現している部品として、例えば特許文献１に示されているような四方弁と呼ばれる電磁弁が一般的に用いられている。

この種の四方弁は、例えば、
・４本の配管に接続されるシリンダと、
・シリンダの内部に設けられ配管間の結合関係を切り替える弁体と、
・弁体を差圧によって移動させるパイロット弁と、
・パイロット弁内部の差圧を生成するプランジャと称される鉄心と、
・プランジャを励磁する励磁コイルと、
・プランジャの励磁方向に応じてプランジャを吸着する方向または離脱する方向に付勢する永久磁石と、
・プランジャを永久磁石から離脱する方向に付勢する付勢部材（例えばコイルスプリング）と、
・パイロット弁にて発生した差圧をシリンダに伝達する３本のキャピラリーチューブと、を備えている。

上述の四方弁においては、励磁コイルに流す電流の向きを変えることによって、プランジャの位置を移動させ、その位置によって３本のキャピラリーチューブのうち１本の圧力を変化させる。そして、３本のキャピラリーチューブの圧力差によってシリンダ内の弁体が動くようになっている。上述のように、特許文献１の冷媒制御弁（四方弁）は、「前記順方向或いは逆方向の直流電力を前記コイルへ間欠通電させる間欠制御部」を備えているが、昨今の省エネ意識の向上により、励磁コイルを間欠通電させることなく、プランジャ位置を一定の位置に保持できる自己保持型四方弁が多く用いられている。後述する各実施形態においても、このような自己保持型四方弁を適用することを想定している。

自己保持型四方弁において、プランジャを永久磁石に吸着させるために、励磁コイルに所定方向（以下、吸着方向と呼ぶ）の電流を通電する。すると、励磁コイルと永久磁石との磁場が重ねて発生する電磁力は、付勢部材および摩擦力を克服して、プランジャと永久磁石とを吸着させ、プランジャが静止する。この状態を、以下「吸着状態」と呼ぶ。そして、プランジャの吸着後、励磁コイルを断電する。これにより、コイル磁場が消失したとしても、永久磁石の磁力と摩擦力の合力で、付勢部材の反力を克服し、プランジャの吸着状態を保持させることができる。

一方、プランジャを永久磁石から離脱する場合には、励磁コイルに吸着方向とは逆方向（以下、離脱方向という）の電流を流す。すると、励磁コイルが発生する磁場方向と、永久磁石が発生する磁場方向と、が逆方向になり、付勢部材が発生する力によってプランジャを永久磁石から離脱し、プランジャが静止する。この状態を、以下「離脱状態」と呼ぶ。

ところで、この種の自己保持型四方弁においては、プランジャの周辺の部材に残留磁場が生じる可能性がある。残留磁場が生じると、これによってプランジャが吸着され、四方弁の動作に悪影響を及ぼす場合があるため、残留磁場は小さいほど好ましい。残留磁場を抑制するため、励磁コイルに流す離脱方向の電流は、吸着方向の電流よりも小さくすることが好ましい。より具体的には、吸着方向の電流を流す場合には、所定の電圧源をそのまま励磁コイルに接続し、離脱方向の電流を流す場合には、励磁コイルに抵抗器を直列接続し、この直列回路に上記電圧源を接続することが考えられる。

［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
（空気調和機の全体構成）
図１は、本発明の第１実施形態による空気調和機９００の冷媒サイクル系統図である。
図１に示すように、本実施形態の空気調和機９００は、室外機９６０と、室内機９７０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管９８２と、液配管９８４と、を備えている。

そして、室外機９６０は、圧縮機９６１と、四方弁８と、室外熱交換器９６３と、室外膨張弁９６４と、を備えている。これらは、配管（符号なし）によって順次接続されている。また、室外機９６０は、室外ファン９６５と、室外ファンモータ１６と、を備えている。室外ファン９６５は、室外ファンモータ１６によって回転駆動され、室外熱交換器９６３を冷却する。

また、室内機９７０は、室内熱交換器９７３と、室内膨張弁９７４と、を備えている。両者は、配管（符号なし）によって相互に接続されている。また、室内機９７０は、室内ファン９７５と、室内ファンモータ９７６と、を備えている。室内ファン９７５は室内ファンモータ９７６によって回転駆動され、室内熱交換器９７３に送風する。室外機９６０に設けられた四方弁８は、冷房運転と暖房運転とを切り替える。室外膨張弁９６４と室内膨張弁９７４とは、冷媒を減圧して低温低圧にする。

図１において、ガス配管９８２、液配管９８４等の配管に沿って示した実線の矢印は、空気調和機９００の冷房運転における冷媒の流れを示している。
冷房運転において、四方弁８は、実線で示すように、圧縮機９６１の吐出側と室外熱交換器９６３とを連通させ、圧縮機９６１の吸入側とガス配管９８２とを連通させる。圧縮機９６１から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁８を通過して、室外熱交換器９６３に流れる。室外熱交換器９６３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン９６５によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁９６４および液配管９８４を通過して、室内機９７０に流入する。

室内機９７０に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁９７４によって減圧され、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内熱交換器９７３に流入して、室内ファン９７５によって供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱によって冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機１２０から流出したガス状の冷媒は、ガス配管９８２を通過し、室外機９６０に戻される。室外機９６０に戻されたガス状の冷媒は、四方弁８を通過し、圧縮機９６１に吸入され、再度ここで圧縮されることによって、一連の冷凍サイクルが形成される。

四方弁８は、上述した自己保持型四方弁であり、その内部には、励磁コイル１０と、永久磁石９２と、プランジャ９４と、付勢部材９６と、弁体９８と、を備えている。励磁コイル１０は、供給された電流の方向に応じてプランジャ９４を励磁する。永久磁石９２は、プランジャ９４の励磁方向に応じて、プランジャ９４を吸着／離脱する。付勢部材９６は、例えばコイルスプリングであり、プランジャ９４を永久磁石９２から離脱させる方向に付勢する。弁体９８は、冷房運転時および暖房運転時の配管の結合関係を切り替える。

自己保持型四方弁である四方弁８には、プランジャ９４と永久磁石９２との位置関係によって「吸着状態」および「離脱状態」という二つの状態があり、何れか一方が冷房運転、他方が暖房運転に対応する。圧縮機９６１は、冷媒を圧縮する圧縮機構１４と、圧縮機構１４を回転駆動する圧縮機モータ１２と、を備えている。また、電源部２０は、例えば商用電源等の交流電源２２から交流電力を受電し、励磁コイル１０、圧縮機モータ１２、室外ファンモータ１６等を駆動する。制御部２４は、電源部２０等を制御する。

（電源部２０）
図２は、電源部２０の構成を示すブロック図である。図示のように、電源部２０は、ノイズフィルタ３０と、リアクトル３２と、倍電圧整流回路４０（整流回路）と、電荷蓄積部５０と、電圧センサ６０と、プリドライバ６２と、スイッチング部７０と、電流検出部８０と、インバータ８２（圧縮機用インバータ）と、インバータ８４（ファン用インバータ）と、を備えている。

ノイズフィルタ３０は、交流電源２２に漏出するノイズを抑制する。倍電圧整流回路４０は、ダイオード４２と、これに直列接続されたダイオード４４と、を備えている。また、電荷蓄積部５０は、電解コンデンサ５２（第１のコンデンサ）と、これに直列接続された電解コンデンサ５４（第２のコンデンサ）と、を備え、倍電圧整流回路４０に対して並列に接続されている。ダイオード４２，４４の接続点は、ノイズフィルタ３０の出力端子３０ｂに接続されている。ノイズフィルタ３０の他の出力端子３０ａには、リアクトル３２の一端が接続され、リアクトル３２の他端は電解コンデンサ５２，５４の接続点５８（一端）に接続されている。

電圧センサ６０（電圧測定部）は、電荷蓄積部５０の端子電圧である直流電圧Ｖｃを測定し、測定結果を制御部２４に出力する。スイッチング部７０は、スイッチング素子７２（第１のスイッチング素子）と、これに接続点７８（他端）を介して直列接続されたスイッチング素子７４（第２のスイッチング素子）と、スイッチング素子７２，７４に各々逆並列接続された還流ダイオード７３，７５と、を備えている。そして、スイッチング部７０は、電荷蓄積部５０に対して並列接続されている。図示の例において、スイッチング素子７２，７４はｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。但し、スイッチング素子７２，７４として、他のスイッチング素子を適用してもよい。

電荷蓄積部５０の接続点５８と、スイッチング部７０の接続点７８との間には、上述した励磁コイル１０が接続されている。スイッチング部７０は、電荷蓄積部５０から出力された直流電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調し、励磁コイル１０に印加する。制御部２４は、プリドライバ６２に対して、スイッチング素子７２，７４を駆動するドライブ信号Ｓ１０，Ｓ１２を出力する。

プリドライバ６２は、ドライブ信号Ｓ１０，Ｓ１２をバッファリングし、スイッチング素子７２，７４のゲート・ソース間に印加する。ここで、スイッチング素子７２は、四方弁８を離脱方向に駆動する際に駆動される。その際、励磁コイル１０には、図示の離脱方向Ｄｒに沿って電流が流れる。一方、スイッチング素子７４は、四方弁８を吸着方向に駆動する際に駆動される。その際、励磁コイル１０には、図示の吸着方向Ｄａに沿って電流が流れる。

また、圧縮機モータ１２および室外ファンモータ１６は、何れも三相モータであり、インバータ８２は、電荷蓄積部５０から出力された直流電圧ＶｃをＰＷＭ変調して三相交流電圧を生成し、圧縮機モータ１２に印加する。同様に、インバータ８４は、直流電圧ＶｃをＰＷＭ変調して三相交流電圧を生成し、室外ファンモータ１６に印加する。制御部２４は、ＰＷＭ変調のためのドライブ信号をインバータ８２，８４に供給する。

（プリドライバ６２）
図３は、プリドライバ６２の回路図である。図示のように、プリドライバ６２は、フォトカプラ１０２（駆動部）と、抵抗器１０４，１１２，１１６，１１８，１２０，１２４，１２６，１３４，１３６と、ダイオード１０６，１１０と、コンデンサ１０８，１２２，１３２と、電解コンデンサ１１４（第３のコンデンサ）と、トランジスタ１２８と、を備えている。また、フォトカプラ１０２は、ＬＥＤ１０２ａと、フォトトランジスタ１０２ｂとを備えている。

図中に示す電源電圧ＶＣＣは、例えば、１２〜２４［Ｖ］程度の直流電圧である。また、ドライブ信号Ｓ１０，Ｓ１２は、例えば２〜５［Ｖp-p］程度のデジタル信号である。抵抗器１２４，１２６，１３４，１３６と、コンデンサ１３２と、トランジスタ１２８と、は増幅回路１３０を構成している。すなわち、ドライブ信号Ｓ１２の振幅は、トランジスタ１２８を介して１２〜２４［Ｖp-p］程度に増幅される。そして、増幅された信号がスイッチング素子７４のゲート・ソース間に印加されることにより、ドライブ信号Ｓ１２に基づいてスイッチング素子７４がオン／オフ制御される。

ここで、スイッチング素子７４がオン状態になると、接続点７８の電圧は、約０［Ｖ］になり、電源電圧ＶＣＣよりも低くなる。このため、抵抗器１０４およびダイオード１０６を介して電解コンデンサ１１４が充電される。電解コンデンサ１１４は、端子電圧が電源電圧ＶＣＣに略一致するまで充電される。その後、スイッチング素子７４がオフ状態になると、接続点７８の電圧は電源電圧ＶＣＣよりも高くなる。その際、電解コンデンサ１１４の端子電圧は電源電圧ＶＣＣにほぼ等しいため、この電圧がフォトトランジスタ１０２ｂに印加され続ける。

そして、ドライブ信号Ｓ１０がハイレベルになると、ＬＥＤ１０２ａが点灯し、フォトトランジスタ１０２ｂがオン状態になる。すると、電解コンデンサ１１４からフォトトランジスタ１０２ｂ、抵抗器１１６，１１８に電流が流れる。従って、抵抗器１１６，１１８によって分圧された電圧がスイッチング素子７２のゲート・ソース間に印加され、スイッチング素子７２がオン状態になる。一方、ドライブ信号Ｓ１０がロウレベルになると、フォトトランジスタ１０２ｂがオフ状態になるため、スイッチング素子７２のゲート・ソース間電圧は０［Ｖ］付近の値になり、スイッチング素子７２はオフ状態になる。

〈第１実施形態の動作〉
（四方弁８を吸着方向に駆動にする場合）
図３において、四方弁８を吸着方向に駆動する場合、制御部２４は、ドライブ信号Ｓ１０をロウレベルに維持しつつ、ＰＷＭ変調波であるドライブ信号Ｓ１２を出力する。ドライブ信号Ｓ１２は、増幅回路１３０によって増幅され、ドライブ信号Ｓ１２に同期してスイッチング素子７４がオン／オフ制御される。これにより、四方弁８の励磁コイル１０には吸着方向Ｄａに沿って電流が流れ、四方弁８のプランジャ９４（図１参照）と永久磁石９２とが吸着する。

図４は、励磁コイル１０に印加される電圧Ｖの波形図である。電圧Ｖは、直流成分に交流成分を重畳した脈流状に変化し、その周期Ｔは、例えば０．０１秒である。より詳細には、電圧Ｖは、正弦波を全波整流した全波整流波状に変化しており、さらに詳細を述べると、電圧Ｖは全波整流波を近似した階段波状に変化している。周期Ｔが１０ｍｓｅｃであるとすると、電圧Ｖの波形は、５０Ｈｚの交流電圧を全波整流した波形に近似している。また、電圧Ｖが階段波に変化する際、その振幅が変化するステップ周期Ｔｓは、図示の例では５００μｓｅｃになる。そして、電圧Ｖのスイッチング周波数を１０ｋＨｚとすると、ステップ周期Ｔｓはスイッチング周期（１００μｓｅｃ）の５倍になる。

本実施形態において、電圧Ｖを上述のように変化させている理由は、元々全波整流波で駆動することを想定して四方弁８が設計されているためである。ここで、想定している全波整流波の実効値に近いレベルの直流電圧によって四方弁８を駆動することは可能である。しかし、電圧Ｖを直流電圧にした場合、励磁コイル１０が有するインダクタンス成分によって電流が抑制されないため、励磁コイル１０に流れる電流が大きくなり、四方弁８のプランジャ９４の周辺に生じる残留磁場が大きくなることが懸念される。一方、電圧Ｖを完全に全波整流波に沿って変化させると、制御部２４における制御が煩雑になる。そこで、本実施形態においては、階段波のステップ周期をスイッチング周期よりも長くし、全波整流波を階段波で近似した階段波状に電圧Ｖを変化させている。

（四方弁８を離脱方向に駆動にする場合）
図３において、四方弁８を離脱方向Ｄｒに駆動する場合、まず、制御部２４は、所定時間に渡ってドライブ信号Ｓ１２をハイレベルに維持する。すなわち、四方弁８を離脱方向Ｄｒに駆動する前に、スイッチング素子７４を介して、方形波状のパルス電流を吸着方向Ｄａに流す。これは、電解コンデンサ１１４を充電するためである。吸着方向Ｄａに電流を流す時間は、実際に四方弁８が吸着状態になる程度の時間であってもよく、吸着状態に至らない程度の時間であってもよい。

このように、電解コンデンサ１１４が充電されると、制御部２４は、ドライブ信号Ｓ１２をロウレベルに維持しつつ、ＰＷＭ変調波であるドライブ信号Ｓ１０を出力する。ドライブ信号Ｓ１０によって電解コンデンサ１１４からの出力電流がオン／オフされることによってドライブ信号Ｓ１０は増幅され、ドライブ信号Ｓ１０に同期してスイッチング素子７２がオン／オフ制御される。

これにより、四方弁８の励磁コイル１０には離脱方向Ｄｒに沿って電流が流れ、四方弁８のプランジャ９４と永久磁石９２とが離脱する。なお、ＰＷＭ変調波であるドライブ信号Ｓ１０がロウレベルである期間は、スイッチング素子７２がオフ状態になる。この期間は、還流ダイオード７５に順方向電流が流れるため、接続点７８の電圧は還流ダイオード７５の順方向電圧降下に等しくなり、電解コンデンサ１１４が充電される。従って、四方弁８が離脱方向に駆動されている最中も、電解コンデンサ１１４は断続的に充電され続ける。

ドライブ信号Ｓ１０によって励磁コイル１０に印加される電圧Ｖの波形は、図４に示した波形とは極性が逆になり、また振幅値が小さくなる。すなわち、ドライブ信号Ｓ１０のデューティ比は、ドライブ信号Ｓ１２のデューティ比よりも低い。これは、四方弁８のプランジャ９４を離脱方向に駆動する場合には、吸着方向よりも所要エネルギーが少なく、また、四方弁８のプランジャ９４の周辺に生じる残留磁場を抑制できるためである。このように、デューティ比が低いドライブ信号Ｓ１０よって上側アームのスイッチング素子７２を制御することにより、電解コンデンサ１１４の充電時間を長く確保することができ、スイッチング素子７２を安定してドライブできる。なお、四方弁８を駆動しない場合には、ドライブ信号Ｓ１０，Ｓ１２を共にロウレベルにしておくとよい。

（直流電圧Ｖｃの変動に対する動作）
上述したように、図２において倍電圧整流回路４０および電荷蓄積部５０は、スイッチング部７０のみならず、インバータ８２，８４にも直流電力を供給する。従って、インバータ８２，８４の負荷が大きくなると、電荷蓄積部５０が出力する直流電圧Ｖｃが低下し、その旨が電圧センサ６０によって検出される。本実施形態において、制御部２４は、直流電圧Ｖｃが低くなるほどドライブ信号Ｓ１０，Ｓ１２のデューティ比を共に高くする。これにより、励磁コイル１０に流れる電流の変化を大きくし、四方弁８を安定的に駆動することができる。

〈比較例〉
（第１比較例）
次に、本実施形態の効果を説明する前に、各種比較例の構成を説明する。なお、以下の説明において、上述した第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
図５は、第１比較例における電源部３００の構成を示すブロック図である。第１比較例においては、電源部２０（図２参照）に代えて電源部３００が適用されているが、その他の構成は第１実施形態のものと同様である。

電源部３００においては、第１実施形態の電源部２０に設けられていたスイッチング部７０およびプリドライバ６２は設けられていない。一方、電源部３００は、リレードライバ３０２と、パワーリレー３０４，３０６と、ダイオードブリッジ回路３０８と、抵抗器３１０と、を備えている。パワーリレー３０４は、リレーコイル３０４ａと、接点部３０４ｂと、を備えている。パワーリレー３０６は、リレーコイル３０６ａと、２系統の接点部３０６ｂ，３０６ｃと、を備えている。

リレードライバ３０２は、制御部２４からの制御信号に基づいて、パワーリレー３０４，３０６を駆動する。パワーリレー３０４は、励磁コイル１０に対する通電のオン／オフ状態を切り替える。また、パワーリレー３０６は、四方弁８の駆動方向すなわち吸着方向／離脱方向を切り替える。図示の接点部３０６ｂ，３０６ｃの切替状態は、四方弁８を離脱方向に駆動する場合の状態である。すなわち、図示の状態において、パワーリレー３０４がオン状態になると、ノイズフィルタ３０から出力された交流電圧はダイオードブリッジ回路３０８において全波整流される。

全波整流された電圧は、励磁コイル１０と抵抗器３１０との直列回路に印加され、両者には離脱方向Ｄｒに沿って電流が流れる。このように、抵抗器３１０は、励磁コイル１０に対して離脱方向Ｄｒに電流を流す際、電流を抑制する。また、接点部３０６ｂ，３０６ｃの切替状態が図示の状態と逆であれば、四方弁８は吸着方向に駆動される。すなわち、全波整流された電圧は、励磁コイル１０に印加され、励磁コイル１０には、吸着方向Ｄａに沿って電流が流れる。

第１比較例の構成によれば、図示のように複数のパワーリレー３０４，３０６が必要になり、コストアップを招くという問題がある。また、ダイオードブリッジ回路３０８は、耐圧の高いものを用いる必要があり、これによってもコストアップを招く。また、ダイオードブリッジ回路３０８においては、内蔵するダイオードの順方向電圧降下によって損失が大きくなる。さらに、四方弁８の離脱時に抵抗器３１０を用いて電流制限を行うため、抵抗器３１０における損失も大きくなるという問題が生じる。

（第２比較例）
図６は、第２比較例における電源部３２０の構成を示すブロック図である。第２比較例は、電源部２０（図２参照）に代えて電源部３２０が適用されているが、その他の構成は第１実施形態のものと同様である。
電源部３２０においては、第１実施形態の電源部２０に設けられていたスイッチング部７０およびプリドライバ６２は設けられていない。一方、電源部３２０は、ダイオードブリッジ回路３０８と、抵抗器３１０と、リレードライバ３２２と、プリドライバ３２４と、パワーリレー３２６と、スイッチング素子３３０，３３２と、これらに各々逆並列接続された還流ダイオード３３１，３３３と、を備えている。

パワーリレー３２６は、リレーコイル３２６ａと、接点部３２６ｂと、を備えている。リレードライバ３２２は、制御部２４からの制御信号に基づいて、パワーリレー３２６を駆動する。パワーリレー３２６は、四方弁８の駆動方向すなわち吸着方向／離脱方向を切り替える。プリドライバ３２４は、制御部２４からの制御信号に基づいて、スイッチング素子３３０，３３２のオン／オフ状態を制御する。

制御部２４は、四方弁８を離脱方向に駆動する場合、接点部３２６ｂの切替状態を図示の状態に設定し、スイッチング素子３３０をオン状態にし、スイッチング素子３３２をオフ状態にする。すると、ダイオードブリッジ回路３０８から出力される全波整流電圧は、励磁コイル１０と抵抗器３１０との直列回路に印加され、両者には離脱方向Ｄｒに沿って電流が流れる。また、制御部２４は、四方弁８を吸着方向に駆動する場合、接点部３２６ｂの切替状態を図示の状態とは逆状態に設定し、スイッチング素子３３０をオフ状態にし、スイッチング素子３３２をオン状態にする。すると、ダイオードブリッジ回路３０８から出力される全波整流電圧は、励磁コイル１０に印加され、励磁コイル１０には吸着方向Ｄａに沿って電流が流れる。

また、制御部２４は、励磁コイル１０に通電しない場合は、スイッチング素子３３０，３３２を共にオフ状態に設定する。第２比較例の構成によれば、第１比較例よりもパワーリレーの数は減少しているが、やはりパワーリレー３２６とダイオードブリッジ回路３０８とが必要であり、これらによってコストアップを招くという問題がある。また、ダイオードブリッジ回路３０８および抵抗器３１０において、第１比較例と同様に損失が生じるという問題がある。

〈第１実施形態の効果〉
以上のように本実施形態の空気調和機（９００）は、四方弁（８）の励磁コイル（１０）の一端（５８）を介して第１および第２のコンデンサ（５２，５４）を有する電荷蓄積部（５０）と、交流電圧を整流し電荷蓄積部（５０）を充電する整流回路（４０）と、励磁コイル（１０）の他端（７８）を介して直列接続された第１および第２のスイッチング素子（７２，７４）を有し、電荷蓄積部（５０）に対して並列に接続されたスイッチング部（７０）と、励磁コイル（１０）を第１の方向（Ｄｒ）に通電する場合は第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）によって第１のスイッチング素子（７２）を駆動し、励磁コイル（１０）を第２の方向（Ｄａ）に通電する場合は第２のＰＷＭ信号（Ｓ１２）によって第２のスイッチング素子（７４）を駆動する制御部（２４）と、を備える。

本実施形態によれば、第１および第２のスイッチング素子（７２，７４）を共にオフ状態にすると、励磁コイル（１０）への通電をオフにすることができ、第１および第２のスイッチング素子（７２，７４）のうち一方を駆動すると、第１の方向（Ｄｒ）または第２の方向（Ｄａ）に四方弁（８）を駆動することができる。従って、特許文献２の構成や、上述した第１および第２比較例のようにパワーリレーを用いることなく安価で簡単な回路構成によって四方弁（８）を駆動することができる。

また、空気調和機（９００）は、電荷蓄積部（５０）に接続され圧縮機（９６１）を駆動する圧縮機用インバータ（８２）と、電荷蓄積部（５０）に接続され室外ファン（９６５）を駆動するファン用インバータ（８４）と、をさらに備え、スイッチング部（７０）と、圧縮機用インバータ（８２）と、ファン用インバータ（８４）とは、同時に動作可能に構成されている。
これにより、圧縮機（９６１）と、室外ファン（９６５）と、四方弁（８）とを同時に駆動することができる。

さらに、空気調和機（９００）は、電荷蓄積部（５０）の出力電圧（Ｖｃ）を測定する電圧測定部（６０）をさらに有し、制御部（２４）は、出力電圧（Ｖｃ）が低くなるほど、第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）および第２のＰＷＭ信号（Ｓ１２）のデューティ比を高くする機能を有する。
これにより、電荷蓄積部（５０）の出力電圧（Ｖｃ）が変動した場合であっても、四方弁（８）を安定して駆動し続けることができる。

さらに、四方弁（８）は、永久磁石（９２）と、永久磁石（９２）に吸着されるプランジャ（９４）と、プランジャ（９４）を永久磁石（９２）から離脱させる方向に付勢する付勢部材（９６）と、を有し、制御部（２４）は、プランジャ（９４）を永久磁石（９２）から離脱させる方向であって第１の方向（Ｄｒ）に対応する離脱方向に駆動する場合に第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）によって第１のスイッチング素子（７２）を駆動し、プランジャ（９４）を永久磁石（９２）に吸着させる方向であって第２の方向（Ｄａ）に対応する吸着方向に駆動する場合に第２のＰＷＭ信号（Ｓ１２）によって第２のスイッチング素子（７４）を駆動するものであり、制御部（２４）は、第２のＰＷＭ信号（Ｓ１２）のデューティ比を第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）のデューティ比よりも高くする。
これにより、プランジャ（９４）を離脱方向に駆動する場合に、励磁コイル（１０）に流れる電流を抑制することができ、プランジャ（９４）の周辺に生じる残留磁場を抑制できる。

さらに、空気調和機（９００）は、第２のスイッチング素子（７４）がオン状態になると充電される第３のコンデンサ（１１４）と、第２のスイッチング素子（７４）がオフ状態になると第３のコンデンサ（１１４）を電源として動作し、第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）に基づいて第１のスイッチング素子（７２）を駆動する駆動部（１０２）と、をさらに備え、制御部（２４）は、プランジャ（９４）を永久磁石（９２）から離脱させる方向である離脱方向に駆動する場合は、第２のスイッチング素子（７４）をオン状態にすることによって第３のコンデンサ（１１４）を充電し、第３のコンデンサ（１１４）を充電した後に駆動部（１０２）に第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）を供給する。
これにより、駆動部（１０２）を駆動する電源を、第３のコンデンサ（１１４）によって安価に構成することができる。さらに、デューティ比が第２のＰＷＭ信号（Ｓ１２）よりも低い第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）によって第１のスイッチング素子（７２）を駆動するため、第３のコンデンサ（１１４）の負担を小さくすることができる。

さらに、制御部（２４）は、励磁コイル（１０）に印加される電圧波形が、全波整流波を階段状に近似した波形になるように、第１のＰＷＭ信号（Ｓ１０）および第２のＰＷＭ信号（Ｓ１２）を出力する。
これにより、励磁コイル（１０）が有するリアクタンスによって、励磁コイル（１０）に流れる電流を抑制できる。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態による空気調和機の構成を説明する。なお、以下の説明において、第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
図７は、第２実施形態における電源部２２０の構成を示すブロック図である。第２実施形態は、第１実施形態の電源部２０（図２参照）に代えて電源部２２０が適用されているが、その他の構成は第１実施形態のものと同様である。

電源部２２０は、第１実施形態の電源部２０の構成要素を全て備えており、さらに、アクティブコンバータ２３０と、プリドライバ２３６とを備えている。アクティブコンバータ２３０は、ダイオードブリッジ回路２３２と、スイッチング素子２３４と、を備えている。なお、図示の例においてスイッチング素子２３４はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であるが、他のスイッチング素子を適用してもよい。

ダイオードブリッジ回路２３２の一入力端子はノイズフィルタ３０の出力端子３０ｂに接続され、他の入力端子は電荷蓄積部５０の接続点５８に接続されている。また、ダイオードブリッジ回路２３２の一対の出力端子は、スイッチング素子２３４のコレクタ端子とエミッタ端子とに接続されている。プリドライバ２３６は、制御部２４から供給される制御信号に基づいて、スイッチング素子２３４を断続的にオン／オフする。

スイッチング素子２３４がオン状態になると、ノイズフィルタ３０の出力端子３０ａ，３０ｂにリアクトル３２を直結した状態になり、リアクトル３２に磁束の形でエネルギーを蓄積することができる。また、スイッチング素子２３４がオフ状態になると、リアクトル３２に蓄積されたエネルギーが電流として放出される。従って、スイッチング素子２３４のオン／オフを繰り返すことにより、電源部２２０の力率を１．０に近づけ、また、電源部２２０から交流電源２２に流出する高調波成分を抑制することができる。

このアクティブコンバータ２３０は、動作状態になると、モータ１２，１６の銅損を減らして高効率に駆動させるためにスイッチング素子２３４を断続的にオン／オフさせる。アクティブコンバータ２３０の動作状態において、制御部２４は、電圧センサ６０の測定電圧を観測し、電荷蓄積部５０の直流電圧Ｖｃを制御することによって、直流電圧Ｖｃを任意の電圧値に昇圧することも可能である。すなわち、アクティブコンバータ２３０の動作状態においては、停止状態の場合よりも直流電圧Ｖｃを高くすることができる。また、その際、前述した直流電圧Ｖｃの変動に対する動作によって、直流電圧Ｖｃが高くなるほどドライブ信号Ｓ１０，Ｓ１２のデューティー比を低くする。これにより、高効率にモータ１２，１６を駆動させながら、励磁コイル１０に流れる電流の変化を小さくし、四方弁８を安定的に駆動することができる。なお、アクティブコンバータ２３０を停止状態にした場合の本実施形態の動作は第１実施形態のものと同様である。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

（１）上記各実施形態においては、永久磁石９２と、永久磁石９２に吸着されるプランジャ９４と、プランジャ９４を永久磁石から離脱させる方向に付勢する付勢部材９６と、を有する四方弁を適用した例を説明したが、四方弁の構成は上述のものに限られるわけではなく、種々の構成を有する四方弁を適用することができる。

８ 四方弁
１０ 励磁コイル
２４ 制御部
４０ 倍電圧整流回路（整流回路）
５０ 電荷蓄積部
５２ 電解コンデンサ（第１のコンデンサ）
５４ 電解コンデンサ（第２のコンデンサ）
５８ 接続点（一端）
６０ 電圧センサ（電圧測定部）
７０ スイッチング部
７２ スイッチング素子（第１のスイッチング素子）
７４ スイッチング素子（第２のスイッチング素子）
７８ 接続点（他端）
８２ インバータ（圧縮機用インバータ）
８４ インバータ（ファン用インバータ）
９２ 永久磁石
９４ プランジャ
９６ 付勢部材
１０２ フォトカプラ（駆動部）
１１４ 電解コンデンサ（第３のコンデンサ）
９００ 空気調和機
９６１ 圧縮機
９６５ 室外ファン
Ｄｒ 離脱方向（第１の方向）
Ｄａ 吸着方向（第２の方向）
Ｓ１０ ドライブ信号（第１のＰＷＭ信号）
Ｓ１２ ドライブ信号（第２のＰＷＭ信号）
Ｖｃ 直流電圧（出力電圧）

Claims (7)

1. 四方弁の励磁コイルの一端を介して第１および第２のコンデンサを有する電荷蓄積部と、
   交流電圧を整流し前記電荷蓄積部を充電する整流回路と、
   前記励磁コイルの他端を介して直列接続された第１および第２のスイッチング素子を有し、前記電荷蓄積部に対して並列に接続されたスイッチング部と、
   前記励磁コイルを第１の方向に通電する場合は第１のＰＷＭ信号によって前記第１のスイッチング素子を駆動し、前記励磁コイルを第２の方向に通電する場合は第２のＰＷＭ信号によって前記第２のスイッチング素子を駆動する制御部と、を備える
   ことを特徴とする空気調和機。
2. 前記電荷蓄積部に接続され圧縮機を駆動する圧縮機用インバータと、
   前記電荷蓄積部に接続され室外ファンを駆動するファン用インバータと、をさらに備え、
   前記スイッチング部と、前記圧縮機用インバータと、前記ファン用インバータとは、同時に動作可能に構成されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
3. 前記電荷蓄積部の出力電圧を測定する電圧測定部をさらに有し、
   前記制御部は、前記出力電圧が低くなるほど、前記第１および第２のＰＷＭ信号のデューティ比を高くする機能を有する
   ことを特徴とする請求項２に記載の空気調和機。
4. 前記四方弁は、永久磁石と、前記永久磁石に吸着されるプランジャと、前記プランジャを前記永久磁石から離脱させる方向に付勢する付勢部材と、を有し、
   前記制御部は、前記プランジャを前記永久磁石から離脱させる方向であって前記第１の方向に対応する離脱方向に駆動する場合に前記第１のＰＷＭ信号によって前記第１のスイッチング素子を駆動し、前記プランジャを前記永久磁石に吸着させる方向であって前記第２の方向に対応する吸着方向に駆動する場合に前記第２のＰＷＭ信号によって前記第２のスイッチング素子を駆動するものであり、
   前記制御部は、前記第２のＰＷＭ信号のデューティ比を前記第１のＰＷＭ信号のデューティ比よりも高くする
   ことを特徴とする請求項３に記載の空気調和機。
5. 前記第２のスイッチング素子がオン状態になると充電される第３のコンデンサと、
   前記第２のスイッチング素子がオフ状態になると前記第３のコンデンサを電源として動作し、前記第１のＰＷＭ信号に基づいて前記第１のスイッチング素子を駆動する駆動部と、をさらに備え、
   前記制御部は、前記プランジャを前記永久磁石から離脱させる方向である離脱方向に駆動する場合は、前記第２のスイッチング素子をオン状態にすることによって前記第３のコンデンサを充電し、前記第３のコンデンサを充電した後に前記駆動部に前記第１のＰＷＭ信号を供給する
   ことを特徴とする請求項４に記載の空気調和機。
6. 前記制御部は、前記励磁コイルに印加される電圧波形が、全波整流波を階段状に近似した波形になるように、前記第１のＰＷＭ信号および前記第２のＰＷＭ信号を出力する
   ことを特徴とする請求項５に記載の空気調和機。
7. 動作状態になると、停止状態の時よりも前記出力電圧を昇圧するアクティブコンバータをさらに備え、
   前記制御部は、前記アクティブコンバータが動作状態になると、停止状態の時よりも前記第１および第２のＰＷＭ信号のデューティ比を低くする機能を有する
   ことを特徴とする請求項４に記載の空気調和機。

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