JPH10229697A - 定電流駆動回路、並びにこの定電流駆動回路を用いた正弦波電流出力回路およびモータ駆動回路 - Google Patents
定電流駆動回路、並びにこの定電流駆動回路を用いた正弦波電流出力回路およびモータ駆動回路Info
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- JPH10229697A JPH10229697A JP3211497A JP3211497A JPH10229697A JP H10229697 A JPH10229697 A JP H10229697A JP 3211497 A JP3211497 A JP 3211497A JP 3211497 A JP3211497 A JP 3211497A JP H10229697 A JPH10229697 A JP H10229697A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータの円滑な回転を促し、振動または騒音
を解消できる。 【解決手段】 基準用電圧作成回路１０が可変抵抗器Ｒ
V により正弦波周期の調整を行うアナログ正弦波の発振
回路ＯＳＣ１の出力を全波整流器Ｄ２で全波整流して生
成出力する基準用電圧ＶREFaと、正弦波発振回路ＯＳＣ
３をコンデンサＣOSC により制御して生成出力する電流
チョッピング用基準電圧ＶCHO とを合成器４で合成した
基準電圧ＶREF1を定電流駆動回路２０が生成出力し定電
流出力回路３０へ供給している。定電流出力回路３０の
出力は正弦波電流出力回路の出力であり、モータの励磁
コイルに連続的な正弦波による定電流を供給し、励磁電
流の正弦波からステップ状の波形を解消している。
を解消できる。 【解決手段】 基準用電圧作成回路１０が可変抵抗器Ｒ
V により正弦波周期の調整を行うアナログ正弦波の発振
回路ＯＳＣ１の出力を全波整流器Ｄ２で全波整流して生
成出力する基準用電圧ＶREFaと、正弦波発振回路ＯＳＣ
３をコンデンサＣOSC により制御して生成出力する電流
チョッピング用基準電圧ＶCHO とを合成器４で合成した
基準電圧ＶREF1を定電流駆動回路２０が生成出力し定電
流出力回路３０へ供給している。定電流出力回路３０の
出力は正弦波電流出力回路の出力であり、モータの励磁
コイルに連続的な正弦波による定電流を供給し、励磁電
流の正弦波からステップ状の波形を解消している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、正弦波による基準
電圧作成用の基準用電圧ＶREFaに、電流チョッピング用
発振回路の出力電圧ＶCHO を合成して正弦波による基準
電圧ＶREF1を生成する定電流駆動回路、並びにこの定電
流駆動回路を用いた正弦波電流出力回路およびモータ駆
動回路に関し、特に、負荷電流として連続する全波整流
正弦波電流を得ることができる定電流駆動電圧を出力で
きる定電流駆動回路に関する。
電圧作成用の基準用電圧ＶREFaに、電流チョッピング用
発振回路の出力電圧ＶCHO を合成して正弦波による基準
電圧ＶREF1を生成する定電流駆動回路、並びにこの定電
流駆動回路を用いた正弦波電流出力回路およびモータ駆
動回路に関し、特に、負荷電流として連続する全波整流
正弦波電流を得ることができる定電流駆動電圧を出力で
きる定電流駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の定電流駆動回路では、図
７（Ａ）に示されるように、疑似正弦波による基準用電
圧ＶREFcを生成し出力する疑似正弦波基準用電圧作成回
路９０と、コンデンサＣOSC を有し電流チョッピング用
電圧ＶCHO を生成し出力するＯＳＣ（発振回路）３と、
これら出力された基準用電圧ＶREFcおよび電流チョッピ
ング用電圧ＶCHO を合成して基準電圧ＶREF9を生成し出
力する合成器４とが備えられている。
７（Ａ）に示されるように、疑似正弦波による基準用電
圧ＶREFcを生成し出力する疑似正弦波基準用電圧作成回
路９０と、コンデンサＣOSC を有し電流チョッピング用
電圧ＶCHO を生成し出力するＯＳＣ（発振回路）３と、
これら出力された基準用電圧ＶREFcおよび電流チョッピ
ング用電圧ＶCHO を合成して基準電圧ＶREF9を生成し出
力する合成器４とが備えられている。
【０００３】この疑似正弦波基準用電圧作成回路９０で
は、基準電圧源ＶREFc(peak)を接続したＤＡＣ（デジタ
ル／アナログ・コンバータ）９１が疑似正弦波の基準用
電圧ＶREFcを生成し出力する。
は、基準電圧源ＶREFc(peak)を接続したＤＡＣ（デジタ
ル／アナログ・コンバータ）９１が疑似正弦波の基準用
電圧ＶREFcを生成し出力する。
【０００４】図７（Ａ）は、従来の定電流駆動回路の出
力である疑似正弦波による基準電圧ＶREF9を用いて定電
流出力回路を駆動し、モータの励磁コイルに定電流を供
給することによりモータを駆動するモータ駆動回路の一
例を示す疑似正弦波電流出力回路である。
力である疑似正弦波による基準電圧ＶREF9を用いて定電
流出力回路を駆動し、モータの励磁コイルに定電流を供
給することによりモータを駆動するモータ駆動回路の一
例を示す疑似正弦波電流出力回路である。
【０００５】疑似正弦波電流出力回路に含まれる上記定
電流出力回路は、基準電圧ＶREF9を用いて疑似正弦波電
流を生成出力する回路であり、電流検出用コンパレータ
（以後、ＣＯＭＰと略称する）５、Ｈ型ブリッジ駆動回
路（以後、Ｈドライバと略称する）６、スイッチ（以
後、ＳＷと略称する）７、Ｈ型に接続されブリッジ部に
負荷Ｌを有する４個のスイッチ素子Ｑ1 〜Ｑ4 、および
フィードバック抵抗ＲSにより構成されている。
電流出力回路は、基準電圧ＶREF9を用いて疑似正弦波電
流を生成出力する回路であり、電流検出用コンパレータ
（以後、ＣＯＭＰと略称する）５、Ｈ型ブリッジ駆動回
路（以後、Ｈドライバと略称する）６、スイッチ（以
後、ＳＷと略称する）７、Ｈ型に接続されブリッジ部に
負荷Ｌを有する４個のスイッチ素子Ｑ1 〜Ｑ4 、および
フィードバック抵抗ＲSにより構成されている。
【０００６】ＣＯＭＰ５では、非反転入力（＋）端子に
上記定電流駆動回路の出力である基準電圧ＶREF9、また
反転入力（−）端子にはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を
介してモータの励磁コイルである負荷Ｌを流れる負荷電
流ＩM によりフィードバック抵抗ＲS 両端でのドロップ
電圧ＶDP、それぞれが入力される。
上記定電流駆動回路の出力である基準電圧ＶREF9、また
反転入力（−）端子にはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を
介してモータの励磁コイルである負荷Ｌを流れる負荷電
流ＩM によりフィードバック抵抗ＲS 両端でのドロップ
電圧ＶDP、それぞれが入力される。
【０００７】ＣＯＭＰ５の出力はＳＷ７を介してスイッ
チング素子Ｑ1 ／Ｑ2 のゲート端子に接続され、ＣＯＭ
Ｐ５の出力がローレベルの際にはオフ状態、またハイレ
ベルの際にはオン状態それぞれに、Ｈドライバ６により
制御される。従って、ＣＯＭＰ５に入力する基準電圧Ｖ
REF9とドロップ電圧ＶDPとが等しくなるように負帰還が
かかる。
チング素子Ｑ1 ／Ｑ2 のゲート端子に接続され、ＣＯＭ
Ｐ５の出力がローレベルの際にはオフ状態、またハイレ
ベルの際にはオン状態それぞれに、Ｈドライバ６により
制御される。従って、ＣＯＭＰ５に入力する基準電圧Ｖ
REF9とドロップ電圧ＶDPとが等しくなるように負帰還が
かかる。
【０００８】すなわち、負荷Ｌにおける電流方向はＨド
ライバ６の外部から入力される入力信号により設定で
き、Ａ相が励磁される場合にはスイッチング素子Ｑ2 ／
Ｑ3 をオフ状態、スイッチング素子Ｑ4 をオン状態、か
つスイッチング素子Ｑ1 をＰＷＭ（Pulse Width Modula
tion）制御することによりＡ相の励磁電流を定電流化す
る。
ライバ６の外部から入力される入力信号により設定で
き、Ａ相が励磁される場合にはスイッチング素子Ｑ2 ／
Ｑ3 をオフ状態、スイッチング素子Ｑ4 をオン状態、か
つスイッチング素子Ｑ1 をＰＷＭ（Pulse Width Modula
tion）制御することによりＡ相の励磁電流を定電流化す
る。
【０００９】ここで、ＤＡＣ９１の動作について図７
（Ａ）に図７（Ｂ）を併せ参照して説明する。
（Ａ）に図７（Ｂ）を併せ参照して説明する。
【００１０】ＤＡＣ９１の出力は、入力信号により基準
電圧源ＶREFc(peak)の分割電圧が出力される。例えば、
４ビット入力のＤＡＣ９１の場合、１相あたり接地に対
する基準電圧源ＶREFc(peak)が１６（＝２4 ）ステップ
の電圧に分割され、存在することになる。従って、２相
モータの場合では３２ステップ、また４相モータの場合
では６４ステップの基準電圧ＶREF9が作成されることに
なる。
電圧源ＶREFc(peak)の分割電圧が出力される。例えば、
４ビット入力のＤＡＣ９１の場合、１相あたり接地に対
する基準電圧源ＶREFc(peak)が１６（＝２4 ）ステップ
の電圧に分割され、存在することになる。従って、２相
モータの場合では３２ステップ、また４相モータの場合
では６４ステップの基準電圧ＶREF9が作成されることに
なる。
【００１１】図７（Ｂ）は、４ビット入力のＤＡＣ９１
を用いた４相ステッピングモータの疑似正弦波電流出力
回路における負荷電流ＩM の電流波形の一例を示すタイ
ムチャートである。４相ステッピングモータでは、各相
間の電流位相差は９０度であり前述のように、１相あた
り１６ステップの基準状態があるため、ローター１周分
（＝３６０度）では６４段階の位相差を電気的に作成す
ることができる。
を用いた４相ステッピングモータの疑似正弦波電流出力
回路における負荷電流ＩM の電流波形の一例を示すタイ
ムチャートである。４相ステッピングモータでは、各相
間の電流位相差は９０度であり前述のように、１相あた
り１６ステップの基準状態があるため、ローター１周分
（＝３６０度）では６４段階の位相差を電気的に作成す
ることができる。
【００１２】このような疑似正弦波電流出力回路は、一
般にマイクロステップ駆動回路と呼ばれて従来、モータ
駆動回路として多用されてきた。
般にマイクロステップ駆動回路と呼ばれて従来、モータ
駆動回路として多用されてきた。
【００１３】しかし、駆動されるモータではローターが
ステップ角に応じて回転するので、特にステップ角が大
きい場合、ローターの１周におけるステップ数が少くな
るため断続的な回転を生じ、回転する際の振動が免れな
い。
ステップ角に応じて回転するので、特にステップ角が大
きい場合、ローターの１周におけるステップ数が少くな
るため断続的な回転を生じ、回転する際の振動が免れな
い。
【００１４】この問題点を解決する技術が、例えば、特
開平６−２５３５９７号公報に記載されている。
開平６−２５３５９７号公報に記載されている。
【００１５】このモータ駆動回路は、外部から入力され
るクロック信号に同期して順次反転する複数の２値信号
を上記クロック信号に基づいて生成し、この生成された
２値信号の反転タイミングに応じたタイミングで、ステ
ッピングモータの励磁コイルに励磁電流を供給する入力
信号のレベルを、正弦波の所定時間間隔における複数の
値に順次可変設定する際、この入力信号のレベルを一の
値から他の値に緩やかに可変される波形に整形してい
る。
るクロック信号に同期して順次反転する複数の２値信号
を上記クロック信号に基づいて生成し、この生成された
２値信号の反転タイミングに応じたタイミングで、ステ
ッピングモータの励磁コイルに励磁電流を供給する入力
信号のレベルを、正弦波の所定時間間隔における複数の
値に順次可変設定する際、この入力信号のレベルを一の
値から他の値に緩やかに可変される波形に整形してい
る。
【００１６】この構成により、ステッピングモータの励
磁コイルに励磁電流を供給する入力信号のレベルが緩や
かに可変するので、レベルがステップ的な変化の疑似正
弦波で駆動される場合と比較して、ステッピングモータ
の不要な振動と騒音とが低減されている。
磁コイルに励磁電流を供給する入力信号のレベルが緩や
かに可変するので、レベルがステップ的な変化の疑似正
弦波で駆動される場合と比較して、ステッピングモータ
の不要な振動と騒音とが低減されている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の定電流
駆動回路では、モータを駆動するレベルがステップ的に
変化しているのでモータの振動と騒音とが免れないとい
う問題点がある。
駆動回路では、モータを駆動するレベルがステップ的に
変化しているのでモータの振動と騒音とが免れないとい
う問題点がある。
【００１８】また、上記公開公報に記載されたモータ駆
動回路においてもなお、ローターの１周におけるステッ
プ数が少くなる場合では、モータの円滑な回転を阻害し
騒音が残るという面で問題点がある。
動回路においてもなお、ローターの１周におけるステッ
プ数が少くなる場合では、モータの円滑な回転を阻害し
騒音が残るという面で問題点がある。
【００１９】本発明の課題は、上記問題点を解決して、
モータの円滑な回転を促し、振動または騒音を解消でき
る定電流駆動回路もしくは正弦波電流出力回路、または
これらの回路を用いたモータ駆動回路を提供することで
ある。
モータの円滑な回転を促し、振動または騒音を解消でき
る定電流駆動回路もしくは正弦波電流出力回路、または
これらの回路を用いたモータ駆動回路を提供することで
ある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明による定電流駆動
回路は、正弦波による基準電圧作成用の基準用電圧ＶRE
Faに、電流チョッピング用発振回路の出力電圧ＶCHO を
合成して正弦波による基準電圧ＶREF1を生成する定電流
駆動回路において、可変抵抗器および可変コンデンサの
少くとも一方により正弦波周期の調整を行うアナログ正
弦波の発振回路とこの出力する正弦波電圧を全波整流し
出力する全波整流器とにより正弦波による基準電圧作成
用の前記基準用電圧ＶREFaを作成出力する正弦波基準用
電圧作成回路を備えて、基準電圧のステップ状正弦波を
連続するアナログ上正弦波に変えている。
回路は、正弦波による基準電圧作成用の基準用電圧ＶRE
Faに、電流チョッピング用発振回路の出力電圧ＶCHO を
合成して正弦波による基準電圧ＶREF1を生成する定電流
駆動回路において、可変抵抗器および可変コンデンサの
少くとも一方により正弦波周期の調整を行うアナログ正
弦波の発振回路とこの出力する正弦波電圧を全波整流し
出力する全波整流器とにより正弦波による基準電圧作成
用の前記基準用電圧ＶREFaを作成出力する正弦波基準用
電圧作成回路を備えて、基準電圧のステップ状正弦波を
連続するアナログ上正弦波に変えている。
【００２１】また、上記定電流駆動回路の具体的な構成
の一つは、可変抵抗器および可変コンデンサの少くとも
一方により正弦波周期の調整を行うアナログ正弦波の発
振回路の出力を全波整流して基準用電圧ＶREFaを生成し
出力する基準用電圧作成手段と、正弦波発振回路をコン
デンサにより制御して電流チョッピング用基準電圧ＶCH
O を生成し出力する電流チョッピング用基準電圧作成手
段と、前記基準用電圧ＶREFaおよび電流チョッピング用
基準電圧ＶCHO を合成して定電流駆動のため供給する基
準電圧ＶREF1を生成し出力する合成器とを備えている。
の一つは、可変抵抗器および可変コンデンサの少くとも
一方により正弦波周期の調整を行うアナログ正弦波の発
振回路の出力を全波整流して基準用電圧ＶREFaを生成し
出力する基準用電圧作成手段と、正弦波発振回路をコン
デンサにより制御して電流チョッピング用基準電圧ＶCH
O を生成し出力する電流チョッピング用基準電圧作成手
段と、前記基準用電圧ＶREFaおよび電流チョッピング用
基準電圧ＶCHO を合成して定電流駆動のため供給する基
準電圧ＶREF1を生成し出力する合成器とを備えている。
【００２２】また、本発明による正弦波電流出力回路
は、上記定電流駆動回路が出力する基準電圧ＶREF1と出
力される負荷電流およびフィードバック抵抗により生じ
るドロップ電圧とをコンパレータに入力し常に等しくす
るよう２組のスイッチング回路を制御して前記基準電圧
ＶREF1の正弦波に同期した全波整流正弦波電流を得る定
電流出力手段を備えている。
は、上記定電流駆動回路が出力する基準電圧ＶREF1と出
力される負荷電流およびフィードバック抵抗により生じ
るドロップ電圧とをコンパレータに入力し常に等しくす
るよう２組のスイッチング回路を制御して前記基準電圧
ＶREF1の正弦波に同期した全波整流正弦波電流を得る定
電流出力手段を備えている。
【００２３】また、本発明によるモータ駆動回路は、上
記正弦波電流出力回路から出力される正弦波による負荷
電流により前記基準電圧ＶREF1を得る手段と、この得ら
れた基準電圧ＶREF1のピーク電圧より若干低い基準電圧
ＶREF2と、前記基準電圧ＶREF1および基準電圧ＶREF2を
入力して前記基準電圧ＶREF1のピーク電圧発生時点にパ
ルスを出力し、前記負荷電流により駆動されるモータの
回転計測に提供している。
記正弦波電流出力回路から出力される正弦波による負荷
電流により前記基準電圧ＶREF1を得る手段と、この得ら
れた基準電圧ＶREF1のピーク電圧より若干低い基準電圧
ＶREF2と、前記基準電圧ＶREF1および基準電圧ＶREF2を
入力して前記基準電圧ＶREF1のピーク電圧発生時点にパ
ルスを出力し、前記負荷電流により駆動されるモータの
回転計測に提供している。
【００２４】また、上記モータ駆動回路の具体的な構成
の一つは、上記正弦波電流出力回路から出力される正弦
波である負荷電流により前記基準電圧ＶREF1を得る手段
と、モータの回転を停止した際にこの時点で得られた基
準電圧を保持するサンプルアンドホールド回路と、請求
項１、２または請求項３に記載の定電流駆動回路から得
られる基準用電圧ＶREFaおよびこの基準用電圧ＶREFaの
最高／最低電圧に基づいて一周期３６０度を９０度毎に
分割した４相の状態を識別し、モータの回転を停止した
際にこの状態情報を保持する手段と、前記モータ駆動用
電流の方向を検出し、モータの回転を停止した際にこの
方向情報を保持する手段と、モータ駆動の再要求の際に
保持された前記状態情報および方向情報を出力し、これ
ら情報と一致する条件の元で前記サンプルアンドホール
ド回路に保持された基準電圧に達した際に正弦波の前記
基準電圧ＶREF1により負荷電流の発生を開始するよう前
記定電流出力手段を駆動する手段とを備えて、モータの
回転を停止した位置から円滑に再開している。
の一つは、上記正弦波電流出力回路から出力される正弦
波である負荷電流により前記基準電圧ＶREF1を得る手段
と、モータの回転を停止した際にこの時点で得られた基
準電圧を保持するサンプルアンドホールド回路と、請求
項１、２または請求項３に記載の定電流駆動回路から得
られる基準用電圧ＶREFaおよびこの基準用電圧ＶREFaの
最高／最低電圧に基づいて一周期３６０度を９０度毎に
分割した４相の状態を識別し、モータの回転を停止した
際にこの状態情報を保持する手段と、前記モータ駆動用
電流の方向を検出し、モータの回転を停止した際にこの
方向情報を保持する手段と、モータ駆動の再要求の際に
保持された前記状態情報および方向情報を出力し、これ
ら情報と一致する条件の元で前記サンプルアンドホール
ド回路に保持された基準電圧に達した際に正弦波の前記
基準電圧ＶREF1により負荷電流の発生を開始するよう前
記定電流出力手段を駆動する手段とを備えて、モータの
回転を停止した位置から円滑に再開している。
【００２５】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００２６】図１は本発明の実施の一形態を示す回路図
であり、ステッピングモータを駆動するための正弦波電
流ＩM を出力する正弦波電流出力回路の一実施例を示し
ている。すなわち、この正弦波電流出力回路には、本発
明による定電流を駆動するための正弦波による基準電圧
ＶREF1を生成する定電流駆動回路２０と基準電圧ＶREF1
を入力して正弦波による定電流出力回路３０とが含まれ
ている。
であり、ステッピングモータを駆動するための正弦波電
流ＩM を出力する正弦波電流出力回路の一実施例を示し
ている。すなわち、この正弦波電流出力回路には、本発
明による定電流を駆動するための正弦波による基準電圧
ＶREF1を生成する定電流駆動回路２０と基準電圧ＶREF1
を入力して正弦波による定電流出力回路３０とが含まれ
ている。
【００２７】図１に示された定電流駆動回路２０では、
正弦波による基準用電圧ＶREFaを作成し出力する正弦波
基準用電圧作成回路１０と、コンデンサＣOSC を有し電
流チョッピング用電圧ＶCHO を生成し出力するＯＳＣ
（発振回路）３と、これら出力された基準用電圧ＶREFa
および電流チョッピング用電圧ＶCHO を合成して正弦波
による基準電圧ＶREF1を生成し出力する合成器４とが備
えられている。
正弦波による基準用電圧ＶREFaを作成し出力する正弦波
基準用電圧作成回路１０と、コンデンサＣOSC を有し電
流チョッピング用電圧ＶCHO を生成し出力するＯＳＣ
（発振回路）３と、これら出力された基準用電圧ＶREFa
および電流チョッピング用電圧ＶCHO を合成して正弦波
による基準電圧ＶREF1を生成し出力する合成器４とが備
えられている。
【００２８】正弦波基準用電圧作成回路１０が、本発明
の構成部分であり、可変抵抗器ＲVを接続し発振周波数
を変化させて正弦波による基準電圧を生成し出力するＯ
ＳＣ（正弦波発振器）１と、この出力を全波整流して基
準となる正弦波による基準用電圧ＶREFaを出力する全波
整流器（以後、Ｄと略称する）２とを備えるものとす
る。
の構成部分であり、可変抵抗器ＲVを接続し発振周波数
を変化させて正弦波による基準電圧を生成し出力するＯ
ＳＣ（正弦波発振器）１と、この出力を全波整流して基
準となる正弦波による基準用電圧ＶREFaを出力する全波
整流器（以後、Ｄと略称する）２とを備えるものとす
る。
【００２９】一方、定電流出力回路３０には、従来と同
様、電流検出用コンパレータ（以後、ＣＯＭＰと略称す
る）５、Ｈ型ブリッジ駆動回路（以後、Ｈドライバと略
称する）６、励磁相切替スイッチ（以後、ＳＷと略称す
る）７、負荷ＬをＨ型ブリッジ回路に構成する４個のス
イッチ素子であるＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor)
ＦＥＴ（Field Effect Transistor)Ｑ1 〜Ｑ4 、および
フィードバック抵抗ＲS を備えている。
様、電流検出用コンパレータ（以後、ＣＯＭＰと略称す
る）５、Ｈ型ブリッジ駆動回路（以後、Ｈドライバと略
称する）６、励磁相切替スイッチ（以後、ＳＷと略称す
る）７、負荷ＬをＨ型ブリッジ回路に構成する４個のス
イッチ素子であるＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor)
ＦＥＴ（Field Effect Transistor)Ｑ1 〜Ｑ4 、および
フィードバック抵抗ＲS を備えている。
【００３０】ＣＯＭＰ５では、非反転入力（＋）端子に
定電流駆動回路２０の出力である基準電圧ＶREF1、また
反転入力（−）端子にはＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 を介し
てＨ型ブリッジ回路の負荷Ｌを流れる負荷電流ＩM によ
りフィードバック抵抗ＲS 両端に生じるドロップ電圧Ｖ
DP、それぞれが入力される。
定電流駆動回路２０の出力である基準電圧ＶREF1、また
反転入力（−）端子にはＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 を介し
てＨ型ブリッジ回路の負荷Ｌを流れる負荷電流ＩM によ
りフィードバック抵抗ＲS 両端に生じるドロップ電圧Ｖ
DP、それぞれが入力される。
【００３１】ＣＯＭＰ５の出力は、ＳＷ７を介してＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 ／Ｑ2 それぞれのゲートに接続され、Ｈド
ライバ６がＳＷ７を制御することにより、ローレベルの
際にはオフ状態、またハイレベルの際にはオン状態それ
ぞれに制御される。
ＳＦＥＴＱ1 ／Ｑ2 それぞれのゲートに接続され、Ｈド
ライバ６がＳＷ７を制御することにより、ローレベルの
際にはオフ状態、またハイレベルの際にはオン状態それ
ぞれに制御される。
【００３２】定電流出力回路３０の出力段は、Ｈ型ブリ
ッジ回路構成であり、出力用電圧ＶM とフィードバック
抵抗ＲS を介した接地ＧＮＤとの間をＭＯＳＦＥＴＱ1
／Ｑ3 、およびＭＯＳＦＥＴＱ2 ／Ｑ4 それぞれが直列
に接続され、この直列接続それぞれの中点は負荷Ｌの一
端および他端それぞれを接続している。負荷Ｌはモータ
駆動回路の場合にはモータの励磁コイルである。
ッジ回路構成であり、出力用電圧ＶM とフィードバック
抵抗ＲS を介した接地ＧＮＤとの間をＭＯＳＦＥＴＱ1
／Ｑ3 、およびＭＯＳＦＥＴＱ2 ／Ｑ4 それぞれが直列
に接続され、この直列接続それぞれの中点は負荷Ｌの一
端および他端それぞれを接続している。負荷Ｌはモータ
駆動回路の場合にはモータの励磁コイルである。
【００３３】また、Ｈドライバ６は、ＳＷ７およびＭＯ
ＳＦＥＴＱ3 ／Ｑ4 それぞれのゲートに接続し、受ける
外部入力信号により負荷Ｌに出力する正弦波による負荷
電流ＩM を制御している。
ＳＦＥＴＱ3 ／Ｑ4 それぞれのゲートに接続し、受ける
外部入力信号により負荷Ｌに出力する正弦波による負荷
電流ＩM を制御している。
【００３４】また、Ａ相が励磁される場合にはＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 ／Ｑ3 をオフ状態、またＭＯＳＦＥＴＱ4 をオ
ン状態にすることによりＭＯＳＦＥＴＱ1 がＰＷＭ制御
となる。一方、Ａバー相を励磁する場合では、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 ／Ｑ4 をオフ状態、またＭＯＳＦＥＴＱ3 をオ
ン状態にすることによりＭＯＳＦＥＴＱ2 がＰＷＭ制御
となる。
ＥＴＱ2 ／Ｑ3 をオフ状態、またＭＯＳＦＥＴＱ4 をオ
ン状態にすることによりＭＯＳＦＥＴＱ1 がＰＷＭ制御
となる。一方、Ａバー相を励磁する場合では、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 ／Ｑ4 をオフ状態、またＭＯＳＦＥＴＱ3 をオ
ン状態にすることによりＭＯＳＦＥＴＱ2 がＰＷＭ制御
となる。
【００３５】すなわち、負荷Ｌにおける電流方向はＨド
ライバ６の外部から入力される入力信号により設定でき
る。この結果、負荷Ｌがモータの励磁コイルの場合、ス
イッチング制御によりモータの回転方向を制御できる。
ライバ６の外部から入力される入力信号により設定でき
る。この結果、負荷Ｌがモータの励磁コイルの場合、ス
イッチング制御によりモータの回転方向を制御できる。
【００３６】また、ＭＯＳＦＥＴＱ3 ／Ｑ4 のソースに
はフィードバック抵抗ＲS が接続され、負荷Ｌを流れる
負荷電流ＩM とフィードバック抵抗ＲS とによって生じ
るドロップ電圧ＶDPがＣＯＭＰ５の反転入力端子に接続
されている。従って、ＣＯＭＰ５に入力する正弦波によ
る基準電圧ＶREF1とドロップ電圧ＶDPとが常に等しくな
るように負帰還がかかり、ＭＯＳＦＥＴＱ1 ／Ｑ2 がス
イッチングされることにより基準電圧ＶREF1に同期した
全波整流正弦波による負荷電流ＩM の発生が実現でき
る。
はフィードバック抵抗ＲS が接続され、負荷Ｌを流れる
負荷電流ＩM とフィードバック抵抗ＲS とによって生じ
るドロップ電圧ＶDPがＣＯＭＰ５の反転入力端子に接続
されている。従って、ＣＯＭＰ５に入力する正弦波によ
る基準電圧ＶREF1とドロップ電圧ＶDPとが常に等しくな
るように負帰還がかかり、ＭＯＳＦＥＴＱ1 ／Ｑ2 がス
イッチングされることにより基準電圧ＶREF1に同期した
全波整流正弦波による負荷電流ＩM の発生が実現でき
る。
【００３７】図２は図１におけるフィードバック抵抗Ｒ
S に流れる負荷電流ＩM の動作波形の一例を示す。この
負荷電流ＩM は上述のようにアナログ的な変化である正
弦波による基準電圧ＶREF1に基づいた連続的な正弦波を
描く電流値ＶREF1／ＲS となる。
S に流れる負荷電流ＩM の動作波形の一例を示す。この
負荷電流ＩM は上述のようにアナログ的な変化である正
弦波による基準電圧ＶREF1に基づいた連続的な正弦波を
描く電流値ＶREF1／ＲS となる。
【００３８】次に、図３は、図１における正弦波電圧作
成回路１０に適用できる一具体例を示す周知の回路図で
ある。
成回路１０に適用できる一具体例を示す周知の回路図で
ある。
【００３９】図３に示されるように、正弦波基準用電圧
作成回路では、出力する正弦波の周波数ｆは、帰還回路
を形成する出力制御の抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 およびコンデン
サの容量値Ｃ1 により、抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 の積の平方根
と容量値Ｃ1 と数値“２π”との積の逆数で表され、抵
抗値または容量値の変化による設定が可能である。
作成回路では、出力する正弦波の周波数ｆは、帰還回路
を形成する出力制御の抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 およびコンデン
サの容量値Ｃ1 により、抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 の積の平方根
と容量値Ｃ1 と数値“２π”との積の逆数で表され、抵
抗値または容量値の変化による設定が可能である。
【００４０】このように、通常の正弦波基準用電圧作成
回路では出力制御のために構成される抵抗およびコンデ
ンサの少くとも一方を可変にすることにより出力する正
弦波の周波数を変化させることができる。従って、この
回路を使用したモータ駆動回路では、モータの回転速度
を任意に設定することができる。
回路では出力制御のために構成される抵抗およびコンデ
ンサの少くとも一方を可変にすることにより出力する正
弦波の周波数を変化させることができる。従って、この
回路を使用したモータ駆動回路では、モータの回転速度
を任意に設定することができる。
【００４１】次に、図４を参照し、本発明による正弦波
電流出力回路の応用例であり、かつモータ駆動回路にお
ける実施例について説明する。
電流出力回路の応用例であり、かつモータ駆動回路にお
ける実施例について説明する。
【００４２】図４（Ａ）は、モータ回転数を計数するた
め、基準電圧がピークの際、トリガー信号を発生させる
回路を本発明による正弦波電流出力回路に追加した例を
示した回路図である。
め、基準電圧がピークの際、トリガー信号を発生させる
回路を本発明による正弦波電流出力回路に追加した例を
示した回路図である。
【００４３】図示されるように、本発明による全波整流
正弦波電流出力回路４１とこの出力回路である抵抗ＲS
により正弦波による基準電圧ＶREF1に、固定値である比
較用基準電圧ＶREF2およびピーク電圧検出用コンパレー
タ（ＣＯＭＰ）４２が追加されている。
正弦波電流出力回路４１とこの出力回路である抵抗ＲS
により正弦波による基準電圧ＶREF1に、固定値である比
較用基準電圧ＶREF2およびピーク電圧検出用コンパレー
タ（ＣＯＭＰ）４２が追加されている。
【００４４】また、図４（Ｂ）は、基準電圧ＶREF1およ
び出力パルスそれぞれの動作波形の一例を示すタイムチ
ャートである。
び出力パルスそれぞれの動作波形の一例を示すタイムチ
ャートである。
【００４５】図４において、ＣＯＭＰ４２は、正弦波に
よる基準電圧ＶREF1を非反転入力端子、また比較用基準
電圧ＶREF2を反転入力端子それぞれに入力して比較し、
基準電圧ＶREF1が比較用基準電圧ＶREF2より大きい範囲
で出力をハイレベルとする。また、全波整流正弦波電流
出力回路４１の出力回路がＨ型ブリッジ回路の場合には
１８０度進む毎に出力パルスを発生することが可能にな
る。
よる基準電圧ＶREF1を非反転入力端子、また比較用基準
電圧ＶREF2を反転入力端子それぞれに入力して比較し、
基準電圧ＶREF1が比較用基準電圧ＶREF2より大きい範囲
で出力をハイレベルとする。また、全波整流正弦波電流
出力回路４１の出力回路がＨ型ブリッジ回路の場合には
１８０度進む毎に出力パルスを発生することが可能にな
る。
【００４６】この出力パルスは基準電圧ＶREF1のピーク
状態を検出するので、図示されるように、比較用基準電
圧ＶREF2には基準電圧ＶREF1のピーク電圧に近く若干低
い電圧が設定され、幅の狭い出力パルスがトリガー信号
として確実に生成される。
状態を検出するので、図示されるように、比較用基準電
圧ＶREF2には基準電圧ＶREF1のピーク電圧に近く若干低
い電圧が設定され、幅の狭い出力パルスがトリガー信号
として確実に生成される。
【００４７】本発明による正弦波電流出力回路は全波整
流正弦波電流出力回路４１であり、出力される正弦波に
ステップ角が存在しないので、トリガー信号の幅および
周期を正確に生成することができる。
流正弦波電流出力回路４１であり、出力される正弦波に
ステップ角が存在しないので、トリガー信号の幅および
周期を正確に生成することができる。
【００４８】次に、図５を参照し、モータの回転開始の
際に、回転停止位置から回転動作を開始させるモータ駆
動回路の一実施例について説明する。なお、図６は、図
５における主要部での波形の一例を示すタイムチャート
である。
際に、回転停止位置から回転動作を開始させるモータ駆
動回路の一実施例について説明する。なお、図６は、図
５における主要部での波形の一例を示すタイムチャート
である。
【００４９】図５では図１に示される回路に、モータの
回転を停止する際の正弦波による基準電圧ＶREF1を再生
するサンプルアンドホールド（以後、ＳＡＨと略称す
る）回路５０、ダイオード（Ｄ）５１およびコンパレー
タ（ＣＯＭＰ）５２、並びに、モータ回転停止の際の位
相角および電流方向の認識のためのコンパレータ（ＣＯ
ＭＰ）６１〜６３、ラッチ回路（ＬＡＴ）６４〜６６、
および排他的・否定的論理和（ＥＸ−ＮＯＲ）ゲート６
７，６８、更に、Ｈ型ブリッジ回路を制御するＨドライ
バ６に出力を帰還するためのＥＸ−ＮＯＲゲート６９お
よび論理積（ＡＮＤ）ゲート７１，７２を追加して備え
ている。
回転を停止する際の正弦波による基準電圧ＶREF1を再生
するサンプルアンドホールド（以後、ＳＡＨと略称す
る）回路５０、ダイオード（Ｄ）５１およびコンパレー
タ（ＣＯＭＰ）５２、並びに、モータ回転停止の際の位
相角および電流方向の認識のためのコンパレータ（ＣＯ
ＭＰ）６１〜６３、ラッチ回路（ＬＡＴ）６４〜６６、
および排他的・否定的論理和（ＥＸ−ＮＯＲ）ゲート６
７，６８、更に、Ｈ型ブリッジ回路を制御するＨドライ
バ６に出力を帰還するためのＥＸ−ＮＯＲゲート６９お
よび論理積（ＡＮＤ）ゲート７１，７２を追加して備え
ている。
【００５０】モータは、生成される正弦波による基準電
圧ＶREF1が２周期進むと、図２に示されるように位相角
が３６０度変化して一回転する。モータ駆動信号（ＯＮ
／ＯＦＦ）がオンからオフに変化した際にモータは回転
を停止する。回転停止の後、モータをローターの同一位
置から再起動するためには、停止した際の正弦波基準電
圧ＶREF1、ローター位相角、および電流方向を記憶して
おく必要がある。
圧ＶREF1が２周期進むと、図２に示されるように位相角
が３６０度変化して一回転する。モータ駆動信号（ＯＮ
／ＯＦＦ）がオンからオフに変化した際にモータは回転
を停止する。回転停止の後、モータをローターの同一位
置から再起動するためには、停止した際の正弦波基準電
圧ＶREF1、ローター位相角、および電流方向を記憶して
おく必要がある。
【００５１】ＳＡＨ回路５０はダイオード（Ｄ）５３、
抵抗（Ｒ）５４、およびコンデンサ（ＣS)５５の直列回
路により、フィードバック抵抗ＲS のドロップ電圧ＶDP
（＝ＶREF1）を受けて、ＣS ５５に充電させることによ
り記憶させる。
抵抗（Ｒ）５４、およびコンデンサ（ＣS)５５の直列回
路により、フィードバック抵抗ＲS のドロップ電圧ＶDP
（＝ＶREF1）を受けて、ＣS ５５に充電させることによ
り記憶させる。
【００５２】記憶された電圧ＶSAMPは、モータ駆動のＯ
Ｎ信号により回転電圧設定用コンパレータ（ＣＯＭＰ）
５２の反転入力端子に入力され、ＣＯＭＰ５２の非反転
入力端子には全波整流正弦波の基準用電圧ＶREFaがＤ５
１を介して入力される。ＣＯＭＰ５２は、記憶された電
圧ＶSAMPと基準用正弦波電圧ＶREFaとを比較し一致を出
力する。
Ｎ信号により回転電圧設定用コンパレータ（ＣＯＭＰ）
５２の反転入力端子に入力され、ＣＯＭＰ５２の非反転
入力端子には全波整流正弦波の基準用電圧ＶREFaがＤ５
１を介して入力される。ＣＯＭＰ５２は、記憶された電
圧ＶSAMPと基準用正弦波電圧ＶREFaとを比較し一致を出
力する。
【００５３】一方、ＣＯＭＰ６１では、反転（−）入力
端子に基準用電圧ＶREFa、また非反転（＋）入力端子に
低電位ＶL それぞれを入力し、出力をＬＡＴ６４のスタ
ート（Ｓ）端子に接続する。他方、ＣＯＭＰ６２では非
反転（＋）入力端子に基準用電圧ＶREFa、また反転
（−）入力端子に高電位ＶH それぞれを入力し出力をＬ
ＡＴ６４のリセット（Ｒ）端子に接続する。従って、図
６に示されるように、ＬＡＴ６４の出力（Ｑ）端子から
０度から９０度まで、および１８０度から２７０度まで
のクロックパルスＣLK1 が出力される。
端子に基準用電圧ＶREFa、また非反転（＋）入力端子に
低電位ＶL それぞれを入力し、出力をＬＡＴ６４のスタ
ート（Ｓ）端子に接続する。他方、ＣＯＭＰ６２では非
反転（＋）入力端子に基準用電圧ＶREFa、また反転
（−）入力端子に高電位ＶH それぞれを入力し出力をＬ
ＡＴ６４のリセット（Ｒ）端子に接続する。従って、図
６に示されるように、ＬＡＴ６４の出力（Ｑ）端子から
０度から９０度まで、および１８０度から２７０度まで
のクロックパルスＣLK1 が出力される。
【００５４】また、ＣＯＭＰ６３では、負荷Ｌの両端そ
れぞれを二つの入力端子に接続し、Ａ相およびＡバー相
いずれか一方に対応する、０度から１８０度まで、１８
０度から３６０度までを識別するクロックパルスＣLK2
が出力される。
れぞれを二つの入力端子に接続し、Ａ相およびＡバー相
いずれか一方に対応する、０度から１８０度まで、１８
０度から３６０度までを識別するクロックパルスＣLK2
が出力される。
【００５５】ＬＡＴ６５，６６では、それぞれのＤ端子
にクロックパルスＣLK1 ，ＣLK2 を入力し、ＣK 端子に
モータ起動のＯＦＦ信号を受けた際、図６のＡ点では、
その状態を保持し、ＯＮ信号を受けた際に保持している
状態を出力する。クロックパルスＣLK1 ，ＣLK2 の組合
わせにより、０度から３６０度までの間を９０度毎に四
等分したどの状態かが識別できるので、ＬＡＴ６５，６
６それぞれの保持情報によりＯＦＦ信号を受けた際の位
相状態および電流方向が判定できる。
にクロックパルスＣLK1 ，ＣLK2 を入力し、ＣK 端子に
モータ起動のＯＦＦ信号を受けた際、図６のＡ点では、
その状態を保持し、ＯＮ信号を受けた際に保持している
状態を出力する。クロックパルスＣLK1 ，ＣLK2 の組合
わせにより、０度から３６０度までの間を９０度毎に四
等分したどの状態かが識別できるので、ＬＡＴ６５，６
６それぞれの保持情報によりＯＦＦ信号を受けた際の位
相状態および電流方向が判定できる。
【００５６】次に、モータ起動のＯＮ信号を受けた際、
図６のＢ点で、ＥＸ−ＮＯＲゲート６７ではＬＡＴ６５
のＱ端子から出力される保持情報とクロックパルスＣLK
1 とを入力して一致をＡＮＤゲート７１へ出力する。ま
た、ＥＸ−ＮＯＲゲート６７でも同様にＬＡＴ６６のＱ
端子から出力される保持情報とクロックパルスＣLK2と
を入力して一致をＡＮＤゲート７１へ出力する。
図６のＢ点で、ＥＸ−ＮＯＲゲート６７ではＬＡＴ６５
のＱ端子から出力される保持情報とクロックパルスＣLK
1 とを入力して一致をＡＮＤゲート７１へ出力する。ま
た、ＥＸ−ＮＯＲゲート６７でも同様にＬＡＴ６６のＱ
端子から出力される保持情報とクロックパルスＣLK2と
を入力して一致をＡＮＤゲート７１へ出力する。
【００５７】ＡＮＤゲート７１は、クロックパルスＣLK
1 ，ＣLK2 それぞれで、保持情報と一致した状態を出力
する。図６ではクロックパルスＣLK1 ，ＣLK2 両者がハ
イレベルの区間、０度から９０度までの間に出力があ
る。
1 ，ＣLK2 それぞれで、保持情報と一致した状態を出力
する。図６ではクロックパルスＣLK1 ，ＣLK2 両者がハ
イレベルの区間、０度から９０度までの間に出力があ
る。
【００５８】一方、ＥＸ−ＮＯＲゲート６９では、クロ
ックパルスＣLK1 とＣＯＭＰ５２の出力とを入力するこ
とにより、全波整流正弦波の上昇時／下降時いずれの状
態で記憶保持されているかが認識される。
ックパルスＣLK1 とＣＯＭＰ５２の出力とを入力するこ
とにより、全波整流正弦波の上昇時／下降時いずれの状
態で記憶保持されているかが認識される。
【００５９】また、ＡＮＤゲート７２は、４相の一つを
決定するＡＮＤゲート７１の出力とＥＸ−ＮＯＲゲート
６９の出力との論理積を取って出力しＨドライバ６へ帰
還するので、モータの停止位置である保持電圧に一致し
たＣ点でモータの回転再駆動が可能になる。
決定するＡＮＤゲート７１の出力とＥＸ−ＮＯＲゲート
６９の出力との論理積を取って出力しＨドライバ６へ帰
還するので、モータの停止位置である保持電圧に一致し
たＣ点でモータの回転再駆動が可能になる。
【００６０】上記説明では定電流駆動回路および定電流
出力回路を図示して説明したが、回路構成は上記機能を
満たす限り自由であり、上記説明が本発明を限定するも
のではない。また、モータ駆動回路に限定するものでも
ない。
出力回路を図示して説明したが、回路構成は上記機能を
満たす限り自由であり、上記説明が本発明を限定するも
のではない。また、モータ駆動回路に限定するものでも
ない。
【００６１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、次
のような効果がある。
のような効果がある。
【００６２】第１の効果は、モータの駆動に際して、円
滑な回転を促し、振動または騒音を解消できることであ
る。
滑な回転を促し、振動または騒音を解消できることであ
る。
【００６３】その理由は、Ｄ／Ａコンバータから作成す
る疑似正弦波による基準用電圧に代わり、全波整流正弦
波による基準用電圧を用い、ステップ状の正弦波から円
滑に連続したアナログ状正弦波に形成した定電流を出力
することにより、モータの振動の原因である励磁電流に
流れる電流の変化量を円滑化したからである。
る疑似正弦波による基準用電圧に代わり、全波整流正弦
波による基準用電圧を用い、ステップ状の正弦波から円
滑に連続したアナログ状正弦波に形成した定電流を出力
することにより、モータの振動の原因である励磁電流に
流れる電流の変化量を円滑化したからである。
【００６４】第２の効果は、正弦波の基準用電圧の作成
回路が簡素化されたことである。
回路が簡素化されたことである。
【００６５】その理由は、外部入力端子、分圧抵抗、出
力スイッチ等を必要とするＤ／Ａコンバータの代わりに
単純なアナログの正弦波発振器を用いて、定電流出力回
路の駆動電圧を作成しているからである。
力スイッチ等を必要とするＤ／Ａコンバータの代わりに
単純なアナログの正弦波発振器を用いて、定電流出力回
路の駆動電圧を作成しているからである。
【００６６】第３の効果は、正弦波出力の周波数設定が
容易であり、モータの回転速度調整が容易になることで
ある。
容易であり、モータの回転速度調整が容易になることで
ある。
【００６７】その理由は、アナログの正弦波発振器を用
いることにより、例えば、一つの可変抵抗器により容易
に周波数設定ができるからである。
いることにより、例えば、一つの可変抵抗器により容易
に周波数設定ができるからである。
【図１】本発明の実施の一形態を示す回路構成図であ
る。
る。
【図２】図１におけるＡ相／Ａバー相による一周の電流
波形の一例を示すタイムチャートである。
波形の一例を示すタイムチャートである。
【図３】図１に適用できる正弦波基準用電圧作成の一例
を示す回路構成図である。
を示す回路構成図である。
【図４】図１の一応用例を示す回路構成図（Ａ）および
波形図（Ｂ）である。
波形図（Ｂ）である。
【図５】図１の図４とは別の一応用例を示す回路構成図
である。
である。
【図６】図５の回路構成における主要部の一波形例を示
すタイムチャートである。
すタイムチャートである。
【図７】従来の一例を示す回路構成図（Ａ）および波形
図（Ｂ）である。
図（Ｂ）である。
１、３ ＯＳＣ（発振器） ２ 全波整流ダイオード ４ 合成器 ５、４２、５２、６１〜６３ コンパレータ ６ Ｈドライバ ７、５６ ＳＷ（スイッチ） １０ 正弦波基準用電圧作成回路 ２０ 定電流駆動回路 ３０ 定電流出力回路 ４１ 全波整流正弦波電流出力回路 ５０ ＳＡＨ（サンプルアンドホールド）回路 ６４〜６６ ＬＡＴ（ラッチ回路） ６７〜６９ ＥＸ−ＮＯＲ（排他的・否定的論理和）
ゲート ７１、７２ ＡＮＤ（論理積）ゲート
ゲート ７１、７２ ＡＮＤ（論理積）ゲート
Claims (6)
- 【請求項１】 正弦波による基準電圧作成用の基準用電
圧ＶREFaに、電流チョッピング用発振回路の出力電圧Ｖ
CHO を合成して正弦波による基準電圧ＶREF1を生成する
定電流駆動回路において、アナログ正弦波の発振回路と
この出力する正弦波電圧を全波整流し出力する全波整流
器とにより正弦波による基準電圧作成用の前記基準用電
圧ＶREFaを作成出力する正弦波基準用電圧作成回路を備
えることを特徴とする定電流駆動回路。 - 【請求項２】 正弦波による基準電圧作成用の基準用電
圧ＶREFaに、電流チョッピング用発振回路の出力電圧Ｖ
CHO を合成して正弦波による基準電圧ＶREF1を生成する
定電流駆動回路において、可変抵抗器および可変コンデ
ンサの少くとも一方により正弦波周期の調整を行うアナ
ログ正弦波の発振回路とこの出力する正弦波電圧を全波
整流し出力する全波整流器とにより正弦波による基準電
圧作成用の前記基準用電圧ＶREFaを作成出力する正弦波
基準用電圧作成回路を備えることを特徴とする定電流駆
動回路。 - 【請求項３】 可変抵抗器および可変コンデンサの少く
とも一方により正弦波周期の調整を行うアナログ正弦波
の発振回路の出力を全波整流して基準用電圧ＶREFaを生
成し出力する基準用電圧作成手段と、正弦波発振回路を
コンデンサにより制御して電流チョッピング用基準電圧
ＶCHO を生成し出力する電流チョッピング用基準電圧作
成手段と、前記基準用電圧ＶREFaおよび電流チョッピン
グ用基準電圧ＶCHO を合成して定電流駆動のため供給す
る基準電圧ＶREF1を生成し出力する合成器とを備えるこ
とを特徴とする定電流駆動回路。 - 【請求項４】 請求項１、２または請求項３に記載の定
電流駆動回路が出力する基準電圧ＶREF1と出力される負
荷電流およびフィードバック抵抗により生じるドロップ
電圧とをコンパレータに入力し常に等しくするよう２組
のスイッチング回路を制御して前記基準電圧ＶREF1の正
弦波に同期した全波整流正弦波電流を得る定電流出力手
段を備えることを特徴とする正弦波電流出力回路。 - 【請求項５】 請求項４に記載の正弦波電流出力回路か
ら出力される正弦波による負荷電流により前記基準電圧
ＶREF1を得る手段と、この得られた基準電圧ＶREF1のピ
ーク電圧より若干低い基準電圧ＶREF2と、前記基準電圧
ＶREF1および基準電圧ＶREF2を入力して前記基準電圧Ｖ
REF1のピーク電圧発生時点にパルスを出力し、前記負荷
電流により駆動されるモータの回転計測に提供すること
を特徴とするモータ駆動回路。 - 【請求項６】 請求項４に記載の正弦波電流出力回路か
ら出力される正弦波である負荷電流により前記基準電圧
ＶREF1を得る手段と、モータの回転を停止した際にこの
時点で得られた基準電圧を保持するサンプルアンドホー
ルド回路と、請求項１、２または請求項３に記載の定電
流駆動回路から得られる基準用電圧ＶREFaおよびこの基
準用電圧ＶREFaの最高／最低電圧に基づいて一周期３６
０度を９０度毎に分割した４相の状態を識別し、モータ
の回転を停止した際にこの状態情報を保持する手段と、
前記モータ駆動用電流の方向を検出し、モータの回転を
停止した際にこの方向情報を保持する手段と、モータ駆
動の再要求の際に保持された前記状態情報および方向情
報を出力し、これら情報と一致する条件の元で前記サン
プルアンドホールド回路に保持された基準電圧に達した
際に正弦波の前記基準電圧ＶREF1により負荷電流の発生
を開始するよう前記定電流出力手段を駆動する手段とを
備えることを特徴とするモータ駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3211497A JP3112067B2 (ja) | 1997-02-17 | 1997-02-17 | モータ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3211497A JP3112067B2 (ja) | 1997-02-17 | 1997-02-17 | モータ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10229697A true JPH10229697A (ja) | 1998-08-25 |
| JP3112067B2 JP3112067B2 (ja) | 2000-11-27 |
Family
ID=12349885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3211497A Expired - Fee Related JP3112067B2 (ja) | 1997-02-17 | 1997-02-17 | モータ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3112067B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020143871A (ja) * | 2019-03-08 | 2020-09-10 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 空気調和機 |
-
1997
- 1997-02-17 JP JP3211497A patent/JP3112067B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020143871A (ja) * | 2019-03-08 | 2020-09-10 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 空気調和機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3112067B2 (ja) | 2000-11-27 |
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