JPH06153569A - Ａｃサーボモータの電流制御方法 - Google Patents
Ａｃサーボモータの電流制御方法Info
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- JPH06153569A JPH06153569A JP4317984A JP31798492A JPH06153569A JP H06153569 A JPH06153569 A JP H06153569A JP 4317984 A JP4317984 A JP 4317984A JP 31798492 A JP31798492 A JP 31798492A JP H06153569 A JPH06153569 A JP H06153569A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ｄ−ｑ変換を利用し電圧指令が飽和したとき
位相のずれを防止したＡＣサーボモータの電流制御方
法。 【構成】 ｄ−ｑ変換して（９）、界磁が作る磁束の方
向のｄ相電流Ｉd が「０」になるように電流制御器５d
でｄ相指令電圧Ｖd を求める。また、該ｄ軸とは直交す
るｑ相はトルク指令を指令値とし、算出されたｑ相電流
とで電流ループ処理を行い（５ｑ）、ｑ相電圧指令Ｖq
を求める。電圧指令Ｖd ，Ｖq の合成ベクトルがクラン
プ値を越えると、合成ベクトルの位相と同一で大きさが
クランプ値のベクトルに対応するｄ，ｑ相の成分をそれ
ぞれの電圧指令とする。加速中は、ｑ相の積分値のみ小
さく書き替える飽和処理を行う。減速中はｄ，ｑ相共に
積分値を小さく書き替える飽和処理を行う。クランプ処
理をしても位相の急激な変化は生じない。
位相のずれを防止したＡＣサーボモータの電流制御方
法。 【構成】 ｄ−ｑ変換して（９）、界磁が作る磁束の方
向のｄ相電流Ｉd が「０」になるように電流制御器５d
でｄ相指令電圧Ｖd を求める。また、該ｄ軸とは直交す
るｑ相はトルク指令を指令値とし、算出されたｑ相電流
とで電流ループ処理を行い（５ｑ）、ｑ相電圧指令Ｖq
を求める。電圧指令Ｖd ，Ｖq の合成ベクトルがクラン
プ値を越えると、合成ベクトルの位相と同一で大きさが
クランプ値のベクトルに対応するｄ，ｑ相の成分をそれ
ぞれの電圧指令とする。加速中は、ｑ相の積分値のみ小
さく書き替える飽和処理を行う。減速中はｄ，ｑ相共に
積分値を小さく書き替える飽和処理を行う。クランプ処
理をしても位相の急激な変化は生じない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、工作機械や産業機械等
の機械，装置やロボットの駆動源として使用されるＡＣ
サーボモータの電流制御方法に関する。
の機械，装置やロボットの駆動源として使用されるＡＣ
サーボモータの電流制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は従来から行われているＡＣサーボ
モータの制御系のブロック線図である。位置指令からエ
ンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じて
位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを乗じ
て位置ループ制御（１）を行って速度指令を求め、この
速度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を
求め、比例，積分制御等の速度ループ処理（２）を行い
トルク指令（電流指令）を求める。さらに、このトルク
指令から電流フィードバック値を減じて電流ループ処理
（３）を行い各相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行
いＡＣサーボモータＭを制御している。
モータの制御系のブロック線図である。位置指令からエ
ンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じて
位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを乗じ
て位置ループ制御（１）を行って速度指令を求め、この
速度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を
求め、比例，積分制御等の速度ループ処理（２）を行い
トルク指令（電流指令）を求める。さらに、このトルク
指令から電流フィードバック値を減じて電流ループ処理
（３）を行い各相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行
いＡＣサーボモータＭを制御している。
【０００３】上記制御系において、電流ループとして、
従来は３相電流（３相ＡＣサーボモータの場合）を別々
に制御する方式が一般的である。図２は上記３相電流を
別々に制御する電流ループ処理の詳細図である。
従来は３相電流（３相ＡＣサーボモータの場合）を別々
に制御する方式が一般的である。図２は上記３相電流を
別々に制御する電流ループ処理の詳細図である。
【０００４】速度ループ処理で求められたトルク指令
（電流指令）に、エンコーダ等で検出されたサーボモー
タのロータ位相θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対するそれぞれ２
π／３（電気角）ずれた正弦波を乗じて各相の電流指令
を求め、該電流指令から電流検出器で検出される各相の
実電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw を減じて電流偏差を求め、各相
電流制御器５u ，５v ，５w で比例積分（ＰＩ）制御等
を行って各相の指令電圧Ｅu ，Ｅv ，Ｅw を電力増幅器
６に出力する。電力増幅器６ではインバータ等でＰＷＭ
制御を行って各相の電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw をサーボモー
タＭに流し駆動することになる。
（電流指令）に、エンコーダ等で検出されたサーボモー
タのロータ位相θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対するそれぞれ２
π／３（電気角）ずれた正弦波を乗じて各相の電流指令
を求め、該電流指令から電流検出器で検出される各相の
実電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw を減じて電流偏差を求め、各相
電流制御器５u ，５v ，５w で比例積分（ＰＩ）制御等
を行って各相の指令電圧Ｅu ，Ｅv ，Ｅw を電力増幅器
６に出力する。電力増幅器６ではインバータ等でＰＷＭ
制御を行って各相の電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw をサーボモー
タＭに流し駆動することになる。
【０００５】上記３相電流を別々に制御する方式である
と、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数も
上昇し電流位相が徐々に遅れてきて電流の無効成分が多
くなり、トルクを効率よく発生することができなくなる
という欠点がある。この欠点を改善する方法として、３
相電流をｄ−ｑ変換してｄ相，ｑ相の２相に変換した後
それぞれの相を制御する方法がある。このｄ−ｑ変換を
利用する方法は、電流を直流として制御するので制御系
の位相遅れがなくトルク特性が、３相電流を別々に制御
する場合と比較して改善されることが知られている。ｄ
−ｑ変換においてはｄ軸は界磁の作る磁束の方向にとる
ことが一般的であり、図４に示すように、ロータの永久
磁石の磁束の向きにｄ軸をとり、該ｄ軸に直交する向き
にｑ軸をとっている。
と、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数も
上昇し電流位相が徐々に遅れてきて電流の無効成分が多
くなり、トルクを効率よく発生することができなくなる
という欠点がある。この欠点を改善する方法として、３
相電流をｄ−ｑ変換してｄ相，ｑ相の２相に変換した後
それぞれの相を制御する方法がある。このｄ−ｑ変換を
利用する方法は、電流を直流として制御するので制御系
の位相遅れがなくトルク特性が、３相電流を別々に制御
する場合と比較して改善されることが知られている。ｄ
−ｑ変換においてはｄ軸は界磁の作る磁束の方向にとる
ことが一般的であり、図４に示すように、ロータの永久
磁石の磁束の向きにｄ軸をとり、該ｄ軸に直交する向き
にｑ軸をとっている。
【０００６】図３はＡＣサーボモータの従来の制御をｄ
−ｑ変換して制御するときのブロック図である。ｄ相の
電流指令を「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ループか
ら出力されるトルク指令とし、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相
の実電流（いずれか２つの相を検出すればよい）、及び
ロータ位置検出器で検出されたロータの位相から、３相
電流から２相電流へ変換する手段９でｄ相，ｑ相の電流
Ｉd ，Ｉq を求めて上記各相指令値から減じて、ｄ相，
ｑ相の電流偏差を求め、電流制御器５ｄ，５ｑで従来と
同様に比例，積分制御してｄ相指令電圧，ｑ相指令電圧
Ｖd ，Ｖq を求める。そして、この２相の指令電圧Ｖd
，Ｖq から、２相電圧から３相電圧に変換する手段８
で、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、
電力増幅器６に出力してインバータ等でサーボモータの
各相に流す電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータ
を制御する構成となっている。
−ｑ変換して制御するときのブロック図である。ｄ相の
電流指令を「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ループか
ら出力されるトルク指令とし、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相
の実電流（いずれか２つの相を検出すればよい）、及び
ロータ位置検出器で検出されたロータの位相から、３相
電流から２相電流へ変換する手段９でｄ相，ｑ相の電流
Ｉd ，Ｉq を求めて上記各相指令値から減じて、ｄ相，
ｑ相の電流偏差を求め、電流制御器５ｄ，５ｑで従来と
同様に比例，積分制御してｄ相指令電圧，ｑ相指令電圧
Ｖd ，Ｖq を求める。そして、この２相の指令電圧Ｖd
，Ｖq から、２相電圧から３相電圧に変換する手段８
で、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、
電力増幅器６に出力してインバータ等でサーボモータの
各相に流す電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータ
を制御する構成となっている。
【０００７】次にこのｄ−ｑ変換を利用する電流制御方
法について解析する。交流電動機において３相交流で表
した回路方程式は次の１式で表される。
法について解析する。交流電動機において３相交流で表
した回路方程式は次の１式で表される。
【０００８】
【数１】 上記１式の左辺はモータのＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧であり、
右辺第１項の左側の行列はインピーダンス行列であり、
Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線の自己インダクタンス、Ｍは相
互インダクタンスで、Ｐは微分演算子である。また、右
辺第１項右側のベクトルは各相電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw の
ベクトルであり、右辺第２項は各相の巻線が誘起する起
電力ｅu ，ｅv ，ｅw である。そこで、３相交流座標系
から２相交流座標系に変換する２式で示す変換行列Ｃ
１、及びこの２相交流座標系を回転座標系に変換する３
式で示す変換行列Ｃ２を用いて上記１式を変換して、い
わゆるｄ−ｑ変換を行うと４式が得られる。
右辺第１項の左側の行列はインピーダンス行列であり、
Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線の自己インダクタンス、Ｍは相
互インダクタンスで、Ｐは微分演算子である。また、右
辺第１項右側のベクトルは各相電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw の
ベクトルであり、右辺第２項は各相の巻線が誘起する起
電力ｅu ，ｅv ，ｅw である。そこで、３相交流座標系
から２相交流座標系に変換する２式で示す変換行列Ｃ
１、及びこの２相交流座標系を回転座標系に変換する３
式で示す変換行列Ｃ２を用いて上記１式を変換して、い
わゆるｄ−ｑ変換を行うと４式が得られる。
【０００９】
【数２】
【００１０】
【数３】
【００１１】
【数４】 なお、上記３式においてθはロータの電気角（ｕ相の巻
線を基準として時計回りにとった界磁の角度）であり、
４式におけるωはロータの角速度（電気角）、φは巻線
鎖交磁束数の最大値である。上記４式より、界磁の作る
磁束の方向のｄ相電流Ｉd を「０」に制御し、ｑ相電流
Ｉq のみ、その大きさを制御するようにすれば、ＤＣサ
ーボモータと同じ制御ができることを意味する。
線を基準として時計回りにとった界磁の角度）であり、
４式におけるωはロータの角速度（電気角）、φは巻線
鎖交磁束数の最大値である。上記４式より、界磁の作る
磁束の方向のｄ相電流Ｉd を「０」に制御し、ｑ相電流
Ｉq のみ、その大きさを制御するようにすれば、ＤＣサ
ーボモータと同じ制御ができることを意味する。
【００１２】そして、上記変換行列Ｃ１，Ｃ２と３相の
電圧，電流の合計が「０」である関係、すなわち、Ｖu
＋Ｖv ＋Ｖw ＝０、Ｉu ＋Ｉv ＋Ｉw ＝０の関係より、
３相電圧Ｖu ，Ｖv ，Ｖw と２相電圧Ｖd ，Ｖq 、及び
３相電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw と２相電流Ｉd ，Ｉq の関係
は次の５式，６式が成立する。
電圧，電流の合計が「０」である関係、すなわち、Ｖu
＋Ｖv ＋Ｖw ＝０、Ｉu ＋Ｉv ＋Ｉw ＝０の関係より、
３相電圧Ｖu ，Ｖv ，Ｖw と２相電圧Ｖd ，Ｖq 、及び
３相電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw と２相電流Ｉd ，Ｉq の関係
は次の５式，６式が成立する。
【００１３】
【数５】
【００１４】
【数６】 そこで、図３における手段９で上記６式の演算を行い、
２相電流のＩd,Ｉq を求め、各相の電流フィードバック
とし、また、上記手段８では上記５式の演算を行って２
相電圧Ｖd ，Ｖq から３相電圧Ｖu ，Ｖv ，Ｖw 求める
ことによって、ｄ−ｑ変換を利用してサーボモータの電
流の制御する方法が得られる。
２相電流のＩd,Ｉq を求め、各相の電流フィードバック
とし、また、上記手段８では上記５式の演算を行って２
相電圧Ｖd ，Ｖq から３相電圧Ｖu ，Ｖv ，Ｖw 求める
ことによって、ｄ−ｑ変換を利用してサーボモータの電
流の制御する方法が得られる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】一方、電流制御におい
て、電力増幅器のインバータに印加される電圧（主電
圧）及び、ＰＷＭ制御における３角波の振幅の大きさの
関係から、制御出力（電圧）をクランプする必要があ
る。また、制御出力をクランプすると当然制御偏差が増
大し、電流ループ内の積分器の値が増大し、応答性が悪
くなるという問題があり、積分器の書き替え、いわゆる
飽和処理を行う必要がある。上述したようなｄ−ｑ変換
を利用した電流制御方法では、ｄ相，ｑ相の各電流ルー
プの出力であるｄ相電圧Ｖd とｑ相電圧Ｖq をクランプ
するときに、各指令電圧を別々にクランプすると、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の３相電圧に変換されたときの振幅と位相が一
定とならず希望どおりの電流をモータに流すことずでき
ない。
て、電力増幅器のインバータに印加される電圧（主電
圧）及び、ＰＷＭ制御における３角波の振幅の大きさの
関係から、制御出力（電圧）をクランプする必要があ
る。また、制御出力をクランプすると当然制御偏差が増
大し、電流ループ内の積分器の値が増大し、応答性が悪
くなるという問題があり、積分器の書き替え、いわゆる
飽和処理を行う必要がある。上述したようなｄ−ｑ変換
を利用した電流制御方法では、ｄ相，ｑ相の各電流ルー
プの出力であるｄ相電圧Ｖd とｑ相電圧Ｖq をクランプ
するときに、各指令電圧を別々にクランプすると、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の３相電圧に変換されたときの振幅と位相が一
定とならず希望どおりの電流をモータに流すことずでき
ない。
【００１６】また、クランプが連続して生じるような場
合には、前述したように、飽和処理を行い電流ループ内
の積分器の値を小さく書き替える必要があるが、ｄ相，
ｑ相の各積分器を同じように書き替えるのでは、次回の
電圧指令の計算値の位相がずれていき、電圧の飽和が連
続すると希望通りの電流を流すことができないといった
問題が生じる。
合には、前述したように、飽和処理を行い電流ループ内
の積分器の値を小さく書き替える必要があるが、ｄ相，
ｑ相の各積分器を同じように書き替えるのでは、次回の
電圧指令の計算値の位相がずれていき、電圧の飽和が連
続すると希望通りの電流を流すことができないといった
問題が生じる。
【００１７】そこで、本発明の目的は、ｄ−ｑ変換を利
用して電流を制御する方法において、指令電圧が飽和し
たとき位相のずれが生じないようにする電流制御方法を
提供することにある。
用して電流を制御する方法において、指令電圧が飽和し
たとき位相のずれが生じないようにする電流制御方法を
提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、ｄ−ｑ変換を
利用して電流を制御するＡＣサーボモータの電流制御方
法において、電流ループ処理で算出される各電圧指令の
合成ベクトルがクランプ値を越えると、上記合成ベクト
ルと同一位相で大きさがクランプ値のベクトルのｄ相，
ｑ相成分をｄ相，ｑ相の電圧指令とする。さらに、上記
合成ベクトルがクランプ値を越えるたとき実行される飽
和処理として、上記ｑ相の電圧指令とｑ相電流の符号が
同一の場合には、ｑ相の電流ループの積分値のみを小さ
く書き替える飽和処理を行い、上記ｑ相の電圧指令とｑ
相電流の符号が異なる場合には、ｑ相，ｄ相の電流ルー
プの積分値を小さく書き替える。
利用して電流を制御するＡＣサーボモータの電流制御方
法において、電流ループ処理で算出される各電圧指令の
合成ベクトルがクランプ値を越えると、上記合成ベクト
ルと同一位相で大きさがクランプ値のベクトルのｄ相，
ｑ相成分をｄ相，ｑ相の電圧指令とする。さらに、上記
合成ベクトルがクランプ値を越えるたとき実行される飽
和処理として、上記ｑ相の電圧指令とｑ相電流の符号が
同一の場合には、ｑ相の電流ループの積分値のみを小さ
く書き替える飽和処理を行い、上記ｑ相の電圧指令とｑ
相電流の符号が異なる場合には、ｑ相，ｄ相の電流ルー
プの積分値を小さく書き替える。
【００１９】積分値の書き替えは、電流ループ処理で算
出されるｄ相，ｑ相の電圧指令からクランプされたｄ
相，ｑ相の電圧指令をそれぞれ減じた値をＶd over，Ｖ
q over、電流ループの積分ゲインをＫ１、比例ゲインを
Ｋ２とすると、ｄ相，ｑ相の積分値からそれぞれＶd ov
er×Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）、Ｖq over×Ｋ１／（Ｋ１＋
Ｋ２）を減じた値に書き替える。
出されるｄ相，ｑ相の電圧指令からクランプされたｄ
相，ｑ相の電圧指令をそれぞれ減じた値をＶd over，Ｖ
q over、電流ループの積分ゲインをＫ１、比例ゲインを
Ｋ２とすると、ｄ相，ｑ相の積分値からそれぞれＶd ov
er×Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）、Ｖq over×Ｋ１／（Ｋ１＋
Ｋ２）を減じた値に書き替える。
【００２０】
【作用】電圧指令が飽和したとき、電流ループで計算さ
れたｄ，ｑ相の電圧指令の合成ベクトルの位相を変え
ず、大きさだけクランプ電圧である直流リンク電圧の値
にしたベクトルのｄ相，ｑ相成分をｄ相，ｑ相の電圧指
令とすることから、電圧指令がクランプされても位相の
変化は生じない。また、電流ループの積分値を小さくす
る飽和処理においても、電圧指令をクランプすることに
よって、ｄ相電流Ｉd が流れ、該電流Ｉd が流れるれば
流れるほどｄ相電圧指令は減少し、ｑ相電圧指令は増加
する加速中においては、ｑ相の積分値のみ小さな値に書
き替え、ｄ相の積分値の書き替えは行わないようにし
て、飽和処理による位相の変化を防止する。
れたｄ，ｑ相の電圧指令の合成ベクトルの位相を変え
ず、大きさだけクランプ電圧である直流リンク電圧の値
にしたベクトルのｄ相，ｑ相成分をｄ相，ｑ相の電圧指
令とすることから、電圧指令がクランプされても位相の
変化は生じない。また、電流ループの積分値を小さくす
る飽和処理においても、電圧指令をクランプすることに
よって、ｄ相電流Ｉd が流れ、該電流Ｉd が流れるれば
流れるほどｄ相電圧指令は減少し、ｑ相電圧指令は増加
する加速中においては、ｑ相の積分値のみ小さな値に書
き替え、ｄ相の積分値の書き替えは行わないようにし
て、飽和処理による位相の変化を防止する。
【００２１】また、電圧指令をクランプすることによっ
て、ｄ相電流Ｉd が流れ、該電流Ｉd が流れるれば流れ
るほどｄ相，ｑ相ともにその電圧指令が減少する減速中
においては、ｄ，ｑ相の積分値を小さくし飽和処理を行
うことによってｄ相，ｑ相の電圧指令の大きさをバラン
スよくさせ、電圧ベクトルの急激な変化を防止する。
て、ｄ相電流Ｉd が流れ、該電流Ｉd が流れるれば流れ
るほどｄ相，ｑ相ともにその電圧指令が減少する減速中
においては、ｄ，ｑ相の積分値を小さくし飽和処理を行
うことによってｄ相，ｑ相の電圧指令の大きさをバラン
スよくさせ、電圧ベクトルの急激な変化を防止する。
【００２２】また、積分値を小さくする処理において、
クランプ値よりオーバーした電圧指令の積分器による部
分の比率をＫ１／（Ｋ１＋Ｋ２）とみなし、オーバーし
た値Ｖd over，Ｖq overにＫ１／（Ｋ１＋Ｋ２）を乗じ
た分を積分器から減じて積分値を小さくするようにす
る。
クランプ値よりオーバーした電圧指令の積分器による部
分の比率をＫ１／（Ｋ１＋Ｋ２）とみなし、オーバーし
た値Ｖd over，Ｖq overにＫ１／（Ｋ１＋Ｋ２）を乗じ
た分を積分器から減じて積分値を小さくするようにす
る。
【００２３】
【実施例】まず、飽和が生じたときの電流制御につい
て、加速時と減速時に分けて説明する。 （Ａ）加速時（速度は正方向） （１）指令電圧のクランプ処理 ｄ−ｑ変換を利用する電流制御においては、磁束の向き
と同じ向きのｄ相電流Ｉd を「０」にしてこのｄ相と直
交する向きのｑ相電流Ｉq をトルク指令に追従させるも
のであるから、Ｉd ＝０，Ｉq ＞０であり、また、正方
向に回転中でかつ加速時であるから、ロータの角速度ω
は正である。よって上記４式より、 Ｖd ＝−ωＬ・Ｉq ＜０ …（７） Ｖq ＝ωφ＋（Ｒ＋ＰＬ）・Ｉq ＝ωφ＋Ｚ・Ｉq ＞０ …（８） ただし、Ｚ＝Ｒ＋ＰＬである。 となる。このｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq をベクトル図で
表すと、図５に示す状態となる。そして、本発明では、
このｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq の合成ベクトルＶｃがク
ランプ電圧であるインバータの直流リンク電圧ＶDCを越
えると、この合成ベクトルＶｃの位相を変えずに、大き
さを直流電圧ＶDCにかえた電圧Ｖｃ´とする。すなわ
ち、合成ベクトルが飽和すると、合成ベクトルＶｃの位
相θより（ｔａｎθ＝Ｖd ／Ｖq ）、ｄ相電圧Ｖd 及び
ｑ相電圧Ｖq を次のようにする。
て、加速時と減速時に分けて説明する。 （Ａ）加速時（速度は正方向） （１）指令電圧のクランプ処理 ｄ−ｑ変換を利用する電流制御においては、磁束の向き
と同じ向きのｄ相電流Ｉd を「０」にしてこのｄ相と直
交する向きのｑ相電流Ｉq をトルク指令に追従させるも
のであるから、Ｉd ＝０，Ｉq ＞０であり、また、正方
向に回転中でかつ加速時であるから、ロータの角速度ω
は正である。よって上記４式より、 Ｖd ＝−ωＬ・Ｉq ＜０ …（７） Ｖq ＝ωφ＋（Ｒ＋ＰＬ）・Ｉq ＝ωφ＋Ｚ・Ｉq ＞０ …（８） ただし、Ｚ＝Ｒ＋ＰＬである。 となる。このｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq をベクトル図で
表すと、図５に示す状態となる。そして、本発明では、
このｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq の合成ベクトルＶｃがク
ランプ電圧であるインバータの直流リンク電圧ＶDCを越
えると、この合成ベクトルＶｃの位相を変えずに、大き
さを直流電圧ＶDCにかえた電圧Ｖｃ´とする。すなわ
ち、合成ベクトルが飽和すると、合成ベクトルＶｃの位
相θより（ｔａｎθ＝Ｖd ／Ｖq ）、ｄ相電圧Ｖd 及び
ｑ相電圧Ｖq を次のようにする。
【００２４】 Ｖd ＝ＶDC・ｓｉｎθ …（９） Ｖq ＝ＶDC・ｃｏｓθ …（１０） 以上のように、ｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq の合成ベクト
ル電圧Ｖｃが直流リンク電圧ＶDCを越える場合には、上
記９式，１０式の演算を行って位相θに変化がないよう
にｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq を調整してクランプする。
ル電圧Ｖｃが直流リンク電圧ＶDCを越える場合には、上
記９式，１０式の演算を行って位相θに変化がないよう
にｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq を調整してクランプする。
【００２５】（２）飽和処理 しかし、上記９式，１０式の処理で各電圧をクランプし
たとしても、位相のずれが生じる。そのため、積分器に
対して飽和処理を行う必要がある。上記合成電圧Ｖｃが
直流リンク電圧ＶDCを越えていない場合には、上記７
式，８式より、各相の電圧Ｖd ，Ｖq と電流（ただしｉ
ｄ＝０）の関係は図６に示す状態となる。しかし、この
ｄ，ｑ相の電圧Ｖd ，Ｖq が上昇し、ｄ相，ｑ相電圧Ｖ
d ，Ｖq の合成ベクトル電圧Ｖｃが直流リンク電圧ＶDC
を越え、クランプされると、ｑ相電流Ｉq で（−ωＬ・
Ｉq ）の負の電圧がｄ相電圧Ｖd として生じるにもかか
わらず、ｄ相電圧はクランプ電圧ＶDC・ｓｉｎθにクラ
ンプされることから、この電圧＝（−ωＬ・Ｉq ）に達
しない。このことは４式より、ｄ相電流Ｉd が「０」で
はなく、流れることを示している。
たとしても、位相のずれが生じる。そのため、積分器に
対して飽和処理を行う必要がある。上記合成電圧Ｖｃが
直流リンク電圧ＶDCを越えていない場合には、上記７
式，８式より、各相の電圧Ｖd ，Ｖq と電流（ただしｉ
ｄ＝０）の関係は図６に示す状態となる。しかし、この
ｄ，ｑ相の電圧Ｖd ，Ｖq が上昇し、ｄ相，ｑ相電圧Ｖ
d ，Ｖq の合成ベクトル電圧Ｖｃが直流リンク電圧ＶDC
を越え、クランプされると、ｑ相電流Ｉq で（−ωＬ・
Ｉq ）の負の電圧がｄ相電圧Ｖd として生じるにもかか
わらず、ｄ相電圧はクランプ電圧ＶDC・ｓｉｎθにクラ
ンプされることから、この電圧＝（−ωＬ・Ｉq ）に達
しない。このことは４式より、ｄ相電流Ｉd が「０」で
はなく、流れることを示している。
【００２６】すなわち、図７に示すように正のｄ相電流
Ｉd が流れることを意味する。ｄ相電流Ｉd が流れる結
果、４式からわかるように、ｑ相電圧Ｖq には、（ωＬ
・Ｉd ）が付加されて、 Ｖq ＝ωφ＋Ｚ・Ｉq ＋ωＬ・Ｉd …（１１） となり、ｑ相電圧Ｖq は増加することになる。
Ｉd が流れることを意味する。ｄ相電流Ｉd が流れる結
果、４式からわかるように、ｑ相電圧Ｖq には、（ωＬ
・Ｉd ）が付加されて、 Ｖq ＝ωφ＋Ｚ・Ｉq ＋ωＬ・Ｉd …（１１） となり、ｑ相電圧Ｖq は増加することになる。
【００２７】このことは、電圧が飽和しクランプされた
後に、ｄ相電流Ｉd が流れれば流れる程、ｄ相電圧Ｖd
は減少しｑ相電圧Ｖq は増加することになり、図５にＶ
ｃ”と示すように、ｄ相，ｑ相のクランプされた電圧の
合成ベクトル電圧Ｖｃ´はｑ軸方向に回転し、位相θは
小さくなることを意味する。位相θが小さくなれば、ｄ
相の電圧Ｖd のクランプ値ＶDC・ｓｉｎθは段々小さく
なり、図７で示されるように、ｄ相電流Ｉd がますます
流れることとなり、位相θはますます小さくなる。この
悪循環が続くことになり、ｄ相電流Ｉd が極端に増加し
電流の位相がロータの位相から遅れ、トルクを発生しな
くなる。そこで、本発明は、この悪循環をなくすため
に、本発明では、ｄ相の電流ループの積分器の値の書き
替えだけの飽和処理を行うようにする。
後に、ｄ相電流Ｉd が流れれば流れる程、ｄ相電圧Ｖd
は減少しｑ相電圧Ｖq は増加することになり、図５にＶ
ｃ”と示すように、ｄ相，ｑ相のクランプされた電圧の
合成ベクトル電圧Ｖｃ´はｑ軸方向に回転し、位相θは
小さくなることを意味する。位相θが小さくなれば、ｄ
相の電圧Ｖd のクランプ値ＶDC・ｓｉｎθは段々小さく
なり、図７で示されるように、ｄ相電流Ｉd がますます
流れることとなり、位相θはますます小さくなる。この
悪循環が続くことになり、ｄ相電流Ｉd が極端に増加し
電流の位相がロータの位相から遅れ、トルクを発生しな
くなる。そこで、本発明は、この悪循環をなくすため
に、本発明では、ｄ相の電流ループの積分器の値の書き
替えだけの飽和処理を行うようにする。
【００２８】図３の電流制御器５ｄ，５ｑをＰＩ制御で
構成したの電流制御ループのブロック線図を書くと図１
０のようになる。図１０において、Ｋ１，Ｋ２は電流ル
ープの積分ゲイン，比例ゲインである。電流制御機の出
力である電圧指令Ｖd ，Ｖqがクランプされると、モー
タの駆動電流が減少し電流偏差が増大する。その結果電
流制御器内の積分器の値も増大し、応答性が悪くなる。
そのため、従来は、この積分器の値を小さく書き替える
飽和処理を行うが、本発明では上述したように、ｄ相電
流を増加することを防止するために、ｑ相の積分器の値
のみを書き替え、ｄ相の積分器の値を書き替えないよう
にする。そして、積分器の書き替えは、本実施例におい
ては、次のようにする。
構成したの電流制御ループのブロック線図を書くと図１
０のようになる。図１０において、Ｋ１，Ｋ２は電流ル
ープの積分ゲイン，比例ゲインである。電流制御機の出
力である電圧指令Ｖd ，Ｖqがクランプされると、モー
タの駆動電流が減少し電流偏差が増大する。その結果電
流制御器内の積分器の値も増大し、応答性が悪くなる。
そのため、従来は、この積分器の値を小さく書き替える
飽和処理を行うが、本発明では上述したように、ｄ相電
流を増加することを防止するために、ｑ相の積分器の値
のみを書き替え、ｄ相の積分器の値を書き替えないよう
にする。そして、積分器の書き替えは、本実施例におい
ては、次のようにする。
【００２９】電流制御器５d ５q で計算された電圧指令
Ｖd ，Ｖq の合成ベクトル電圧がクランプ値（直流リン
ク電圧）を越えたとき、クランプ値を越えた領域に対す
る積分器の値は次の値と考えることができる。
Ｖd ，Ｖq の合成ベクトル電圧がクランプ値（直流リン
ク電圧）を越えたとき、クランプ値を越えた領域に対す
る積分器の値は次の値と考えることができる。
【００３０】 ｄ相オーバ分Ｖd over＝Ｖd −ＶDC・ｓｉｎθ …（１２） ｑ相オーバ分Ｖd over＝Ｖq −ＶDC・ｃｏｓθ …（１３） そして、このオーバ分の内、積分器の積分値による分
は、本実施例においては、（オーバ分）×Ｋ１／（Ｋ１
＋Ｋ２）とし、このオーバ分を積分器の積分値から減じ
る飽和処理を行う。しかし、本発明では、前述した理由
により、加速時においては、ｑ相のみの積分器に対して
のみ飽和処理を行い次の１４式に示すように飽和された
積分値を求めこの値に積分器を書き替える。
は、本実施例においては、（オーバ分）×Ｋ１／（Ｋ１
＋Ｋ２）とし、このオーバ分を積分器の積分値から減じ
る飽和処理を行う。しかし、本発明では、前述した理由
により、加速時においては、ｑ相のみの積分器に対して
のみ飽和処理を行い次の１４式に示すように飽和された
積分値を求めこの値に積分器を書き替える。
【００３１】 飽和処理によるｑ相積分値＝ＰＩ制御により計算された積分値 −（Ｖq −ＶDC・ｃｏｓθ）・Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）…（１４） （Ｂ）減速時（速度は正方向） （１） 電圧指令のクランプ処理 上述した加速時と同一方法で行う。
【００３２】（２）飽和処理 減速時において、指令電圧が飽和していない状態では、
ｄ相電流Ｉd ＝０、ｑ相電流Ｉq ＜０、ロータ角速度ω
＞０であるから、４式より、 Ｖd ＝−ωＬ・Ｉq ＞０ …（１５） Ｖq ＝ωφ＋Ｚ・Ｉq …（１６） となり、ｄ相電圧Ｖd は図８（ロ）に示される状態とな
る。また、ｑ相電圧Ｖqは、次に示す条件によって図８
（イ），（ハ）に示す状態となる。
ｄ相電流Ｉd ＝０、ｑ相電流Ｉq ＜０、ロータ角速度ω
＞０であるから、４式より、 Ｖd ＝−ωＬ・Ｉq ＞０ …（１５） Ｖq ＝ωφ＋Ｚ・Ｉq …（１６） となり、ｄ相電圧Ｖd は図８（ロ）に示される状態とな
る。また、ｑ相電圧Ｖqは、次に示す条件によって図８
（イ），（ハ）に示す状態となる。
【００３３】｜Ｚ・Ｉq ｜＞｜ωΦ｜ならば、Ｖq ＜０
（図８（イ）参照） ｜Ｚ・Ｉq ｜＜｜ωΦ｜ならば、Ｖq ＞０（図８（ハ）
参照） そして、上記通常のＰＩ制御の電流ループ処理で得られ
る電圧指令の合成電圧Ｖｃが直流リンク電圧ＶDCを越
え、指令電圧が飽和する場合は、高速回転時であること
から、｜Ｚ・Ｉq ｜＜｜ωΦ｜となり、図８（ハ）の状
態である。この状態で、ｄ相電圧Ｖd がランプされるこ
とによって、図９（イ）に示すように、ｄ相電流Ｉd が
流れることになる（４式が成立するためにはｄ相電流が
流れることを意味する）。ｄ相電流Ｉd が流れること伴
って、ｑ相電圧Ｖq は上記４式より、図９（ロ）に示す
ように、小さくなる。すなわち、ｄ相電流が流れれば流
れる程、ｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq は小さくなることを
示している。このことは、指令電圧のベクトルの位相は
変化しないことを意味する。 また、前述したように、
次の飽和処理を行い、各積分器の値を書き替えること
は、次回の電圧指令の電圧指令を小さくすることを意味
し、ｄ相電流を小さくする作用をなす。
（図８（イ）参照） ｜Ｚ・Ｉq ｜＜｜ωΦ｜ならば、Ｖq ＞０（図８（ハ）
参照） そして、上記通常のＰＩ制御の電流ループ処理で得られ
る電圧指令の合成電圧Ｖｃが直流リンク電圧ＶDCを越
え、指令電圧が飽和する場合は、高速回転時であること
から、｜Ｚ・Ｉq ｜＜｜ωΦ｜となり、図８（ハ）の状
態である。この状態で、ｄ相電圧Ｖd がランプされるこ
とによって、図９（イ）に示すように、ｄ相電流Ｉd が
流れることになる（４式が成立するためにはｄ相電流が
流れることを意味する）。ｄ相電流Ｉd が流れること伴
って、ｑ相電圧Ｖq は上記４式より、図９（ロ）に示す
ように、小さくなる。すなわち、ｄ相電流が流れれば流
れる程、ｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖq は小さくなることを
示している。このことは、指令電圧のベクトルの位相は
変化しないことを意味する。 また、前述したように、
次の飽和処理を行い、各積分器の値を書き替えること
は、次回の電圧指令の電圧指令を小さくすることを意味
し、ｄ相電流を小さくする作用をなす。
【００３４】 飽和処理によるｄ相積分値＝ＰＩ制御により計算されたｄ相積分値 −（Ｖd −ＶDC・ｓｉｎθ）・Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）…（１７） 飽和処理によるｑ相積分値＝ＰＩ制御により計算されたｑ相積分値 −（Ｖq −ＶDC・ｃｏｓθ）・Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）…（１８） 以上のように、電流制御器による計算によりｄ相，ｑ相
電圧Ｖd ，Ｖq の合成ベクトル電圧Ｖｃが直流リンク電
圧ＶDCを越える場合には、上記９式，１０式の演算を行
って位相θに変化がないようにｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖ
q をクランプして出力するとともに、ｑ相電圧Ｖq と電
流Ｉq の符号が同一のとき、すなわち、加速時において
指令電圧が飽和したときには、ｑ相の積分器の積分値の
みを小さい値に書き替え、ｄ相の積分器の書き替えは行
わないようにする。
電圧Ｖd ，Ｖq の合成ベクトル電圧Ｖｃが直流リンク電
圧ＶDCを越える場合には、上記９式，１０式の演算を行
って位相θに変化がないようにｄ相，ｑ相電圧Ｖd ，Ｖ
q をクランプして出力するとともに、ｑ相電圧Ｖq と電
流Ｉq の符号が同一のとき、すなわち、加速時において
指令電圧が飽和したときには、ｑ相の積分器の積分値の
みを小さい値に書き替え、ｄ相の積分器の書き替えは行
わないようにする。
【００３５】しかし、ｑ相電圧Ｖq と電流Ｉq の符号が
異なる。すなわち、減速時において、指令電圧が飽和し
たときには、ｄ相及びｑ相の積分器の積分値を小さな値
に書き替える飽和処理を実行するようにすれば、指令電
圧が飽和したときでも、電圧指令の位相を一定に保持す
ることになり、モータ電流の位相が遅れることを防止す
ることができる。
異なる。すなわち、減速時において、指令電圧が飽和し
たときには、ｄ相及びｑ相の積分器の積分値を小さな値
に書き替える飽和処理を実行するようにすれば、指令電
圧が飽和したときでも、電圧指令の位相を一定に保持す
ることになり、モータ電流の位相が遅れることを防止す
ることができる。
【００３６】図１１は、本発明を適用したサーボモータ
制御系のブロック図であり、構成は従来のデジタルサー
ボ制御を行う装置と同一構成であるので、概略的に示し
ている。図１１において、２０はコンピュータを内蔵し
た数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２２は
プロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＭ，ＲＡＭ等を有するディ
ジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等の
電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサーボ
モータＭの回転と共にパルスを発生するエンコーダ、２
５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出器であ
る。
制御系のブロック図であり、構成は従来のデジタルサー
ボ制御を行う装置と同一構成であるので、概略的に示し
ている。図１１において、２０はコンピュータを内蔵し
た数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２２は
プロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＭ，ＲＡＭ等を有するディ
ジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等の
電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサーボ
モータＭの回転と共にパルスを発生するエンコーダ、２
５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出器であ
る。
【００３７】図１２は、上記ディジタルサーボ回路２２
のプロセッサが所定周期毎実施する電流ループ制御処理
のフローチャートである。上記ディジタルサーボ回路２
２のプロセッサは、数値制御装置（ＣＮＣ）２０から指
令された位置指令（若しくは速度指令）を共有ＲＡＭ２
１を介して読取り、位置ループ処理，速度ループ処理を
行う。そして、図１２に示す電流ループ制御処理を行
う。まず、速度ループ処理によって出力されたトルク指
令を読むと共に（ステップＳ１）、ロータ位置よりロー
タ位相を検出する検出器２５よりロータ位相θを取り込
む（ステップＳ２）。次に、電流検出器で検出されるＵ
相，Ｖ相の実電流Ｉu ，Ｉv を取り込み（ステップＳ
３）、取り込んだＵ相，Ｖ相の実電流Ｉu ，Ｉv とロー
タ位相θより上記６式の演算を行ってｄ相、ｑ相の電流
Ｉd 、Ｉq を算出し（ステップＳ４）、該ｄ相電流Ｉd
をフィードバック電流とし、ｄ相電流指令を「０」とし
て、通常の電流ループ処理（比例積分制御）を行いｄ相
指令電圧Ｖd を求める。また、ステップＳ１で読み取っ
たトルク指令をｑ相の電流指令とし、ステップＳ４で算
出されたｑ相の電流値Ｉq をフイードバック電流として
電流ループ処理を行ってｑ相の電圧指令Ｖq を求める
（ステップＳ５）。
のプロセッサが所定周期毎実施する電流ループ制御処理
のフローチャートである。上記ディジタルサーボ回路２
２のプロセッサは、数値制御装置（ＣＮＣ）２０から指
令された位置指令（若しくは速度指令）を共有ＲＡＭ２
１を介して読取り、位置ループ処理，速度ループ処理を
行う。そして、図１２に示す電流ループ制御処理を行
う。まず、速度ループ処理によって出力されたトルク指
令を読むと共に（ステップＳ１）、ロータ位置よりロー
タ位相を検出する検出器２５よりロータ位相θを取り込
む（ステップＳ２）。次に、電流検出器で検出されるＵ
相，Ｖ相の実電流Ｉu ，Ｉv を取り込み（ステップＳ
３）、取り込んだＵ相，Ｖ相の実電流Ｉu ，Ｉv とロー
タ位相θより上記６式の演算を行ってｄ相、ｑ相の電流
Ｉd 、Ｉq を算出し（ステップＳ４）、該ｄ相電流Ｉd
をフィードバック電流とし、ｄ相電流指令を「０」とし
て、通常の電流ループ処理（比例積分制御）を行いｄ相
指令電圧Ｖd を求める。また、ステップＳ１で読み取っ
たトルク指令をｑ相の電流指令とし、ステップＳ４で算
出されたｑ相の電流値Ｉq をフイードバック電流として
電流ループ処理を行ってｑ相の電圧指令Ｖq を求める
（ステップＳ５）。
【００３８】次に、ステップＳ５で求められたｄ相，ｑ
相指令電圧Ｖd ，Ｖq の合成ベクトルＶｃがクランプ電
圧である直流リンク電圧ＶDCを越えているか否かの判断
を行う。すなわち（Ｖd 2 ＋Ｖq 2 ）の値が直流リンク
電圧ＶDCの２乗より大きいか否か判断する（ステップＳ
６）。直流リンク電圧ＶDCの２乗の方が大きく、合成ベ
クトルＶｃがクランプ電圧である直流リンク電圧ＶDCを
越えていない場合には、ステップＳ１２に進み、ステッ
プＳ５で算出されたｄ，ｑ相の電圧を指令電圧として出
力する。また、合成ベクトルＶｃが直流リンク電圧ＶDC
を越えている場合には、ステップＳ５で求めたｄ，ｑ相
の電圧Ｖd ，Ｖq より電圧指令の位相θを求める。すな
わち、θ＝ｔａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ）の演算を行い位相θ
を求める（ステップＳ７）。次に、９式，１０式の演算
を行ってクランプされたｄ相，ｑ相の電圧指令Ｖd ，Ｖ
q を求める（ステップＳ８）。
相指令電圧Ｖd ，Ｖq の合成ベクトルＶｃがクランプ電
圧である直流リンク電圧ＶDCを越えているか否かの判断
を行う。すなわち（Ｖd 2 ＋Ｖq 2 ）の値が直流リンク
電圧ＶDCの２乗より大きいか否か判断する（ステップＳ
６）。直流リンク電圧ＶDCの２乗の方が大きく、合成ベ
クトルＶｃがクランプ電圧である直流リンク電圧ＶDCを
越えていない場合には、ステップＳ１２に進み、ステッ
プＳ５で算出されたｄ，ｑ相の電圧を指令電圧として出
力する。また、合成ベクトルＶｃが直流リンク電圧ＶDC
を越えている場合には、ステップＳ５で求めたｄ，ｑ相
の電圧Ｖd ，Ｖq より電圧指令の位相θを求める。すな
わち、θ＝ｔａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ）の演算を行い位相θ
を求める（ステップＳ７）。次に、９式，１０式の演算
を行ってクランプされたｄ相，ｑ相の電圧指令Ｖd ，Ｖ
q を求める（ステップＳ８）。
【００３９】そして、上記１４式（１８式）の演算を行
ってｑ相の積分値の値の書き替えを行う。すなわち、ト
ルク指令と電流フィードバック値としてステップＳ４で
算出されたｑ相電流値Ｉq の差である電流偏差を各周期
毎加算して積分値を記憶するアキュムレータの値からを
上記１３式で算出された値に｛Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）｝
を乗じた値を減じて、ｑ相の積分値の書き替え処理を行
う。
ってｑ相の積分値の値の書き替えを行う。すなわち、ト
ルク指令と電流フィードバック値としてステップＳ４で
算出されたｑ相電流値Ｉq の差である電流偏差を各周期
毎加算して積分値を記憶するアキュムレータの値からを
上記１３式で算出された値に｛Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）｝
を乗じた値を減じて、ｑ相の積分値の書き替え処理を行
う。
【００４０】次に、ステップＳ５で求めたｑ相電圧Ｖq
とステップＳ４で求めたｑ相電流Ｉq を乗じた値が負か
否か判断し、減速中か否かを判断する。Ｖq ×Ｉq の値
が負で、減速中の場合には、ｄ相の積分値の書き替えを
ｑ相と同様に行った後（ステップＳ１１）、ステップＳ
１２に進む。（Ｖq ×Ｉq ）の値が負ではなく減速中で
ない場合はｄ相の積分値の書き替えを行うことなくステ
ップＳ１２に進みステップＳ８で求めたｄ，ｑ相の指令
令電圧Ｖd ，Ｖq より、５式の演算を行って，Ｕ，Ｖ，
Ｗ相の３相の電圧指令Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を出力し当該周
期の電流ループ処理を終了する。
とステップＳ４で求めたｑ相電流Ｉq を乗じた値が負か
否か判断し、減速中か否かを判断する。Ｖq ×Ｉq の値
が負で、減速中の場合には、ｄ相の積分値の書き替えを
ｑ相と同様に行った後（ステップＳ１１）、ステップＳ
１２に進む。（Ｖq ×Ｉq ）の値が負ではなく減速中で
ない場合はｄ相の積分値の書き替えを行うことなくステ
ップＳ１２に進みステップＳ８で求めたｄ，ｑ相の指令
令電圧Ｖd ，Ｖq より、５式の演算を行って，Ｕ，Ｖ，
Ｗ相の３相の電圧指令Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を出力し当該周
期の電流ループ処理を終了する。
【００４１】
【発明の効果】本発明は、３相のＡＣサーボモータの制
御をｄ−ｑ変換して、界磁が作る磁束の方向と同一方向
のｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸の２相に変換し、ｄ相電
流指令を「０」、ｑ相電流指令を速度ループ処理で得ら
れたトルク指令として電流ループ制御を行い、この電流
ループ制御により、電圧指令が飽和すると、ｄ，ｑ相の
電圧指令をその位相を変えることなくクランプし、か
つ、電流ループ処理における積分値も位相がずれないよ
うに積分値の書き替え処理を行うようにしたから、電圧
指令が飽和した場合にも、位相が不安定になることはな
く、安定した制御を行うことができる。
御をｄ−ｑ変換して、界磁が作る磁束の方向と同一方向
のｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸の２相に変換し、ｄ相電
流指令を「０」、ｑ相電流指令を速度ループ処理で得ら
れたトルク指令として電流ループ制御を行い、この電流
ループ制御により、電圧指令が飽和すると、ｄ，ｑ相の
電圧指令をその位相を変えることなくクランプし、か
つ、電流ループ処理における積分値も位相がずれないよ
うに積分値の書き替え処理を行うようにしたから、電圧
指令が飽和した場合にも、位相が不安定になることはな
く、安定した制御を行うことができる。
【図１】従来のＡＣサーボモータの制御系のブロック図
である。
である。
【図２】ＡＣサーボモータの３相電流をそれぞれ個別に
制御する従来の電流制御部のブロック図である。
制御する従来の電流制御部のブロック図である。
【図３】電流制御をｄ−ｑ変換して行う電流制御部のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】本発明の実施例におけるｄ−ｑ変換の座標系の
説明図である。
説明図である。
【図５】本発明の実施例におけるｄ相，ｑ相指令電圧の
クランプ方法を説明する説明図である。
クランプ方法を説明する説明図である。
【図６】加速時におけるｄ相，ｑ相電圧の説明図であ
る。
る。
【図７】加速時において電圧指令が飽和したときのｄ
相，ｑ相電圧の説明図である。
相，ｑ相電圧の説明図である。
【図８】減速時におけるｄ相，ｑ相電圧の説明図であ
る。
る。
【図９】減速時において電圧指令が飽和したときのｄ
相，ｑ相電圧の説明図である。
相，ｑ相電圧の説明図である。
【図１０】電流ループのブロック図である。
【図１１】本発明の一実施例のデジタルサーボ系のブロ
ック図である。
ック図である。
【図１２】同実施例におけるディジタルサーボ回路のプ
ロセッサが実施する電流ループ処理のフローチャートで
ある。
ロセッサが実施する電流ループ処理のフローチャートで
ある。
８ ２相電圧から３相電圧に変換する手段 ９ ３相電流から２相電流へ変換する手段 ＶDC 直流リンク電圧 Ｖd ｄ相電圧指令 Ｖq ｑ相電圧指令 Ｉd ｄ相電流指令 Ｉq ｑ相電流指令
Claims (3)
- 【請求項１】 モータ駆動電流とロータ位相より、界磁
の作る磁束の方向のｄ軸の相と該ｄ軸に直交するｑ軸の
相の２つの直交する相の電流を求め、ｄ相の電流指令を
０とし、ｑ相の電流指令をトルク指令として、電流ルー
プ処理を行ってモータの電流を制御する、ｄ−ｑ変換を
利用して電流を制御するＡＣサーボモータの電流制御方
法において、電流ループ処理で算出される各電圧指令の
合成ベクトルがクランプ値を越えると、上記合成ベクト
ルと同一位相で大きさがクランプ値のベクトルのｄ相，
ｑ相成分をｄ相，ｑ相のそれぞれの電圧指令とすること
を特徴とするＡＣサーボモータの電流制御方法。 - 【請求項２】 上記合成ベクトルがクランプ値を越える
と、上記ｑ相の電圧指令とｑ相電流の符号が同一の場合
には、ｑ相の電流ループの積分値のみを小さく書き替え
る飽和処理を行い、上記ｑ相の電圧指令とｑ相電流の符
号が異なる場合には、ｑ相，ｄ相の電流ループの積分値
を小さく書き替える飽和処理を行う請求項１記載のＡＣ
サーボモータの電流制御方法。 - 【請求項３】 電流ループ処理で算出されるｄ相，ｑ相
の電圧指令からクランプされたｄ相，ｑ相の電圧指令を
それぞれ減じた値をＶd over，Ｖq over、電流ループの
積分ゲインをＫ１、比例ゲインをＫ２とすると、積分値
の書き替えは、ｄ相，ｑ相の積分値からそれぞれＶd ov
er×Ｋ１／（Ｋ１＋Ｋ２）、Ｖq over×Ｋ１／（Ｋ１＋
Ｋ２）を減じた値に書き替える請求項２記載のＡＣサー
ボモータの電流制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31798492A JP3383682B2 (ja) | 1992-11-04 | 1992-11-04 | Ａｃサーボモータの電流制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31798492A JP3383682B2 (ja) | 1992-11-04 | 1992-11-04 | Ａｃサーボモータの電流制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153569A true JPH06153569A (ja) | 1994-05-31 |
| JP3383682B2 JP3383682B2 (ja) | 2003-03-04 |
Family
ID=18094188
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31798492A Expired - Fee Related JP3383682B2 (ja) | 1992-11-04 | 1992-11-04 | Ａｃサーボモータの電流制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3383682B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997041634A1 (fr) * | 1996-04-26 | 1997-11-06 | Fanuc Ltd | Procede pour regler le courant dans un servomoteur c.a. |
| EP0911959A1 (en) * | 1997-04-21 | 1999-04-28 | Fanuc Ltd | Injection molding machine |
| JP2007306699A (ja) * | 2006-05-10 | 2007-11-22 | Toyota Industries Corp | モータインバータ |
| JP2008067581A (ja) * | 2006-09-11 | 2008-03-21 | Kayaba Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| EP1985476A1 (en) * | 2006-02-16 | 2008-10-29 | Kayaba Industry Co., Ltd. | Electromagnetic suspension device |
| WO2010021353A1 (ja) | 2008-08-22 | 2010-02-25 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| JP2010193664A (ja) * | 2009-02-19 | 2010-09-02 | Aisin Seiki Co Ltd | フィードバック制御方法、モータ制御方法、及びモータ制御装置 |
| JP2011050178A (ja) * | 2009-08-27 | 2011-03-10 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ制御装置及び発電機制御装置 |
| CN104767445A (zh) * | 2015-03-30 | 2015-07-08 | 北京空间机电研究所 | 一种无电流反馈的面贴式永磁同步电动机转矩控制方法 |
| WO2015166528A1 (ja) * | 2014-04-28 | 2015-11-05 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置および制御方法、並びに電動パワーステアリング装置 |
-
1992
- 1992-11-04 JP JP31798492A patent/JP3383682B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0836270A1 (en) * | 1996-04-26 | 1998-04-15 | Fanuc Ltd | Method for controlling current of ac servo motor |
| US5963007A (en) * | 1996-04-26 | 1999-10-05 | Fanuc, Ltd. | Current control method for an AC servomotor |
| EP0836270B1 (en) * | 1996-04-26 | 2004-01-02 | Fanuc Ltd | Method for controlling current of ac servo motor |
| WO1997041634A1 (fr) * | 1996-04-26 | 1997-11-06 | Fanuc Ltd | Procede pour regler le courant dans un servomoteur c.a. |
| EP0911959A1 (en) * | 1997-04-21 | 1999-04-28 | Fanuc Ltd | Injection molding machine |
| EP0911959A4 (en) * | 1997-04-21 | 2002-03-20 | Fanuc Ltd | MOLDING MACHINE |
| EP1985476A1 (en) * | 2006-02-16 | 2008-10-29 | Kayaba Industry Co., Ltd. | Electromagnetic suspension device |
| EP1985476A4 (en) * | 2006-02-16 | 2009-05-06 | Kayaba Industry Co Ltd | ELECTROMAGNETIC HANGING DEVICE |
| JP4674568B2 (ja) * | 2006-05-10 | 2011-04-20 | 株式会社豊田自動織機 | モータインバータ |
| JP2007306699A (ja) * | 2006-05-10 | 2007-11-22 | Toyota Industries Corp | モータインバータ |
| JP2008067581A (ja) * | 2006-09-11 | 2008-03-21 | Kayaba Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| WO2010021353A1 (ja) | 2008-08-22 | 2010-02-25 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| US8686672B2 (en) | 2008-08-22 | 2014-04-01 | Jtekt Corporation | Motor control device and electric power steering device |
| JP2010193664A (ja) * | 2009-02-19 | 2010-09-02 | Aisin Seiki Co Ltd | フィードバック制御方法、モータ制御方法、及びモータ制御装置 |
| JP2011050178A (ja) * | 2009-08-27 | 2011-03-10 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ制御装置及び発電機制御装置 |
| WO2015166528A1 (ja) * | 2014-04-28 | 2015-11-05 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置および制御方法、並びに電動パワーステアリング装置 |
| CN106464182A (zh) * | 2014-04-28 | 2017-02-22 | 三菱电机株式会社 | 交流旋转电机的控制装置和控制方法、以及电动助力转向装置 |
| JPWO2015166528A1 (ja) * | 2014-04-28 | 2017-04-20 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置および制御方法、並びに電動パワーステアリング装置 |
| US9712096B2 (en) | 2014-04-28 | 2017-07-18 | Mitsubishi Electric Corporation | Control apparatus and control method for AC rotary machine, and electric power steering apparatus |
| CN106464182B (zh) * | 2014-04-28 | 2020-04-28 | 三菱电机株式会社 | 交流旋转电机的控制装置、控制方法及电动助力转向装置 |
| CN104767445A (zh) * | 2015-03-30 | 2015-07-08 | 北京空间机电研究所 | 一种无电流反馈的面贴式永磁同步电动机转矩控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3383682B2 (ja) | 2003-03-04 |
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