JP4615440B2 - モータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動パワーステアリング装置に用いるに最適なモータ駆動制御装置の改良並びにそれを用いた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電動パワーステアリング装置に使用されるモータの駆動制御方式、例えばモータの駆動制御方式として、ロータの回転位置に基づいて、制御器からインバータを介して回転磁界を発生させ、ロータの回転を駆動制御させるようにしたベクトル制御が採用される。即ち、ベクトル制御は、ロータの外周面に所定角度の間隔で配された複数の励磁コイルに、ロータ位置に応じて制御回路によって各励磁コイルの励磁を順次切り替ええることにより、ロータの回転駆動を制御するようになっている。
【０００３】
この種のベクトル制御は、例えば特開２００１−１８８２２公報などに開示されている。第１図は、ベクトル制御によるモータ５６の駆動制御の一例を示すブロック構成である。
【０００４】
第１図において、モータ５６の制御指令値を決定する指令電流決定部５１から、ＰＩ制御部５２、２相／３相座標変換部５３、ＰＷＭ制御部５４、インバータ５５を介してモータ５６に至る指令信号の主経路が形成されている。また、インバータ５５とモータ５６との間に電流センサ５７１，５７２が配され、これら電流センサ５７１，５７２で検出されたモータ電流を３相／２相座標変換部５９で２相に変換し、２相電流成分Ｉｑ，Ｉｄを指令電流決定部５１とＰＩ制御部５２との間に配された減算部５８１，５８２にフィードバックさせるフィードバック経路が形成されている。
【０００５】
この制御系により、指令電流決定部５１では、トルクセンサで検出されたトルク指令値Ｔｒｅｆや、位置検出センサ１１で検出されたロータの回転角度θと電気角速度ωを受け、電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。これらの電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、フィードバック経路の３相／２相座標変換部５９で２相に変換された２相電流成分Ｉｄ，Ｉｑに変換されたフィードバック電流によって補正される。即ち、２相電流成分Ｉｄ、Ｉｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆとの誤差が、減算部５８１，５８２で演算される。その後、ＰＩ制御部５２１，５２２で、ＰＷＭ制御のデューティを示す信号がｄ、ｑ成分の形でＶｄ、Ｖｑとして算出され、２相／３相変換部５３によって、ｄ、ｑ成分から、各相成分Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換される。そして、インバータ５５は、３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに基づいてＰＷＭ制御され、モータ５６にインバータ電流が供給されてモータ５６の回転を制御するようになっている。
【０００６】
なお、６１は車速センサ回路で、６２は感応領域判定回路で、６３は係数発生回路で、６４は基本アシスト力計算回路で、６５は戻し力計算回路で、６６は電気角変換で、６７は角速度変換で、６８は非干渉制御補正値計算である。
【０００７】
上述のようなベクトル制御の場合、トルク指令値Ｔｒｅｆ及び電気角速度ω、回転角θに基づいて電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。また、モータ５６のフィードバック電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＩｄ、Ｉｑに変換され、その後、２相電流成分Ｉｄ及びＩｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆとの誤差が演算され、その誤差がＰＩ制御による電流制御を実行することによってインバータへの指令値Ｖｄ、Ｖｑが求められる。そして、指令値Ｖｄ、Ｖｑが２相／３相座標変換部５３で再び３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換されインバータ５５が制御され、モータ５６の駆動制御を行うようになっている。
【０００８】
また、電動パワーステアリング装置に使用されるモータは一般的なものは永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）であり、永久磁石同期モータは３相正弦波電流で駆動されている。また、モータを駆動する制御方式としては、ベクトル制御と称する制御方式が広く使用されている。しかし、電動パワーステアリング装置の小型化の要望が強く、小型化に適したモータとしてブラシレスＤＣモータを用いる傾向にある。
【０００９】
このような状況の下での従来の電動パワーステアリング装置用モータのベクトル制御方式を用いたモータ駆動制御装置について第２図を用いて説明する。
【００１０】
その構成はモータ１の電流を制御する電流指令値部２００の後段に、指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとの誤差を検出する減算部２０−１，２０−２，２０−３と、減算部２０−１，２０−２，２０−３からの各誤差信号を入力するＰＩ制御部２１と、ＰＩ制御部２１からの３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを入力するＰＷＭ制御部３０と、直流を交流に変換するインバータ３１とを介してモータ１に至る主経路が接続されている。インバータ３１とモータ１の間には、モータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出する電流検出路３２−１，３２−２，３２−３がそれぞれ配置され、検出されたモータ電流が減算部２０−１，２０−２，２０−３へフィードバックされるフィードバック制御の構成となっている。
【００１１】
次に、ベクトル電流指令値演算部１００について説明する。
先ず、その入力に関して、図示しないトルクセンサで検出されたトルクから算出された指令値Ｔｒｅｆとレゾルバなどの位置検出センサ１１で検出されたモータのロータ位置を示すロータの回転角度θｅと微分部２４で演算された電気角速度ωｅを入力としている。ここで、モータの機械角速度ωｍと電気角速度ωｅとはωｍ＝ωｅ／Ｐの関係にある。ただし、Ｐはモータ１の極対数である。よって、この場合、角速度検出回路は位置検出センサ１１と微分回路２４とで構成されていることになる。そして、電気角速度ωｅとロータの回転角度θｅを入力とし、換算部１０１で逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを算出する。次に、３相／２相変換部１０２でｄ軸、ｑ軸成分であるｅｄ，ｅｑに変換し、このｄ軸成分電圧eｅｄ, ｑ軸成分電圧ｅｑを入力としてｑ軸指令電流算出部１０８でｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆが算出される。ただし、この場合、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０として演算される。
【００１２】
即ち、モータの出力方程式とし下記数１が成り立つ。
（数１）
Ｔｒｅｆ×ωｍ＝３／２（ｅｄ×Ｉｄ＋ｅｑ×Ｉｑ）
上記数１にＩｄ＝Ｉｄｒｅｆ＝０を入力すると、下記数２の電流指令値Ｉｑが得られる。
【００１３】
（数２）
Ｉｑ＝Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ／ｅｑ）
電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出部１０８からの電流指令値Ｉｑｒｅｆと後述する進角制御の進角Φに基づいて算出される。即ち、ｑ軸指令電流算出部１０８は進角算出部１０７で算出された角度ΦとＩｑｒｅｆを入力し、２相／３相変換部１０４にて電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出される。
【００１４】
なお、Φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）或いはΦ＝Ｋ（１−（ωｂ／ωｍ））などの関数が経験的に用いられる（“ａｃｏｓ”はｃｏｓ^−１を表わす）。なお、モータのベース角速度ωｂとは、弱め界磁制御を用いずにモータを駆動させた際のモータの限界角速度である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【特許文献１】
特開２００１−１８８２２号公報
【特許文献２】
特開２００１−１８７５７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
第１図のようなベクトル制御を用いたモータ駆動装置には、モータ１が低速回転の時もモータの位置を正しく検出するために、特開２００１−１８７５７８にも記載があるように位置検出センサ１１としてレゾルバやエンコーダを用いる必要がある。正しく位置検出ができない状態でベクトル制御するとモータのトルクリップルが大きくなり、電動パワーステアリング装置としてはハンドルの操舵に振動などの違和感を感じたり、モータ騒音が大きいなどの不具合が発生する。言い換えると、ベクトル制御を用いてモータを制御するためには、モータの位置を正しく検出する必要があるが、レゾルバやエンコーダは高価な部品であるために電動パワーステアリング装置を安価に製作するときの障害となる。
【００１６】
また、進角制御により弱め界磁制御を開始する判断は、上述した式であるΦ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）などを利用して、モータ１の検出速度であるモータの角速度ωｍがベース角速度ωｂより大きくなれば、進角制御の実行を開始するという手順を取っている。しかし、ここで検出された角速度ωｍには、ロータの位置検出センサの一例であるレゾルバやエンコーダの検出誤差が含まれている。さらに、最近では、ロータの位置検出を安価にするため、ホールセンサを利用した位置検出センサが利用され、レゾルバなどに比べ、より大きい誤差を含む可能性が大きくなってきている。
【００１７】
その結果、本来、既に弱め界磁制御を実行する必要があるのに、ロータの位置検出センサの検出誤差やモータ駆動制御装置の制御処理の途中で発生する計算誤差などにより、弱め界磁制御が実行されない場合がある。そのため、高速回転時に、モータ端子電圧が飽和して電流指令値にモータ電流が追従できず、トルクリップルが大きくなったり、モータ騒音も大きくなり、電動パワーステアリング装置としては、急速なハンドル操舵時に、ハンドルを通して異常な振動を感じたり、モータ騒音を引起こし運転手に不快感を与えたりして好ましくなかった。
【００１８】
さらに、ロータの位置検出に、レゾルバやエンコーダと比較して低価格であるホールセンサを用いるとロータの回転が低速になった時に、モータの角速度ωｍやロータの回転角度θｅが正しく検出できないために、トルクリップルの少ないベクトル制御を用いることができないという問題があった。
【００１９】
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、安価な位置検出センサから構成されるモータ位置推定回路を用いるにも関わらず、モータ制御として優れたベクトル制御を利用できるモータ駆動制御装置を提供し、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドル操作が通常のハンドル操作であっても、緊急避難のための高速切替え操舵であっても、ハンドル操舵に違和感のない、またモータ騒音が大きくない電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【００２０】
更に本発明の目的は、ロータの位置検出センサの検出誤差やモータ駆動制御装置の制御計算誤差などがあっても、モータの高速回転時にモータ端子電圧が飽和を起こす前に、弱め界磁制御に切替えられ、その結果、トルクリップルが小さく、モータ騒音も小さい、また、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドルの急速な操舵時にも、騒音も小さく、ハンドル操作が滑らかに追随できるモータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。また、ロータの位置検出にホールセンサを用いても、ブラシレスＤＣモータのベクトル制御を可能とするモータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明はモータ駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、３以上の相を有するモータに取り付けられてロータ位置を検出する位置検出素子と、前記位置検出素子からの位置信号に基づいて前記モータのモータ回転速度及びロータ位置を算出するモータ位置推定回路と、前記モータ位置推定回路で算出された前記モータ回転速度及びロータ位置と、トルク指令値とに基づいて、前記モータを電流制御部を介して擬似ベクトル制御するベクトル制御部と、前記トルク指令値及び前記位置信号に基づいて、前記モータを前記電流制御部を介して矩形波制御する矩形波制御部と、前記ベクトル制御部及び前記矩形波制御部を切り替える切替えスイッチと、前記切替えスイッチの切替えの判定基準となる設定回転速度Ｎ１及びＮ２（Ｎ１＞Ｎ２）を有するレベル検出部とを具備し、前記ベクトル制御部は、前記モータ回転速度、前記ロータ位置及び前記トルク指令値に基づいて決定したｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を、前記モータの相に対応した相数の電流指令値に変換して前記切替えスイッチに入力するようになっており、前記レベル検出部は、前記モータの回転速度が上昇過程において前記設定回転速度Ｎ１を越えて高速の時は、前記矩形波制御部から前記ベクトル制御部で制御するように前記切替えスイッチを切り替え、前記モータの回転速度が下降過程において前記設定回転速度Ｎ２を越えて低速の時は、前記ベクトル制御部から前記矩形波制御部で制御するように前記切替えスイッチを切り替えるように制御することことによって達成される。
【００２２】
また、本発明は、３以上の相を有するモータに取り付けられてロータ位置を検出する位置検出素子と、前記位置検出素子からの位置信号に基づいて前記モータのモータ回転速度ωｅ及びロータ位置θｅを算出するモータ位置推定回路と、前記モータ位置推定回路で算出された前記モータ回転速度ωｅ及びロータ位置θｅと、トルク指令値Ｔｒｅｆとに基づいて、前記モータを電流制御部を介して擬似ベクトル制御するベクトル制御部と、前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及び前記位置信号に基づいて、前記モータを前記電流制御部を介して矩形波制御する矩形波制御部と、前記ベクトル制御部及び前記矩形波制御部を切り替える切替えスイッチと、設定回転速度に基づいて前記切替えスイッチをヒステリシス特性で切替えるレベル検出部とを具備したモータ駆動制御装置において、本発明の上記目的は、前記ベクトル制御部が、前記トルク指令値Ｔｒｅｆを前記モータの機械角速度ωｍに換算する第１換算部と、前記機械角速度ωｍ及び前記モータ回転速度ωｅに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部と、前記モータ回転速度ωｅ及び前記ロータ位置θｅに基づいて各相の逆起電圧を算出する第２換算部と、前記各相の逆起電圧をｄ軸及びｑ軸の逆起電圧に変換する各相／２相変換部と、前記ｄ軸及びｑ軸の逆起電圧、前記モータ回転速度ωｅ、前記ロータ位置θｅ及び前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及び前記ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを入力して前記モータの相に対応した相数の電流指令値に変換する２相／各相変換部とで構成されていることにより達成される。
【発明の効果】
【００２３】
本発明に係るモータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置を用いれば、安価なモータ位置推定回路を用いて、モータの低速回転時のベクトル制御の短所を回避しながら、その他の広範な回転速度領域ではベクトル制御で正しくモータのトルク制御ができるモータ駆動制御装置を提供でき、さらに、ハンドル操作がスムーズで騒音の小さい電動パワーステアリング装置を提供できる効果がある。
【００２４】
更に、本発明を用いれば、ロータの位置検出の誤差やモータ駆動制御装置の制御計算誤差があっても、モータの高速回転時にモータ端子電圧が飽和することがなく、弱め界磁制御を開始することによって、トルクリップルが少なく、またモータ騒音が小さい制御ができるモータ駆動制御装置を提供でき、さらに、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供できる。
【００２５】
また、ブラシレスＤＣモータのロータの位置検出に安価なホールセンサを用いても、モータの低速回転時には矩形波制御を、中速回転時にはＰＶＣ制御を、高速回転時にはＰＶＣ制御（弱め界磁制御）を選択するハイブリッド構成とすることにより、これまで矩形波モータでは不可能であった高速回転時における低トルクリップルの制御が可能になる安価なモータ駆動制御を装置を提供でき、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、騒音の少ない安価な電動パワーステアリング装置を提供できるといった優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
第１図は、従来のレゾルバなどを用いた制御ブロック図である。
第２図は、従来の弱め界磁制御を用いた制御ブロック図である。
第３図は、本発明の制御対象であるブラシレスＤＣモータの一例を示す断面構造図である。
第４図は、本発明に係るモータの回転速度によって制御方式が切り替わる制御系の一例を示すブロック図である。
第５図は、本発明に係る電流指令値の演算の一例を示すブロック図である。
第６図は、本発明に係るモータの回転速度によって制御方式が切り替わる制御系の他の実施例を示すブロック図である。
第７図は、本発明に係るモータの回転速度によってヒステリシス特性をもって切り替わる制御系の一例を示すブロック図である。
第８図は、ブラシレスＤＣモータのロータ位置検出の原理を示す図である。
第９図は、本発明を適用する矩形波モータに通電する電流波形及び逆起電圧波形の一例を示す図である。
第１０図は、本発明に係る弱め界磁制御を適用した制御系の一例を示すブロック図である。
第１１図は、本発明の弱め界磁制御のためのｄ軸電流演算の一例を示すブロック図である。
第１２図は、本発明の弱め界磁制御の効果の一例を示す図である。
第１３図は、本発明の弱め界磁制御とモータの回転速度によって制御方式が切り替わる制御系の組み合わせの一例を示すブロック図である。。
第１４図は、弱め界磁制御と制御方式の切替えの組み合わせた効果の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照しながら、第１の実施形態を説明する。
本実施形態では、３相ブラシレスＤＣモータに適用した場合を例として説明するが、本発明はこれに限定されるものではなく、他のモータについても同様に本発明を適用することができる。
【００２８】
第３図において、本発明の実施例に係る３相ブラシレスＤＣモータ１は、円筒形のハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、軸受３ａ、３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に固定され、かつ３相の励磁コイル６ａ、６ｂ及び６ｃが巻き付けられた固定子（以下、ステータという）６とを具備し、回転軸４及び永久磁石５によって回転子（以下、ロータという）７を構成している。このロータ７の回転軸４の一端近傍には、位相検出用のホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３が設置されている。
【００２９】
そして、モータ１の駆動制御は、矩形波電流（或いは台形波電流）を用いて制御する。ここで、矩形波電流で制御するのは、正弦波電流と比較すると、電流ピーク値が同じであれば、矩形波電流の方が実効値が大きくなるため、大きな出力値（パワー）を得ることができる。その結果、同性能のモータを製作する場合、制御信号として矩形波を用いた方が、モータの小型化を図れるという長所がある。その反面、矩形波電流による制御は、正弦波電流による制御に比べて、トルクリップルを小さくするのが困難であるという短所もある。
【００３０】
このような条件の下での、上述した課題を解決するための本発明の実施例を第４図を用いて説明する。
本発明のポイントを述べると、エンコーダやレゾルバと比較して分解能の極めて低い安価なホールセンサなどを用い、かつホールセンサの数も少なくて構成していることが一つのポイントである。別のポイントはモータの回転数が高速の時はホールセンサにより構成されたモータ位置推定回路であっても比較的正しくロータの位置を推定できるのでベクトル制御を用い、回転数が低速になり、ホールセンサより得られる時間当たりの信号が少なくなり位置推定の誤差が大きくなった時は、モータの位置推定を必要としない、例えば１２０度通電制御などの矩形波制御に切り替えて制御するということである。
【００３１】
以下、第４図を用いて、先ず本発明の実施例の構成について説明する。
第４図において、モータ１には３個のホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３が配されており、該ホールセンサからのホール信号が位置推定回路４１に入力される。このホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３と位置推定回路４１とでモータ位置推定回路を構成している。このモータ位置推定回路は従来種々提案されており、例えば、特開２００２−２７２１６３などに記載されている。このモータ位置推定回路の性能により後述するモータ１の切替え回転速度が決定される。次に位置推定回路４１からの出力信号である、前記モータの回転速度としてのモータ１の電気角速度ωｅ、及びロータ位置としてのロータ７の回転角度θｅがベクトル制御部１００に入力される。また、モータ１の電気角速度ωｅはローパスフィルタ（以下ＬＰＦと記す）４９を介してレベル検出部４２に入力される。レベル検出部４２には検出基準となる設定回転速度Ｎを示す設定部４３の信号も入力される。
【００３２】
一方、矩形波制御部４５には、ホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３より直接信号が入力され、位置推定回路４１の出力が使用されていない点に注目すべきである。つまり、モータ１の回転速度が低速になって位置推定回路４１の出力誤差が大きくなっても矩形波制御部４５は影響を受けないことである。
【００３３】
一方、モータ１を制御する電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを算出する回路としてはベクトル制御部１００の他に、矩形波制御部４５が配され、前記レベル検出部４２の切替え信号により前記ベクトル制御部１００の算出した電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆと矩形波制御部４５の算出した電流指令値Ｉａｓｒｅｆ，Ｉｂｓｒｅｆ，Ｉｃｓｒｅｆを選択する切替えスイッチ４４が配され、切替えスイッチ４４の出力は電流制御部４６に入力されている。電流制御部４６の出力がＰＷＭ制御部３０の入力となり、ＰＷＭ制御部３０の後にインバータ３１が、インバータ３１の後にモータ１が配されている。なお、モータ１とインバータ３１の間に電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３が配され、モータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出し、電流制御部４６にフィードバック制御されている。
【００３４】
ここで矩形波制御部４５とベクトル制御部１００の内部構成であるが、矩形波制御部４５は従来良く知られており、例えば特開２００２−３６９５６９号公報にも記載されている。そして、矩形波制御の特徴としてホールセンサ信号を用い、ロータの位置推定を必要としないので、ホールセンサによる位置推定誤差が大きくなっても矩形波制御に問題はない。
【００３５】
一方、ここで用いるベクトル制御部は、上述したブラシレスＤＣモータを矩形波で制御した時にトルクリップル制御に優れたベクトル制御なので、以下、第５図を用いて詳細に説明する。
【００３６】
ベクトル制御部１００において、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを決定した後、この電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆを各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆに変換するとともに、フィードバック制御部でｄ、ｑ制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成にした。よって、電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを算出する段階ではベクトル制御の理論を利用しているので、本制御方式を擬似ベクトル制御（Ｐｓｅｕｄｏ Ｖｅｃｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ：以下、「ＰＶＣ制御」と記す）と呼ぶ。
【００３７】
このＰＶＣ制御を用いたモータ駆動制御装置は、第５図に示すように、ベクトル制御部からの電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとに基づいて各相電流誤差を求める減算部２０−１，２０−２，２０−３及び比例積分制御を行うＰＩ制御部２１とを備え、ＰＷＭ制御部３０のＰＷＭ制御によってインバータ３１からモータ１に各相指令電流が供給され、モータ１の回転駆動を制御するようになっている。
【００３８】
なお、電流制御部４６は、前記モータの各相の相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとから各相電流誤差を求める減算部２０−１，２０−２，２０−３とその各相電流誤差を入力とするＰＩ制御部２１から構成されている。また、インバータ３１とモータ１との間に、モータ電流検出回路として電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３が配され、該電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３でそれぞれ検出したモータの各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを減算部２０−１、２０−２、２０−３に入力するフィードバック制御が形成されている。
【００３９】
そして、ベクトル制御部１００は、各相逆起電圧算出部としての換算部１０１と、ｄ、ｑ電圧算出部としての３相／２相変換部１０２と、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部１０３と、各相電流指令算出部としての２相／３相変換部１０４と、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部１０５とトルク指令値Ｔｒｅｆから該モータのベース角速度ωｂを換算する換算部１０６とを備え、位置推定回路４１によって算出されたロータ７の回転角度θｅと電気角速度ωｅとからなるロータ位置検出信号と、図示しないトルクセンサで検出されたトルクに基づいて決定されたトルク指令値Ｔｒｅｆとを受け、ベクトル制御によって演算された各相の電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆが出力されるようになっている。
【００４０】
このような制御ブロック構成により、モータ１の駆動制御は以下のように行われる。
先ず、ベクトル制御部１００で、位置推定回路４１より得られたロータの回転角度θｅと電気角速度ωｅとを受け、換算部１０１の換算表に基づいて、各相の逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃが算出される。次に、逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃは、ｄ−ｑ電圧算出部としての３相／２相変換部１０２で、数３及び数４に基づいて、ｄ、ｑ成分の逆起電圧ｅｄ，ｅｑに変換される。
【数３】

【数４】

【００４１】
また、ｄ軸電流Ｉｄｒｅｆは、角速度ωｂ、ωｅ、及びトルク指令値Ｔｒｅｆを入力として、Ｉｄｒｅｆ算出部１０５で算出される。ただし、Ｋｔはトルク係数ある。また、ωｂはモータのベース角速度であり、このベース角速度ωｂはトルク指令値Ｔｒｅｆを入力として換算部１０６で求めている。
【００４２】
よって、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは、下記数５で算出される。
（数５）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）））
数５で表わされるように、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆはモータの回転速度ωｍによって変化するため、高速度回転時の制御が可能である。
【００４３】
一方、ｑ軸電流Ｉｑｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出部１０３によって、逆起電圧ｅｄ、ｅｑ、ωｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを入力として、下記数６に基づいて算出される。
（数６）
Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ
ここでωｍはモータの機械角速度、ωｅは電気角速度、Ｐはロータの極対数でωｅ＝ωｍ×Ｐである。
【００４４】
上記数６に表わされるようにｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータの出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導かれているため、即座に演算ができる。従って、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。
【００４５】
この電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、各相電流指令値に変換するための２相／３相変換部１０４で、数７を用いて、各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ、Ｉｂｖｒｅｆ、Ｉｃｖｒｅｆに変換される。この添え字は、例えば、Ｉａｖｒｅｆのａｖｒｅｆは、ベクトル制御によって決定されたａ相の電流指令値が表わされる。
なお、行列式Ｃ２は数８に示すようにモータの回転角度θｅによって決定される定数である。
【数７】

【数８】

【００４６】
そして、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３で検出されたモータの各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと各相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを減算部２０−１，２０−２，２０−３で引き算を実施し、各々の誤差を算出する。次に、各相電流の誤差をＰＩ制御部２１で制御してインバータ３１の指令値、即ちＰＷＭ制御部３０のデュティーを表わす電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが算出され、それらの値に基づいてＰＷＭ制御部３０がインバータ３１をＰＷＭ制御し、モータ１は駆動され、所望のトルクが発生する。以上がベクトル制御部１００に関する説明である。
【００４７】
次に、第１の実施形態に関する作用について、第４図を用いて説明する。
先ず、モータ１の回転速度が設定回転速度Ｎ、例えば５００ｒｐｍより高速である場合、ホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３から得られるホール信号は時間当たりの信号の点数が多いので、位置推定回路４１は正しくモータ１の電気角速度ωｅ及びロータ７の回転角度θｅを検出できる。ここで、レベル検出部４２の入力にＬＰＦ４９を配している。その理由は、ＬＰＦ４９の作用によって位置推定回路４１の出力信号のノイズを除去してレベル検出部４２の判定がチャタリングを起こすのを防止するためである。レベル検出回路４２は、モータの回転速度が設定部４３に示す５００ｒｐｍ以上であるので、切替えスイッチ４４をベクトル制御部１００と電流制御部４６を連結するようにする。上述したようにモータ１の電気角速度ωｅ及びロータ７の回転角度θｅが正しく検出できれば、ベクトル制御部１００は正しい電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出する。
【００４８】
よって、切替えスイッチ４４を通して電流制御部４６には電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが入力され、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３より検出されたモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃのフィードバック電流とを比較してフィードバック制御される。電流制御部４６の出力信号である電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに基きＰＷＭ制御部３０はインバータ３１のデュティー比を決定し、インバータ３１はそのデュティー比に従ってモータ１を制御する。この制御はモータ回転速度が高速の時なのでホールセンサ４２からの時間当たりの信号数が十分多く正しく検出できるので、ベクトル制御も正しく制御できている。
【００４９】
次に、モータ回転速度が低速になり、例えば５００ｒｐｍより低速になると、ホールセンサ４８より得られる時間当たりのホールセンサ信号がベクトル制御２０を正しく制御できるほど数多く得られなくなる。そこで、設定部４３が示す５００ｒｐｍよりホールセンサ４８より得られる回転速度が少ないのでレベル検出部４３は、電流制御部４６と矩形波制御部４５を連結するように切替えスイッチ４４を切り替え、矩形波制御に切り替える。
【００５０】
ここで、注目すべきは、矩形波制御部４５は位置推定回路４１の出力信号を使用しておらず、ホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３のホールセンサ信号が直接、矩形波制御部４５に入力されている点である。よって、位置推定回路４１の出力が不正確になっても、矩形波制御部４５が算出する電流指令値Ｉａｓｒｅｆ，Ｉｂｓｒｅｆ，Ｉｃｓｒｅｆは位置推定回路４１の出力が不正確であることに影響されなく正しい電流指令値を算出できる。
【００５１】
さらに、指摘しておくべき点として、矩形波制御はモータが高速回転の時はトルクリップルが小さくなるように制御するのは困難であるが、低速回転のときは、特開２００２−３６９５６９号公報で開示されている制御を用いれば、トルクリップルを小さく制御できるので、モータ１の回転が５００ｒｐｍ以下のような低速のときはモータのトルク制御になんら問題はない。よって、モータ１は電流制御部４６から後の制御は電流指令値Ｉａｓｒｅｆ，Ｉｂｓｒｅｆ，Ｉｃｓｒｅｆに基づいて正しくトルク制御される。
【００５２】
以上説明したように、本実施例を用いれば、モータが高速の時も、低速の時もトルクリップル制御を正しくでき、電動パワーステアリング装置のハンドル操舵はいかなるときも違和感なく操作できる効果が得られる。
【００５３】
なお、設定回転速度Ｎは、ホールセンサの数と位置推定回路４１の性能によって決定される。性能が良ければＮは小さくなり、性能が悪ければＮは大きくなる。ホールセンサの数を多くすれば正しく検出できる範囲は広くなるが、コストが高くなる。
【００５４】
第６図は第１の実施形態の変形例である。
第４図の矩形波制御部４５とベクトル制御部１００の出力である電流指令値を各相の電流指令値Ｉａｓｒｅｆ，Ｉｂｓｒｅｆ，Ｉｃｓｒｅｆ、Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとした。しかし、一般的なベクトル制御はｄ、ｑ軸成分を用いた電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを用いるので、この変形例は第６図が示すように矩形波制御部４５−２及びベクトル制御部１００−２の出力をｄ、ｑ成分で出力している。またモータ検出電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃも３相／２相変換部４７−１でＩｄ，Ｉｑに変換してフィードバックしている。そして、電流指令値ＩｄｒｅｆとＩｑｒｅｆとフィードバックされたモータ電流Ｉｄ，Ｉｑを入力とし、電流制御部４６−２まではｄ、ｑ軸による制御をして、最後にＰＷＭ制御部３０の入力で２相／３相変換部４７−２でｄ、ｑ成分からａ、ｂ、ｃ相成分に逆変換してインバータ３１を制御しても同じ効果が得られる。
【００５５】
第２の実施形態について、以下説明する。
上述した第１の実施形態では切替えスイッチ４４の切替えを決めるモータの回転速度をＮと一つに設定したが、切替え回転速度が一つの場合、回転速度Ｎ付近でベクトル制御と矩形波制御が頻繁に切替り、ハンドル操作に違和感を生じさせる可能性がある。そこで、このような好ましくない現象を避けるために切替えにヒステリシスを利用し、モータ回転速度が低速から高速へ変化する場合の切替え回転速度Ｎ１と高速から低速へ変化する切替え回転速度Ｎ２の２種類の設定回転速度を設ければ、上記のようなチャタリング現象は避けることができる。
【００５６】
第７図を用いて、第２の実施形態を説明する。本実施形態では、回転速度Ｎ１を６５０ｒｐｍとし、回転速度Ｎ２を５００ｒｐｍとして説明する。
【００５７】
先ず、モータ１が高速回転、例えば２０００ｒｐｍから低速回転、例えば４００ｒｐｍへ回転速度を落としていく場合について説明する。この場合、ホールセンサ４８−１、４８−２，４８−３から検出されたホール信号は位置推定回路４１に入力され、ヒステリシスを持ったレベル検出部４２−２において判定される際に、先ず回転速度が落ちてくる場合には、６５０ｒｐｍを表わす回転速度Ｎ１では判定されずに、設定部４３−２が示す回転速度Ｎ２、つまり５００ｒｐｍによって判定される。そして、モータ１の回転速度が５００ｒｐｍより低速になるとレベル検出部４２−２は切り返すスイッチ４４を切替え、電流制御部４６をベクトル制御部１００から矩形波制御部４５へ切り替える。モータ１の低速回転時は、矩形波制御部で制御しても、上述したようにモータのトルクは正しく制御できる。
【００５８】
次に、低速回転から高速回転に向かう場合、例えば４００ｒｐｍから２０００ｒｐｍへ回転速度が上昇する場合は、レベル検出部４２−２は先ほど用いた回転速度Ｎ２、つまり５００ｒｐｍではなく、設定部４３−１が示す回転速度Ｎ１である６５０ｒｐｍ以上になるレベル検出部４２−２は切替えスイッチ４４を切り替え、電流制御部４６が矩形波制御部４５からベクトル制御部１００へ入力を切り替えるようにする。６５０ｒｐｍ以上であれば、位置推定回路４１は充分正しいロータ７の回転角度θｅとモータ１の電気角速度ωｅを検出できるのでベクトル制御部１００の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆに基づき制御してもモータのトルク制御を正しく制御できる。よって、電動パワー−ステアリング装置は急激なハンドル操舵にも滑らかに追随できハンドル操作に違和感は感じない。また、このように制御の切替えにヒステリシス特性を有したレベル検出部を用いれば、モータの回転速度が５００ｒｐｍ付近で切替えスイッチ４４が高速で交互に切り替わって矩形波制御とベクトル制御が頻繁に切り替わり、ハンドル操作に違和感が生じることを防止できる。
【００５９】
なお、以上の説明では、モータの回転信号をレゾルバやエンコーダでは低速でも詳細に精度良く出力し、ホールセンサは回転信号を低速では粗くしか出力できないとして説明したが、レゾルバやエンコーダでも回転信号を低速では粗くしか出力できない場合は、低速で粗くしか検出できないレゾルバやエンコーダに対して本発明を適用できることは言うまでもない。
【００６０】
第３の実施形態について以下説明する。
本実施形態では、第３図の３相ブラシレスＤＣモータに適用した場合を例として説明するが、本発明はこれに限定されるものではなく、他の種類のモータについても同様に本発明を適用することができる。
【００６１】
第３図において、本発明の実施例に係る３相ブラシレスＤＣモータ１は、円筒形のハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、軸受３ａ、３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に固定され、かつ３相の励磁コイル６ａ、６ｂ及び６ｃが巻き付けられた固定子（以下、ステータという）６とを具備し、回転軸４及び永久磁石５によって回転子（以下、ロータという）７を構成している。なお、第３図において、ロータ７の回転軸４の一端近傍には、位相検出用のリング状永久磁石８が固定され、この永久磁石は、周方向に等間隔で交互にＳ極とＮ極に着磁されている。
【００６２】
ハウジング２内の軸受３ｂが配設された側の端面には、ステ−９を介して、リング状の薄板からなる支持基板１０が配設されている。この支持基板１０には、永久磁石８に対向するように、レゾルバやエンコーダなどのロータの位置検出センサ１１が固定されている。なお、ロータの位置検出センサ１１は、第８図に示すように、実際には励磁コイル６ａ〜６ｃの駆動タイミングに対応して周方向に適宜離間して複数設けられる。ここで、励磁コイル６ａ〜６ｃは、ロータ７の外周面を電気角で１２０度ずつ離隔して取り囲むように配設され、各励磁コイル６ａ〜６ｃのコイル抵抗はすべて等しくなるようになっている。
【００６３】
また、ロータの位置検出センサ１１は、対向する永久磁石８の磁極に応じて位置検出信号を出力するようになっている。これらのロータ位置検出センサ１１の出力は、永久磁石８の磁極によって変化することを利用して、ロータ７の回転位置を検知するようになっている。この回転位置に応じて、後述するベクトル制御部１００が、３相励磁コイル６ａ〜６ｃに対して２相同時に通電しながら、励磁コイル６ａ〜６ｃを１相ずつ順次切り換える２相励磁方式によって、ロータ７を回転駆動させるようになっている。
【００６４】
そして、モータ１の駆動制御は、モータ電流として矩形波電流（或いは台形波電流）を用いて制御する。ここで、矩形波電流で制御するのは、正弦波電流と比較すると、電流ピーク値が同じであれば、矩形波電流の方が実効値が大きくなるため、大きな出力値（パワー）を得ることができる。その結果、同性能のモータを製作する場合、モータ電流として矩形波電流を用いた方が、モータの小型化を図れるという長所がある。その反面、矩形波電流による制御は、正弦波電流による制御に比べて、トルクリップルを小さくするのが困難であるという短所がある。しかし、特開２００４−２０１４８７号公報で開示されている制御方式を用いれば、トルクリップルを小さくできることが知られている。
【００６５】
なお、矩形波電流とは、完全に矩形波の形をした電流波形だけではなく、第９図（Ｂ），（Ｃ）に示すような一部台形を崩したようなピークをもつ形の疑似矩形波電流を含む。矩形波電流も弱め界磁電流制御の影響により波形が変わり、第９図（Ｂ）の矩形波電流では、弱め界磁制御を実行しない、即ちｄ軸電流Ｉｄ＝０の場合の電流波形であり、第９図（Ｃ）の矩形波電流は弱め界磁電流制御を実行して、例えば、Ｉｄ＝１０Ａのような場合の電流波形である。そして、モータに矩形波電流或いは疑似矩形波電流を通電するとモータの逆起電圧として、第９図（Ａ）のようなモータの逆起電圧波形が矩形波（台形波）或いは疑似矩形波が発生する。このような矩形波電流或いは疑似矩形波電流、或いは矩形波逆起電圧或いは疑似矩形波逆起電圧を有するモータも本発明の適用できるモータとする。
【００６６】
モータ駆動制御装置は、第１０図に示すように、ベクトル制御部１００と、ベクトル制御部１００からの電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとに基づいて各相電流の誤差を求める減算部２０−１，２０−２，２０−３と、比例積分制御を行うＰＩ制御部２１とを備え、ＰＷＭ制御部３０のＰＷＭ制御によってインバータ３１からモータ１に各相の電流指令値に基く電流が供給され、モータ１の回転駆動を制御するようになっている。
【００６７】
なお、実施例では、前記モータの各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータの各相の電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとから各相電流誤差を求める減算部２０−１，２０−２，２０−３とその各相電流誤差を入力とするＰＩ制御部２１から構成されている。また、インバータ３１とモータ１との間に、モータ電流検出回路として電流検出器３２−１、３２−２、３２−３が配され、該電流検出器３２−１、３２−２、３２−３で検出したモータの各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを減算部２０−１、２０−２、２０−３に供給するフィードバック制御が形成されている。
【００６８】
そして、ベクトル制御部１００は、各相逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃ算出部としての換算部１０１と、ｄ軸電圧ｅｄ、ｑ軸電圧ｅｑの算出部としての３相／２相変換部１０２と、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部１０３と、各相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆの算出部としての２相／３相変換部１０４と、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部１０５と、トルク指令値Ｔｒｅｆから該モータのベース角速度ωｂを換算する換算部１０６とを備えている。このような構成の下に、ベクトル制御部１００は、レゾルバなどのロータ位置検出センサ１１によって検出されたロータ７の回転角度θｅと、該回転角度θｅを微分部２４で算出した電気角速度ωｅとからなるロータ位置検出信号と、図示しないトルクセンサで検出されたトルクとに基づいて決定されたトルク指令値Ｔｒｅｆと入力とし、ベクトル制御を利用した各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出するようになっている。なお、ロータ７の位置検出センサ１１と微分回路１１とで構成される角速度検出回路の出力である電気角速度ωｅは、機械角速度ωｍとはモータの極対数Ｐを用いて表わされるωｍ＝ωｅ／Ｐの関係にある。
【００６９】
この構成を基に、モータ１の駆動制御は以下のように行われる。
先ず、ベクトル制御部１００で、ロータの回転角度θｅと電気角速度ωｅとを受け、換算部１０１の換算表に基づいて、各相の逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃが算出される。次に、逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃは、ｄ−ｑ電圧算出部としての３相／２相変換部１０２で、上述した数３及び数４に基づいて、ｄ、ｑ成分の逆起電圧ｅｄ，ｅｑに変換される。
【００７０】
次に、本発明の重要なポイントである弱め界磁制御に関係するｄ軸指令電流算出部１０５で求められるＩｄｒｅｆについては、後で詳細に説明する。ここではｄ軸指令電流算出部１０５の中は説明せず、第１０図に示すモータ駆動制御装置の全体の基本的な作用を先に説明する。
【００７１】
ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆがｄ軸指令電流算出部１０５で算出されると、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出部１０３によって、逆起電圧ｅｄ、ｅｑ、電気角速度ωｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを入力として、数９で示すモータ出力方程式に基づいて算出される。即ち、モータ出力方程式は下記数９である。
（数９）
Ｔｒｅｆ×ωｍ＝３／２（ｅｄ×Ｉｄ＋ｅｑ×Ｉｑ）
よって、数９に、Ｉｄ＝Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑ＝Ｉｑｒｅｆを代入すると数１０が導かれる。
（数１０）
Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ
数１０で表わされるようにｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータの出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導びかれているため、即座に演算ができる。また、必要なトルクＴｒｅｆを得るためのＩｄｒｅｆとバランスのとれた最適なＩｑｒｅｆが演算される。従って、モータの高速回転時にも、モータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。
【００７２】
この電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、各相電流指令値算出部としての２相／３相変換部１０４で、各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ、Ｉｂｖｒｅｆ、Ｉｃｖｒｅｆに変換される。即ち、数７のごとく表わされる。なお、行列式Ｃ２は数８に示すようにモータの回転角度θｅによって決定される定数である。
【００７３】
本発明では上述したように電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを入力として２相／３相変換部１０４で各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出する。つぎに、電流検出器３２−１，３２−２，３２−３で検出されたモータの各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを減算部２０−１，２０−２，２０−３で引き算を実施し、各相の誤差を算出する。次に、各相電流の誤差をＰＩ制御部２１で制御してインバータ３１の指令値、即ちＰＷＭ制御部３０のデュティーを表わす電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが算出され、それらの値に基づいてＰＷＭ制御部３０がインバータ３１をＰＷＭ制御し、モータ１は駆動され、所望のトルクが発生する。
【００７４】
なお、本実施例で用いているモータ駆動制御装置の制御方式は、このベクトル制御部１００において、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各相電流指令値に変換するとともに、フィードバック制御部でｄ、ｑ制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成にした。よって、電流指令値を算出する段階ではベクトル制御の理論を利用しているのでＰＶＣ制御と呼ばれる。
以上がモータ駆動制御装置の基本的な動作の説明である。
【００７５】
以下、第３の実施形態の重要なポイントであるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆの算出の特徴について、第１１図を用いて詳しく説明する。
先ず、従来の方式による電流指令値Ｉｄｒｅｆの求め方を表現すると、数１１になる。
（数１１）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））
そして、電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０の場合は弱め界磁制御は動作しておらず、Ｉｄｒｅｆ≠０つまりＩｄｒｅｆが値をもつと弱め界磁制御が実行される。
【００７６】
この弱め界磁制御の開始停止の切替えは数１１のａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）によって決定される。例えば、モータの回転速度が高速回転でない、つまり、機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより低速時の場合は、ωｍ＜ωｂとなるのでａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）＝０となり、よってｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０となる。しかし、高速回転時、つまり、機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になると、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆの値が負になり、弱め界磁制御を実行し始める。
【００７７】
そして、数１１を用いる場合は、モータ１の機械角速度ωｍが、正しく検出され、ベース角速度ωｂが正しく算出されていなければ弱め界磁制御の開始、停止の切替えが正しく実行されない。つまり、上述したロータの位置検出センサの検出誤差やモータ駆動制御装置の制御処理の途中で発生する計算誤差などの誤差などにより、弱め界磁制御が必要なのに、弱め界磁制御が実行されずトルクリップルが大きくなって、ハンドル操作に違和感が感じられたりする不具合が発生する。
【００７８】
そこで、本発明では、機械角速度ωｍやベース角速度ωｂに多少誤差があっても、モータの端子電圧が飽和する前に、弱め界磁制御が確実に実行されるように、ベース角速度ωｂの値を小さくする新たなベース角速度である角速度（α×ωｂ）という考えを導入した。ただし、αは０＜α＜１である。
【００７９】
この作用を考慮して、数１１を変更した本発明によるＩｄｒｅｆ算出の式は下記数１２のように表わされる。
（数１２）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜ｓｉｎ（ａｃｏｓ（α×ωｂ／ωｍ））
この数１２で表わされる改善されたｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するための制御ブロック図が第１１図である。
【００８０】
ｄ軸電流Ｉｄｒｅｆは、ベース角速度ωｂ、電気角速度ωｅ、及びトルク指令値Ｔｒｅｆを入力として、ｄ軸指令電流算出部１０５で求められる。ここで、Ｋｔはトルク係数である。先ず、ωｂはモータのベース角速度で、トルク指令値Ｔｒｅｆを入力として換算部１０６で求めている。次に、本発明のポイントである角速度（α×ωｂ）を掛け算部１０５ｇでベース角速度ωｂを入力にしてα倍して角速度（α×ωｂ）として出力している。
【００８１】
一方、モータの電気角速度ωｅから機械角算出部１０５ａによって、モータの機械角速度ωｍ（＝ωｅ／Ｐ）を算出する。ただし、Ｐはモータの極対数である。次に角度Φをａｃｏｓ算出部１０５ＣでΦ＝ａｃｏｓ（α×ωｂ／ωｍ）として算出する。さらに、ｓｉｎ算出部１０５ｃでｓｉｎΦを求める。一方、トルク係数部１０５ｄで電流Ｉｑｂ＝Ｔｒｅｆ／Ｋｔを求め、絶対値部１０５ｅで電流Ｉｑｂを入力し、絶対値｜Ｉｑｂ｜を求め、さらに、その絶対値に掛算部１０５ｆで（−１）倍する。以上の演算を式で表現すると、数１３として表わされる。つまり、改善されたｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは下記数１３の形で、ｄ軸指令電流算出部１０５の出力として算出される。
（数１３）
Ｉｄｒｅｆ＝―｜Ｉｑｂ｜×ｓｉｎ（ａｃｏｓ（α×ωｂ／ωｍ））
なお、数１２と数１３は実質的に同一の式である。
【００８２】
ここで、数１３のａｃｏｓ（α×ωｂ／ωｍ）の項に着目すると、角速度（α×ωｂ）が機械角速度ωｍより大きい、つまりモータの回転が低速回転の場合はｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０なので弱め界磁制御は実行されない。ところが、機械角速度ωｍが角速度（α×ωｂ）より大きい、つまりモータの回転が高速回転の場合はＩｄｒｅｆ≠０、つまりｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆの値が負になり、弱め界磁制御が実行される。
【００８３】
以上説明した本発明の改善されたｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ算出の制御による優れた効果を示すために、第１２図に本発明である数１３のｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆによる弱め界磁制御の領域と従来の方式である数１１のｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆによる弱め界磁制御の領域とを示す。本発明の弱め界磁制御の切替えは境界線Ｂで切り替わる。一方、従来の制御方式の弱め界磁制御は境界線Ａで切り替わる。第１２図から明らかなように、ベース角速度ωｂにαを乗ずる作用によって本発明の弱め界磁制御の開始が従来の方式ではまだ開始されていない領域でも弱め界磁制御が開始されている。
【００８４】
この２つの境界線を比較すると、本発明の弱め界磁制御は理想の場合に比べ、早めに弱め界磁制御に切り替わっていることがわかる。よって、ロータの位置検出が多少誤差を含んでいても、又はモータ駆動制御装置の制御計算に多少誤差があっても弱め界磁制御が確実に実行される。
【００８５】
ここで、多少の誤差と表現したが、この誤差の度合いにより上述したαの値が変更する。誤差が小さい場合は、αは限りなく１に近くなり、誤差が大きい場合は、αは０に近い値を取るようになる。例えばエンコーダやレゾルバの場合、α＝０．９５であれば、ホールセンサの場合は、α＝０．９のようなことになる。αが０に近い値になるほど弱め界磁制御を含む領域が狭くなるので、なるべく検出誤差や計算誤差を小さくしてαが１に近くなることが好ましい。
【００８６】
なお、上記実施例では角速度検出回路の構成部品である位置検出センサ１１にレゾルバを用いた実施例について説明したがレゾルバより低価格であるホールセンサを用いても同じ効果が得られる。
【００８７】
次に、第４の実施形態であるロータ７の角速度検出回路に安価なホールセンサを用いてモータ１のＰＶＣ制御を可能とするモータ駆動制御装置の実施例について説明する。第３の実施形態でロータ７の角速度検出回路に精度の良いレゾルバやエンコーダを用いた場合はロータ７の回転が低速でも電気角速度ωｅやロータの回転角度θｅを正しく検出できるので低回転速度でもモータをＰＶＣ制御も用いて正しく制御できる。しかし、角速度検出回路にホールセンサを用いるとロータ７の回転速度が低速になるとホールセンサの単位時間あたりのサンプリング数が少なくなるので、電気角速度ωｅやロータの回転角度θｅを正しく検出できなくなり、ＰＶＣ制御を正しく実行できなくなる。
【００８８】
そこで、ロータ７の回転が低速になった時は、ＰＶＣ制御ではなく、電気角速度ωｅやロータの回転角度θｅを必要としない矩形波制御に切り替えて制御すれば、ホールセンサを用いても、ロータの低回転速度領域以外では、第３の実施形態の効果を享受しつつ、ＰＶＣ制御を可能し、低回転速度領域では矩形波制御とするモータ駆動制御装置を提供できる。
【００８９】
以下、第１３図を用いて、第４の実施形態について説明する。
第４の実施形態では角速度検出回路がホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３及び位置推定回路４１とから構成されている。位置推定回路４１の出力として、モータの回転速度としての電気角速度ωｅやモータのロータ位置としての回転角度θｅが出力される。なお、位置推定回路４１は従来種々色々提案されており、その回路の詳細については、例えば、特開２００２−２７２１６３などに記載されている。
【００９０】
次に、ロータの回転が低速になり、位置推定回路４１の出力である電気角速度ωｅや回転角度θｅの精度が悪くなりベクトル制御部１００が正しく作用しなくなった時に、替わりの制御部として用いる矩形波制御部４５がトルク指令値Ｔｒｅｆとホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３からのホールセンサ信号を入力として配されている。矩形波制御部４５は従来良く知られており、例えば特願２００１−１６８１５１にも記載されている。そして、矩形波制御の特徴として、第１３図に示すようにホールセンサ信号を直接用い、ロータの位置推定を必要としないので、ホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３及び位置推定回路４１の検出誤差が大きくなっても矩形波制御に問題はない。
【００９１】
最後に、ＰＶＣ制御と矩形波制御を切り替えるための切替えスイッチ４４と切替えの角速度を判定するヒステリシス特性付きのレベル検出部４２及びヒステリシスの角速度を設定する設定部４３−１，４３−２が配されている。
【００９２】
なお、レベル検出部４２にヒステリシス特性を持たせた理由は、切替え角速度が一つの場合、その角速度付近でベクトル制御と矩形波制御が頻繁に切替り、ハンドル操作に違和感を生じさせる可能性がある。そこで、このような好ましくない現象を避けるために切替えにヒステリシスを利用し、モータ回転速度が低速から高速へ変化する場合の切替え角速度Ｎ１と高速から低速へ変化する切替え角速度Ｎ２の２種類の設定角速度を設ければ、上記のようなチャタリング現象は避けることができる。
【００９３】
一例として、設定部４３−１の設定角速度Ｎ１＝５００ｒｐｍ、及び設定部４３−２の設定角速度Ｎ２＝６５０ｒｐｍと設定する。なお、位置推定回路４１の出力にはリップルが含まれているので、リップルを除去するためのローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと記す。）４９が位置推定回路４１とレベル検出部４２との間に配されている。そして、レベル検出部４２の判断によって切り替わる切替えスイッチ４４が電流制御部４６への入力としてベクトル制御部１００と矩形波制御部４５を選択する位置に配されている。
【００９４】
このような構成におけるベクトル制御部１００と矩形波制御部４５の切替え制御の動作について説明する。
先ず、モータ１が高速回転、例えば２０００ｒｐｍから４００ｒｐｍへ回転速度を落としていく場合について説明する。この場合、ホールセンサ４８−１、４８−２，４８−３から検出されたホール信号は位置推定回路４１に入力され、ヒステリシスを持ったレベル検出部４２において判定される際に、先ず、回転速度が落ちてくる場合には、６５０ｒｐｍを表わす回転速度Ｎ１では判定されずに、設定部４３−２が示す回転速度Ｎ２、つまり５００ｒｐｍより低速になるとレベル検出部４２−２は切り返えスイッチ４４を切替え、電流制御部４６をベクトル制御部１００から矩形波制御部４５へ切り替える。モータ１の低速回転時は、矩形波制御部４５で制御しても、上述したようにモータのトルクは正しく制御できる。
【００９５】
次に、低速回転から高速回転に向かう場合、例えば４００ｒｐｍから２０００ｒｐｍへ回転速度が上昇する場合は、レベル検出部４２は先ほど用いた回転速度Ｎ２、つまり５００ｒｐｍではなく、設定部４３−１が示す回転速度Ｎ１である６５０ｒｐｍ以上になるレベル検出部４２−２は切替えスイッチ４４を切り替え、電流制御部４６が矩形波制御部４５からベクトル制御部１００へ入力を切り替えるようにする。６５０ｒｐｍ以上であれば、位置推定回路４１は充分正しい回転角度θｅと電気角速度ωｅを検出できるのでベクトル制御部１００の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆに基づき制御してもモータのトルク制御を正しく制御できる。
【００９６】
以上説明した第４の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせた場合のモータの回転速度及び出力トルクに対するモータの制御方式の関係を、第１４図に示して説明する。第１４図において、第４の発明の効果により、モータが高速回転から低速回転になると境界Ｃ２（Ｎ２＝５００ｒｐｍ）でＰＶＣ制御から矩形波制御に切り替わり、再び低速回転から高速回転になると境界線Ｃ１（Ｎ１＝６５０ｒｐｍ）で矩形波制御からＰＶＣ制御に切り替わる。さらに高速回転になると第３の実施形態の効果で、境界線ＢでＰＶＣ制御（弱め界磁制御無し）からＰＶＣ制御（弱め界磁制御有り）へと切り替わり高速回転でもトルクリップルの少ないＰＶＣ制御を実現できる。
【００９７】
つまり、第３の実施形態と第４の実施形態とを組み合わせることにより、ブラシレスＤＣモータ（矩形波モータ）とホールセンサの組み合わせであっても、モータの低速回転時には矩形波制御を、中速回転時にはＰＶＣ制御を、高速回転時にはＰＶＣ制御（弱め界磁制御）を選択するハイブリッド構成とすることにより、これまで矩形波モータでは不可能であった高速回転時における低トルクリップルの制御が可能になった。
【００９８】
なお、上記の実施例で切替えスイッチの切替えに設定角速度を２つにしてヒステリシス特性を用いたが、切替えのための設定角速度を１つにしても、ベクトル制御と矩形波制御の頻繁な切替えを除けば、同様な効果を得られることは言うまでもない。
なお、第１、第２、第３、第４の実施形態では逆起電圧として相電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを用いたが、線間電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａなどに換算して制御しても同じ効果を得られる。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明によれば、モータの位置検出センサとして、ホールセンサのような安価だがモータの低速回転時に正確で詳細な回転角度信号を出力できないモータ位置検出センサを用いてもブラシレスＤＣモータをベクトル制御できるので、電動パワーステアリング装置に適用すれば、安価でトルクリップルの少なくフィーリングの良いハンドル操作のできる電動パワーステアリング装置を適用できる。
【０１００】
また、本発明によれば、モータ位置検出センサなどの検出誤差が存在しても確実に弱め界磁制御ができ、トルクリップルの少ないモータ出力を期待できるので、それを電動パワーステアリング装置に適用すれば、トルクリップルの少ないフィーリングの良いハンドル操作を期待できる電動パワーステアリング装置を提供できる。
【符号の説明】
【０１０１】
１ ブラシレスＤＣモータ
４１ 位置推定回路
４２ レベル検出部
４３ 設定部
４２−２ ヒステリシスレベル検出回路
４４ 切替えスイッチ
４５ 矩形波制御部
１００ ベクトル制御部

Claims (7)

1. ３以上の相を有するモータに取り付けられてロータ位置を検出する位置検出素子と、
   前記位置検出素子からの位置信号に基づいて前記モータのモータ回転速度及びロータ位置を算出するモータ位置推定回路と、
   前記モータ位置推定回路で算出された前記モータ回転速度及びロータ位置と、トルク指令値とに基づいて、前記モータを電流制御部を介して擬似ベクトル制御するベクトル制御部と、
   前記トルク指令値及び前記位置信号に基づいて、前記モータを前記電流制御部を介して矩形波制御する矩形波制御部と、
   前記ベクトル制御部及び前記矩形波制御部を切り替える切替えスイッチと、
   前記切替えスイッチの切替えの判定基準となる設定回転速度Ｎ１及びＮ２（Ｎ１＞Ｎ２）を有するレベル検出部とを具備し、
   前記ベクトル制御部は、前記モータ回転速度、前記ロータ位置及び前記トルク指令値に基づいて決定したｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を、前記モータの相に対応した相数の電流指令値に変換して前記切替えスイッチに入力するようになっており、
   前記レベル検出部は、前記モータの回転速度が上昇過程において前記設定回転速度Ｎ１を越えて高速の時は、前記矩形波制御部から前記ベクトル制御部で制御するように前記切替えスイッチを切り替え、前記モータの回転速度が下降過程において前記設定回転速度Ｎ２を越えて低速の時は、前記ベクトル制御部から前記矩形波制御部で制御するように前記切替えスイッチを切り替えるように制御することを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記モータがブラシレスＤＣモータであり、前記位置検出素子がホールセンサである請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置が用いられる電動パワーステアリング装置。
4. ３以上の相を有するモータに取り付けられてロータ位置を検出する位置検出素子と、
   前記位置検出素子からの位置信号に基づいて前記モータのモータ回転速度ωｅ及びロータ位置θｅを算出するモータ位置推定回路と、
   前記モータ位置推定回路で算出された前記モータ回転速度ωｅ及びロータ位置θｅと、トルク指令値Ｔｒｅｆとに基づいて、前記モータを電流制御部を介して擬似ベクトル制御するベクトル制御部と、
   前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及び前記位置信号に基づいて、前記モータを前記電流制御部を介して矩形波制御する矩形波制御部と、
   前記ベクトル制御部及び前記矩形波制御部を切り替える切替えスイッチと、
   設定回転速度に基づいて前記切替えスイッチをヒステリシス特性で切替えるレベル検出部とを具備したモータ駆動制御装置において、
   前記ベクトル制御部が、
   前記トルク指令値Ｔｒｅｆを前記モータの機械角速度ωｍに換算する第１換算部と、
   前記機械角速度ωｍ及び前記モータ回転速度ωｅに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部と、
   前記モータ回転速度ωｅ及び前記ロータ位置θｅに基づいて各相の逆起電圧を算出する第２換算部と、
   前記各相の逆起電圧をｄ軸及びｑ軸の逆起電圧に変換する各相／２相変換部と、
   前記ｄ軸及びｑ軸の逆起電圧、前記モータ回転速度ωｅ、前記ロータ位置θｅ及び前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、
   前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及び前記ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを入力して前記モータの相に対応した相数の電流指令値に変換する２相／各相変換部と、
   で構成されていることを特徴とするモータ駆動制御装置。
5. 前記ｄ軸指令電流算出部が、
   前記トルク指令値Ｔｒｅｆに基づいて換算されたベース角速度ωｂに定数α（０＜α＜１）を乗じる第１掛算部と、
   前記モータ回転速度ωｅに基づいて前記モータの機械角速度ωｍを算出する機械角算出部と、
   前記第１掛算部の出力α・ωｂ及び前記機械角速度ωｍより、角度Φ＝ａｃｏｓ（α・ωｂ／ωｍ）を算出するａｃｏｓ算出部と、
   前記角度ΦからｓｉｎΦを求めるｓｉｎ算出部と、
   前記トルク指令値Ｔｒｅｆから求められたトルク係数の絶対値に前記ｓｉｎΦを乗算し、（−１）倍して前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを出力する第２掛算部と、
   で成る請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記位置検出素子がホールセンサであり、前記モータがブラシレスＤＣモータであり、前記モータの電流波形又は逆起電圧波形が矩形波若しくは疑似矩形波である請求項４又は５に記載のモータ駆動制御装置。
7. 請求項４乃至６のいずれかに記載のモータ駆動制御装置が用いられた電動パワーステアリング装置。

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