WO2004054086A1 - モータ駆動制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ駆動制御装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

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WO2004054086A1
WO2004054086A1 PCT/JP2003/015900 JP0315900W WO2004054086A1 WO 2004054086 A1 WO2004054086 A1 WO 2004054086A1 JP 0315900 W JP0315900 W JP 0315900W WO 2004054086 A1 WO2004054086 A1 WO 2004054086A1
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WO
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motor
angular velocity
control
current
control unit
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PCT/JP2003/015900
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English (en)
French (fr)
Inventor
Caominh Ta
Chunhao Jiang
Shuji Endo
Original Assignee
Nsk Ltd.
Nsk Steering Systems Co., Ltd.
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Priority to JP2005502372A priority patent/JP4615440B2/ja
Priority to US10/538,921 priority patent/US20060145652A1/en
Priority to EP03778837A priority patent/EP1583217B1/en
Priority to AT03778837T priority patent/ATE491261T1/de
Priority to DE60335296T priority patent/DE60335296D1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/04—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/07—Trapezoidal waveform

Definitions

  • the present invention relates to an improvement of a motor drive control device most suitable for use in an electric power steering device and an electric power steering device using the same.
  • a rotating magnetic field is transmitted from a controller via a receiver based on a rotational position of a mouth.
  • Vector control is used to generate and control the rotation of the mouth.
  • the vector control is performed by sequentially switching the excitation of each of the excitation coils by a control circuit according to the row position to a plurality of excitation coils arranged at a predetermined angle on the outer peripheral surface of the mouth. , And controls the rotational drive of the rotor.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of drive control of a motor 56 by vector control.
  • the command current determination unit 51 that determines the control command value of the motor 56
  • the main path of the command signal to the motor 56 via the 1 control section 52, the 2-phase / 3-phase coordinate conversion section 53, the PWM control section 54, and the inverter 55 is formed.
  • Current sensors 57 1 and 57 2 are arranged between the inverter 55 and the motor 56, and the motor currents detected by the current sensors 571 and 572 are converted into three-phase / two-phase coordinates.
  • the conversion unit 59 converts the two-phase current components into two-phase current components IQ and A feedback path for feeding back Id to the subtraction units 581 and 582 disposed between the command current determination unit 51 and the PI control unit 52 is formed.
  • the command current determination unit 51 receives the torque command value T ref detected by the torque sensor, the rotation angle of the rotor and the electrical angular velocity ⁇ detected by the position detection sensor 11, and outputs the current command
  • the values I dref and I qref are determined.
  • These current command values I dref and I qref are the feedback current converted to the two-phase current components I d and IQ converted to two phases by the three-phase Z two-phase coordinate conversion unit 59 of the feedback path. Is corrected by That is, the differences between the two-phase current components Id and IQ and the current command values Idref and Iqref are calculated by the subtraction units 581 and 582.
  • the I control units 5 2 1 and 5 2 2 calculate signals indicating the duty of the PWM control as V d and V q in the form of d and Q components, respectively.
  • the d and Q components are converted back to the respective phase components Va, Vb and Vc.
  • the inverter 55 is PWM-controlled based on the three-phase command values Va, Vb, and Vc, and the inverter 56 is supplied with an inverter current to control the rotation of the motor 56. I'm going to do it.
  • 61 is a vehicle speed sensor circuit
  • 62 is a sensitive area determination circuit
  • 63 is a coefficient generation circuit
  • 64 is a basic assist force calculation circuit
  • 65 is a return force calculation circuit
  • 66 is a return force calculation circuit.
  • electrical angle conversion 67 is angular velocity conversion
  • 68 is non-interference control correction value calculation.
  • the current command values I dref and I qref are determined based on the torque command value T ref, the electrical angular velocity ⁇ , and the rotation angle ⁇ . Also, the feedback currents Iu, Iv, Iw of the motor 56 are converted to Id, IQ, and then the error between the two-phase current components Id, IQ and the current command values Idref, IQref is calculated. The error is corrected by executing the current control by PI control. d, VQ is required. Then, the command values Vd and VQ are inversely converted again into the three-phase command values Va, Vb and Vc by the two-phase / three-phase coordinate conversion part 53, and the inverter 55 is controlled. Drive control is performed.
  • Motors used in electric power steering systems are generally permanent magnet synchronous motors (PM SM), which are driven by three-phase sinusoidal current.
  • PM SM permanent magnet synchronous motors
  • vector control As a control method for driving the motor, a control method called vector control is widely used.
  • brushless DC motors as motors suitable for miniaturization.
  • the configuration detects an error between the command values I avref, I bvref, I cvref and the current values la, I b, I c after the current command value part 200 that controls the current of the motor 1 PI control unit 2 1 that inputs each error signal from subtraction unit 20 — 1, 20-2, 20 ⁇ 3 and subtraction unit 20 — 1, 20 ⁇ 2, 20 _ 3, PI
  • the main path to the motor 1 via the PWM controller 30 that inputs the three-phase command values ya, Vb, and Vc from the controller 21 and the inverter 31 that converts DC to AC is It is connected.
  • the input is detected by a command value T ref calculated from the torque detected by a torque sensor (not shown) and a position detection sensor 11 such as a resolver.
  • the rotation angle 0 e of the rotor which indicates the low and high positions, and the electrical angular velocity ⁇ e calculated by the differentiator 24 are input.
  • P is the number of pole pairs of Morning 1 Therefore, in this case, the angular velocity detection circuit is composed of the position detection sensor 11 and the differentiation circuit 24.
  • the conversion unit 101 calculates back electromotive voltages ea, eb, and ec.
  • the three-phase / two-phase conversion unit 102 converts the d-axis and Q-axis components to ed and eQ, and inputs these d-axis component voltages eed and q-axis component voltage eQ to q-axis
  • the current command values Iavref, Ibbref, and Icvref are calculated based on the current command value IQref from the q-axis command current calculation unit 108 and the advance angle ⁇ of the advance angle control described later. That is, the Q-axis command current calculation unit 108 inputs the angle calculated by the advance angle calculation unit 107 and IQ ref, and the current command values I a V ref, I bvref , I cvref is calculated.
  • the base angular velocity wb of the motor is the limit angular velocity of the motor when the motor is driven without using the field-weakening control.
  • a motor drive device using vector control as shown in FIG. 1 includes a motor control device for detecting the motor and motor positions correctly even when the motor 1 is rotating at a low speed.
  • a motor control device for detecting the motor and motor positions correctly even when the motor 1 is rotating at a low speed.
  • a resolver encoder As described in 1 8 7 5 7 8, it is necessary to use a resolver encoder as the position detection sensor 11. If the vector control is performed in a state where the position cannot be detected correctly, the torque ripple of the motor will increase over time, and as an electric power steering device, there will be problems such as unusual feeling such as vibration in steering of the steering wheel and loud motor noise. I do.
  • the electric power steering device is inexpensive. This is an obstacle to production.
  • the procedure of starting execution of the advance angle control is taken.
  • the angular velocity o m detected here includes a detection error of a resolver or an encoder, which is an example of a rotor position detection sensor.
  • position detection sensors using Hall sensors have been used to make mouth position detection cheaper, and the possibility of including a larger error than resolvers is increasing. .
  • field-weakening control is executed due to errors in the detection of the position detection sensor at the low and high levels and calculation errors that occur during the control processing of the motor drive control device. May not be done.
  • the motor terminal voltage saturates, and the motor current cannot follow the current command value, the torque ripple increases, and the motor noise increases.
  • unusual vibrations were felt through the steering wheel, and motor noise was generated, which made the driver uncomfortable.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an excellent vector control as a motor control even though a motor position estimating circuit including an inexpensive position detection sensor is used.
  • a motor drive control device that can use the steering wheel can be used.
  • Electric power steering devices can handle both normal steering operation and high-speed switching for emergency evacuation.
  • An object of the present invention is to provide an electric power steering device that does not cause a sense of discomfort in steering and that does not generate large motor noise.
  • an object of the present invention is to reduce the weakening of the motor terminal voltage before the motor terminal voltage becomes saturated during high-speed rotation of the motor, even if there is a detection error of the rotor position detection sensor or a control calculation error of the motor drive controller. Switching to field control results in low torque ripple and low motor noise, and in the case of an electric power steering system, noise is low even when the steering wheel is rapidly steered, and the steering wheel operation can follow smoothly.
  • An object of the present invention is to provide an evening drive control device and an electric power steering device.
  • Another object of the present invention is to provide a motor drive control device and an electric power steering device that enable vector control of a brushless DC motor even when a hall sensor is used for detecting the position of a roof. Disclosure of the invention
  • the present invention relates to a motor drive control unit for a motor having three or more phases.
  • a motor position estimating circuit that calculates the mouth position
  • a vector control unit that controls the vector based on the motor rotation speed and the rotor position calculated from the motor position estimating circuit
  • a rectangular wave control unit for controlling the two control units
  • a switching switch for switching between the two control units
  • a level detection unit having a set rotation speed N serving as a criterion for switching the switching switch.
  • the level detecting section comprises the set rotation speeds N 1 and N 2 (where N 1> N 2) in which the set rotation speed is different, and the rotation speed of the motor is increasing
  • N1 the set rotation speed
  • the switching switch is switched so as to be controlled by the vector control unit from the rectangular wave control unit.
  • the rotation speed is lower than the set rotation speed N2
  • a more advantageous effect is obtained by having a hysteresis characteristic such that the switching switch is switched so as to be controlled by the rectangular wave controller from the vector controller. Is achieved.
  • the object of the present invention is that the motor position estimating circuit is configured using at least a hall sensor, or that the motor is a brushless DC motor, or This can be achieved more effectively by the fact that the current is a rectangular wave current, or by an electric power steering device using the motor drive control device.
  • the present invention provides a d-axis current command value I for controlling the motor in a vector.
  • a motor drive comprising: a d-axis command current calculator for calculating dref; a Q-axis command current calculator for calculating a Q-axis current command value I qref; and an angular speed detection circuit for detecting at least the mechanical angular speed com of the motor.
  • the object of the present invention is to provide a control device in which the mechanical angular velocity com is higher than the angular velocity (aXcob) obtained by multiplying the base angular velocity ⁇ b of the motor by (0 ⁇ 1).
  • the d-axis current command value I dref is achieved by being derived from the torque command value T ref of the motor, the angular velocity ( ⁇ b), and the mechanical angular velocity com.
  • the object of the present invention is that when the angular velocity detection circuit includes a Hall sensor as a component, an angular velocity detection circuit that calculates a mechanical angular velocity cm of the motor and a motor mouth position, and the angular velocity detection A vector control unit that performs vector control based on the angular velocity com of the motor and the mouth position calculated from the circuit, a rectangular wave control unit that performs rectangular wave control of the motor, and the two control units. And a level detector having a set angular velocity that is a criterion for switching the switch. The angular velocity ⁇ of the motor calculated from the angular velocity detection circuit is higher than the set angular velocity. When the angular velocity is lower than the set angular velocity, the control is performed by switching the switching switch so as to be controlled by the rectangular wave controller. This is achieved more effectively.
  • the object of the present invention is that the motor is a brushless DC motor having three or more phases, or a current waveform or a back electromotive force waveform of the motor of the brushless DC motor is a rectangular wave. Or, it is a pseudo-rectangular wave, or more effectively achieved by an electric power steering device using the motor drive control device.
  • FIG. 1 is a control block diagram using a conventional resolver or the like.
  • FIG. 2 is a control block diagram using conventional field weakening control.
  • FIG. 3 is a sectional structural view showing an example of a brushless DC motor to be controlled by the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of a control system in which a control method is switched according to a motor rotation speed according to the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of calculation of a current command value according to the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing another embodiment of the control system in which the control method is switched according to the rotation speed of the motor according to the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example of a control system that switches with hysteresis characteristics according to the rotation speed of the motor according to the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the principle of detecting the low-end position of the brushless DC motor.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a current waveform and a back electromotive voltage waveform applied to a rectangular wave motor to which the present invention is applied.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an example of a control system to which the field weakening control according to the present invention is applied.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of a d-axis current calculation for field weakening control according to the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the effect of the field weakening control of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an example of a combination of a control system in which the control method is switched according to the field weakening control of the present invention and the rotational speed of the motor.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of the combined effect of the field-weakening control and the switching of the control method.
  • a three-phase brushless DC motor 1 is disposed along a cylindrical housing 2 and an axis of the housing 2, and is rotatable by bearings 3a and 3b.
  • a rotating shaft 4 supported on the rotating shaft 4 a motor driving permanent magnet 5 fixed to the rotating shaft 4, and fixed to the inner circumferential surface of the eight housing 2 so as to surround the permanent magnet 5, and a three-phase A stator (hereinafter, referred to as a stay) 6 on which exciting coils 6 a, 6 b, and 6 c are wound; and a rotor (hereinafter, referred to as a rotor) 7 by a rotating shaft 4 and a permanent magnet 5.
  • Hall sensors 48 _ 1, 48-2, 48-3 for phase detection are installed.
  • the drive control of motor 1 is controlled using the square wave current (or trapezoidal wave current).
  • the control with the square wave current is as follows. Compared with the sine wave current, if the current peak value is the same, the square wave current has a larger effective value, so a large output value (power) is required. Obtainable. As a result, when manufacturing a motor with the same performance, using a rectangular wave as a control signal has the advantage of reducing the size of the motor. On the other hand, control using a rectangular wave current has a disadvantage that it is more difficult to reduce the torque ripple than control using a sine wave current.
  • the point of the present invention is that one point is to use an inexpensive Hall sensor having extremely low resolution as compared with an encoder / resolver and to use a small number of Hall sensors. Another point is that when the rotational speed of the motor is high, even if the motor position estimating circuit composed of the Hall sensor can estimate the position of the low and relatively high speeds, the vector control is used. When the speed decreases and the signal per time obtained from the Hall sensor decreases and the position estimation error increases, the position estimation of the motor is not required.For example, rectangular wave control such as 120-degree conduction control That is, it is controlled by switching to.
  • FIG. 4 three hall sensors 48-1, 48-2, and 48-3 are arranged in the unit 1 and the hall signal from the hall sensor is sent to the position estimating circuit 41. Is entered.
  • the Hall sensors 48-1, 48-2, 48-3 and the position estimating circuit 41 constitute a motor position estimating circuit.
  • This position estimation circuit have been proposed in the past, and are described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-272712. The switching rotational speed of the motor 1 described later is determined by the performance of the motor position estimating circuit.
  • the output signals from the position estimation circuit 41, the electric angular velocity ⁇ e of the motor 1 as the rotation speed of the motor and the rotation angle 0 e of the mouth 7 as the rotor position are vectors. Input to the control unit 100.
  • the electrical angular speed c e of mode 1 is input to a level detection unit 42 via a mouth-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 49.
  • LPF mouth-pass filter
  • the square wave controller 45 receives signals directly from the Hall sensors 48-1, 48-2, 48-3 and does not use the output of the position estimation circuit 41. Should. In other words, the rotation speed of motor 1 is low. That is, even if the output error of the position estimation circuit 41 becomes large, the rectangular wave control unit 45 is not affected.
  • a circuit for calculating the current command values I aref, I bref, and I cref for controlling the motor 1
  • a rectangular wave control unit 45 is provided, and the level detection unit is provided. 42, the current command values I avref, I bvref, I cvref calculated by the vector control unit 100 0 and the current command values I asref,
  • a switching switch 44 for selecting 1 bsref and Icsref is provided, and the output of the switching switch 44 is input to the current control unit 46.
  • the output of the current control unit 46 is input to the PWM control unit 30.
  • the inverter 31 is provided after the PWM control unit 30 and the motor 1 is provided after the inverter 31.
  • the internal configurations of the rectangular wave control unit 45 and the vector control unit 100 are known.
  • the rectangular wave control unit 45 is better known than in the past. It is also described in 51. Since the Hall sensor signal is used as a feature of the rectangular wave control and the position estimation of the low and evening positions is not required, there is no problem in the rectangular wave control even if the position estimation error by the Hall sensor becomes large.
  • the vector control unit used here is a vector control that excels in torque ripple control when the above-described brushless DC motor is controlled by a rectangular wave, and will be described in detail below with reference to FIG.
  • the vector control unit 100 determines the current command values I dref, I qref of the vector control d and the Q component using the excellent characteristics of the vector control, and then sets the current command values I dref, Converts IQ ref into current command values for each phase I aref, I bref, I cref and provides feedback
  • the control unit is configured so that all controls are closed by phase control instead of d and Q control. Therefore, since the vector control theory is used in the stage of calculating the current command values I aref, I bref, and I cref, this control method is referred to as pseudo vector control (Pseudo Vector Controller). Control).
  • the motor drive control device using the PVC control has the current command values IaVref, Ibvref, levref from the vector control unit and the motor phase currents Ia, lb, Ic. And a PI control unit 21 for performing proportional-integral control, and a PWM unit for the PWM control unit 30.
  • the command currents of each phase are supplied to the motor 1 from the motor 31 and the motor 1 is controlled to rotate.
  • the current control unit 46 is a subtraction unit that calculates each phase current error from the phase current command values I avref, I bvref, I cvref of the motor phases and the motor phase currents I a, I b, I c. It consists of 20-1, 20-2, 20-3 and PI control unit 21 which receives the phase current error of each phase. Further, between the inverter 31 and the motor 1, current detecting circuits 32-1, 32-2 and 32-3 are arranged as a motor current detecting circuit, and the current detecting circuit 32- Feedback signals for inputting the motor phase currents Ia, Ib, and Ic detected in 1, 3, 2—2, and 3 2—3 to the subtraction sections 20—1, 20—2, and 20—3, respectively. Control is formed.
  • the vector control unit 100 includes a conversion unit 101 as each phase back electromotive voltage calculation unit, a three-phase Z two-phase conversion unit 102 as d and Q voltage calculation units, and a Q-axis current.
  • Q-axis command current calculator 103 for calculating command value I qref
  • 2-phase Z 3-phase converter 104 for each phase current command calculator
  • d-axis for calculating d-axis current command value I dref Command current calculation unit 105 and torque command value T ref
  • a conversion unit 106 for converting the base angular velocity cob of the motor from the motor, and a low-speed control unit comprising the rotation angle 0 e of the low-speed control 7 calculated by the position estimating circuit 41 and the electrical angular speed coe.
  • a position detection signal and a torque command value T ref determined based on a torque detected by a torque sensor (not shown) are received, and the current command values I aref, I bref, and I bref of each phase calculated by the vector control.
  • I cref is output.
  • the drive control of the motor 1 is performed as follows.
  • the vector control unit 100 receives the mouth rotation angle ⁇ e and the electrical angular velocity ⁇ e obtained from the position estimating circuit 41, and based on the conversion table of the conversion unit 101, The phase back electromotive voltages ea, eb and ec are calculated.
  • the back-EMF voltages ea, eb, and ec are calculated by the three-phase / two-phase conversion unit 102 as a d_q voltage calculation unit based on the equations (3) and (4). Is converted to ed and eq.
  • the d-axis current I dref is calculated by the Idref calculation unit 105 with the angular velocity b, ⁇ e, and the torque command value Treff as inputs.
  • Kt is a torque coefficient.
  • ob is the base angular velocity of the motor and the base angular velocity f b is obtained by the conversion unit 106 using the torque command value T re f as an input.
  • the d-axis current command value I dref changes with the rotational speed ⁇ of the motor, so that control during high-speed rotation is possible.
  • the Q-axis current IQ ref is calculated by the Q-axis command current calculation unit 103 using the back electromotive force ed, e Q, ⁇ e and the d-axis current command value I dref as inputs, based on equation (6). Is calculated. That is,
  • com is the mechanical angular velocity of the motor
  • c e is the electrical angular velocity
  • P is the pole logarithm of the mouth and mouth
  • ⁇ e comX P.
  • the Q-axis current command value IQ ref can be calculated immediately since the motor output is equivalent to the electric power, since it is derived from the output equation of the motor. Therefore, control to minimize the torque ripple can be performed.
  • the current command values I dref and I qref are converted into the current command values I avref for each phase by a two-phase Z three-phase converter 104 for converting the current command values for each phase using equation (7).
  • I bvref, I cvref The suffix is, for example, aVref of IaVref represents an a-phase current command value determined by the vector control.
  • the determinant C 2 is a constant determined by the rotation angle 0 e of the motor as shown in equation (8).
  • the currents la, lb, and Ic of the phases detected by the current detection circuits 3 2—1, 3 2—2, and 3 2 _ 3 and the current values of each phase I avref, I bvref, and I cvref Are subtracted by the subtraction units 20-1, 20-2, and 20-3 to calculate the respective errors.
  • the error of each phase current is controlled by the PI control unit 21 and the command value of the inverter 31, that is, the data of the PWM control unit 30.
  • the voltage command values Va, Vb, and Vc representing the utility are calculated, and the PWM controller 30 performs PWM control of the inverter 31 based on those values, and the motor 1 is driven, The desired torque is generated. This concludes the description of the vector control unit 100.
  • the Hall signals obtained from the Hall sensors 48-1, 48-2, and 48-3 are not per hour. Since the number of signals is large, the position estimating circuit 41 can correctly detect the electrical angular velocity toe of the motor 1 and the rotation angle 0 e of the mouth 7.
  • L PF 49 is provided at the input of the level detection unit 42. The reason is that the operation of the LPF 49 removes noise of the output signal of the position estimation circuit 41 to prevent chattering in the determination of the level detection section 42.
  • the switching switch 44 is connected to the vector control section 100 and the current control section 46. To do. As described above, if the electric angular velocity e of the motor 1 and the rotation angle 0 e of the mouth 7 can be correctly detected, the vector control unit 100 calculates the correct current command values I a V ref, I bvref, and I cvref. I do.
  • the current command values I avref, I bvref, and I cvref are input to the current control unit 46 through the switching switch 44, and detected by the current detection circuits 3 2-1, 3 2-2, 3 2-3.
  • Feedback control is performed by comparing the motor currents Ia, lb, and Ic with the feedback currents.
  • the PWM controller 30 determines the duty ratio of the inverter 31 based on the voltage command values Va, Vb, and Vc which are the output signals of the current controller 46, and the inverter 31 determines the duty ratio of the inverter 31.
  • Control Morpho 1 according to. This control is Since the rotation speed is high, the number of signals per hour from the Hall sensor 42 is sufficiently large and can be detected correctly, so that the vector control is also correctly controlled.
  • the level detection unit 43 is configured to connect the current control unit 46 and the rectangular wave control unit 45. Switch switch 44 to switch to rectangular wave control.
  • the rectangular wave control unit 45 does not use the output signal of the position estimation circuit 41, and the Hall sensor signals of the Hall sensors 48-1, 48-2, 48-3. Is directly input to the rectangular wave control unit 45. Therefore, even if the output of the position estimating circuit 41 becomes inaccurate, the current command values I asref, I bsref, and I csref calculated by the rectangular wave controller 45 become inaccurate in the output of the position estimating circuit 41. The correct current command value can be calculated without being affected by this.
  • the set rotation speed N is determined by the number of Hall sensors and the performance of the position estimation circuit 41. N is small if the performance is good, and N is large if the performance is bad. Increasing the number of Hall sensors increases the range of correct detection but increases costs.
  • FIG. 6 shows a modification of the first invention.
  • the current command values output from the rectangular wave control unit 45 and the vector control unit 100 in FIG. 4 are compared with the current command values I asref, I bsref, I csref, I avref, I bvref, I cvref for each phase. did.
  • the general vector control uses the current command values I dref and IQ ref using the d and Q axis components, as shown in FIG.
  • the output of the torque control unit 100_2 is output as d and Q components.
  • the motor detection currents l a, I b, and I c are also converted to I d and IQ by the three-phase to two-phase converter 47_1 and feed knocked.
  • the current command values I dref and IQ ref and the fed-back mode currents I d and IQ are input.
  • the current control unit 46_2 is controlled by the d and Q axes, and finally the PWM control unit.
  • the same effect can be obtained by controlling the receiver 31 by inverting the d and Q components into the a, b and c phase components in the two-phase and three-phase converter 47-2 with the input of 30.
  • the rotation speed of the motor that determines the switching of the switching switch 44 is set to N and one, but when the switching rotation speed is one, the vector control and the rectangular wave are performed around the rotation speed N.
  • the control is frequently switched, which may cause discomfort in steering operation. Therefore, in order to avoid such an undesired phenomenon, hysteresis is used for switching, and the motor rotation speed is reduced.
  • the chattering phenomenon as described above can be avoided by providing two kinds of set rotation speeds, a switching rotation speed N1 when changing from low speed to high speed and a switching rotation speed N2 for changing from high speed to low speed.
  • the motor 1 is rotated at a high speed, for example, from 200 rpm to a low speed, for example, the rotational speed is reduced to 400 rpm.
  • the Hall signal detected from the Hall sensors 48-1, 48-2, 48-3 is input to the position estimating circuit 41, and is applied to the level detecting section 42-2 having hysteresis.
  • the rotation speed N1 representing 65 rpm
  • the rotation speed N2 indicated by the setting unit 43_2 that is, 50 Determined by 0 rpm.
  • the level detector 42-2 switches the switch 44 to be switched back, and the current controller 46 is rectangular from the vector controller 100. Switch to wave controller 45.
  • the torque of the motor can be correctly controlled as described above even if the control is performed by the rectangular wave control unit.
  • the level detection unit 42-2 uses the rotation speed N 2 used earlier, The level detector 4 2-2, which becomes the rotation speed N 1 indicated by the setting unit 4 3-1, instead of 5 0 0 r pm, becomes 6 500 rpm or more, switches the switching switch 44, and the current control unit 4 6 The input is switched from the square wave controller 45 to the vector controller 100. If the rotation speed is more than 65 rpm, the position estimation circuit 41 can detect the rotation angle 0 e of the rotor 7 and the electrical angular velocity we of the motor 1 sufficiently correctly.
  • the torque control of the motor can be correctly controlled. Therefore, the electric power steering system can smoothly follow sudden steering and does not feel uncomfortable with the handle operation.
  • the switching switches 44 are alternately switched at high speed near the motor rotation speed of about 500 rpm, and rectangular wave control and vector control are performed. The torque control is switched frequently, which can prevent the steering operation from becoming uncomfortable.
  • the rotation signal of the motor is output with high precision even at low speed by the resolver or the encoder, and the Hall sensor can only output the rotation signal roughly at the low speed. It is needless to say that the present invention can be applied to a resolver or an encoder that can only detect a coarse signal at a low speed when the signal can be output only at a low speed.
  • the third invention will be described below.
  • a three-phase brushless DC motor 1 is disposed along a cylindrical housing 2 and an axis of the housing 2, and is rotatable by bearings 3a and 3b.
  • a rotating shaft 4 supported on the rotating shaft 4, a motor driving permanent magnet 5 fixed to the rotating shaft 4, and a three-phase motor fixed to the inner peripheral surface of the housing 2 so as to surround the permanent magnet 5.
  • a stage 6 around which exciting coils 6 a, 6 b, and 6 c are wound
  • a rotor hereinafter, a low 7
  • a ring-shaped permanent magnet 8 for phase detection is fixed near one end of the rotating shaft 4 of the rotor 7, and the permanent magnet is alternately connected to the S pole at regular intervals in the circumferential direction. Magnetized to N pole.
  • a support substrate 10 made of a ring-shaped thin plate is provided via a stay 9 on an end surface of the housing 2 on the side where the bearing 3 b is provided.
  • a rotatable position detection sensor 11 such as a resolver or an encoder is fixed to the support substrate 10 so as to face the permanent magnet 8.
  • a plurality of position detection sensors 11 are actually provided at appropriate intervals in the circumferential direction corresponding to the drive timing of the excitation coils 6a to 6c, as shown in FIG.
  • the exciting coils 6 a to 6 c are arranged so as to surround the outer peripheral surface of the rotor 7 by an electrical angle of 120 degrees, and the coil resistances of the exciting coils 6 a to 6 c are all equal. It is becoming.
  • the position detection sensor 11 of the sunset outputs a position detection signal according to the magnetic pole of the opposing permanent magnet 8.
  • the output of the mouth position detection sensor 11 is changed by the magnetic pole of the permanent magnet 8 to detect the rotation position of the mouth position 7.
  • the vector control unit 100 described later energizes the three-phase excitation coils 6 a to 6 c simultaneously for two phases while energizing the excitation coils 6 a to 6 c one phase at a time.
  • the rotor 7 is driven to rotate by a two-phase excitation method that is sequentially switched.
  • the drive control of mode 1 is controlled using a rectangular wave current (or trapezoidal wave current) as the mode current.
  • the control with the square wave current is that if the current peak value is the same as the sine wave current, the square wave current has a larger effective value, so a large output value (power) is obtained. I can do it.
  • using a rectangular wave current as the motor current has the advantage of reducing the size of the motor.
  • the control using the square wave current has a disadvantage that it is more difficult to reduce the torque ripple than the control using the sine wave current.
  • the torque ripple can be reduced by using the control method of the invention disclosed in Japanese Patent Application No. 2003-37664.
  • the rectangular wave current is not only a current waveform that is completely rectangular, but also has a peak with a partially trapezoidal shape as shown in Figs. 9 (B) and 9 (C). Includes quasi-rectangular wave current.
  • the square wave current also changes its waveform due to the influence of the field weakening current control.
  • the motor drive control device includes a vector control unit 100, a current command value I a Vref, I bvref, and I cvref from the vector control unit 100.
  • a subtraction unit 20-1, 20-2, 20-3 that calculates the error of each phase current based on the phase currents I a, lb, and I c, and a PI control unit 21 1 that performs proportional-integral control
  • current based on the current command value of each phase is supplied from the inverter 31 to the motor 1 by the PWM control of the PWM control unit 30 to control the rotation drive of the motor 1. .
  • the current command values I a V ref, I a bvref, I cvref and the current I a, lb, I of each phase of the motor are configured.
  • current detectors 32-1, 322-2, 32-3 are arranged as motor current detection circuits between the inverter 31 and the motor 1 and the current detector 32-2
  • the phase currents Ia, Ib, and Ic detected in steps 1, 3, 2—2, and 3 2—3 are supplied to the subtraction units 20_1, 20—2, and 20—3. Feedback control is formed.
  • the vector control unit 100 includes a conversion unit 101 as a unit for calculating each phase back electromotive force ea, eb, and ec, and a unit 3 for calculating the d-axis voltage ed and the Q-axis voltage eq.
  • From the two-phase three-phase conversion unit 104, the d-axis current command value I dref, the d-axis command current calculation unit 105, and the torque command value T ref, the base angular velocity ob of the motor is calculated.
  • the vector control unit 100 converts the rotation angle> e of the rotor 7 detected by the low-speed position detection sensor 11 such as a resolver and the rotation angle 0 e into a differentiation unit 2.
  • the torque control value T ref determined based on the rotor position detection signal consisting of the electrical angular velocity ⁇ e calculated in 4 and the torque detected by a torque sensor (not shown) is used as an input, and each vector control is performed using vector control.
  • the phase current command values I avref, I bvref, and I cvref are calculated.
  • the drive control of the motor 1 is performed as follows. First, the vector control unit 100 receives the rotation angle 0 e of the mouth and the electrical angular velocity ⁇ e, and based on the conversion table of the conversion unit 101, the back electromotive voltages ea, eb, ec is calculated. Next, the back electromotive voltages ea, eb, and ec are calculated by the three-phase / two-phase converter 102 as a d-Q voltage calculator based on the above-described equations (3) and (4). It is converted to d and q component back electromotive voltages ed and eq.
  • I dref obtained by the d-axis command current calculator 105 relating to the field weakening control, which is an important point of the present invention, will be described in detail later.
  • the d-axis command current calculation section 105 will not be described, and the basic operation of the entire motor drive control device shown in FIG. 10 will be described first.
  • the Q-axis current command value IQ ref is calculated by the Q-axis command current calculation section 103 by the back electromotive force ed, eq.
  • the electric angular velocity ce and the d-axis current command value I dref are input, and are calculated based on the motor output equation shown in the equation (9). That is, the output equation is
  • the q-axis current command value I q r e f can be calculated immediately because it is derived from the motor output equation that the output of the motor corresponds to the power.
  • an optimal IQ re f balanced with I d re f for obtaining the required torque T re f is calculated. Therefore, even when the motor is rotating at high speed, the terminal voltage of the motor does not saturate, and control can be performed to minimize the torque ripple.
  • the current command values I dref and IQ ref are The two-phase Z-three-phase converter 104 converts the current command values into IaVref, Ibvref, and Icvref for each phase. That is, it is expressed as in equation (7). Note that the determinant C 2 is a constant determined by the motor rotation angle 0 e as shown in equation (8).
  • the current command values IaVref, Ibvref, and Icvreff for each phase are calculated by the two-phase Z3-phase converter 104 using the current command values Idref and IQref as inputs.
  • the cvref is subtracted by the subtraction units 20-1, 20-2, and 20_3 to calculate the error of each phase.
  • the error of each phase current is controlled by the PI control unit 21 so that the command value of the inverter 31, that is, the voltage command values Va, Vb, and Vc representing the duty of the PWM control unit 30 are obtained.
  • the PWM control unit 30 performs PWM control of the inverter 31 based on the calculated values, and the motor 1 is driven to generate a desired torque.
  • the control method of the motor drive control device used in the present embodiment is such that the vector control unit 100 uses the excellent characteristics of the vector control to control the currents of the d and q components of the vector control. After deciding the command value, this current command value was converted to the current command value for each phase, and the feedback control unit was configured so that it closed all by phase control instead of d and q control. Therefore, at the stage of calculating the current command value, it is called PVC control because it uses the theory of vector control.
  • I dref —
  • the value of the base angular velocity ⁇ b is set so that the field-weakening control is executed before the terminal voltage of the motor is saturated.
  • ⁇ is 0 ⁇ a ⁇ 1.
  • FIG. 11 is a control block diagram of FIG.
  • the d-axis current I dref is obtained by the d-axis command current calculation unit 105 using the base angular velocity co b, the electrical angular velocity ⁇ e, and the torque command value T ref as inputs.
  • Kt is a torque coefficient.
  • cob is the base angular velocity of the motor, which is obtained by the conversion unit 106 using the torque command value Treff as an input.
  • the multiplication unit 1 multiplies the angular velocity (a x c b) which is the point of the present invention.
  • the base angular velocity ⁇ b is input and ⁇ multiplied and output as angular velocity ( ⁇ Xwb).
  • P is the number of pole pairs in the morning and evening.
  • s i ⁇ is obtained by the s i n calculation unit 105 c.
  • FIG. 12 shows the d-axis current command value I of the formula (13) according to the present invention.
  • the field of the field weakening control by dref and the field of the field weakening control by the d-axis current command value I dref of the conventional method (Eq. (11)) are shown.
  • the switching of the field weakening control of the present invention is switched at the boundary line B.
  • the field-weakening control of the conventional control method switches at the boundary A.
  • the field weakening control of the present invention is started by the action of multiplying the base angular velocity ⁇ b even in the area where the conventional method has not started yet. .
  • the field weakening control of the present invention is switched to field weakening control earlier than in the ideal case. Therefore, the field weakening control is reliably performed even if the position detection of the road includes some error or the control calculation of the motor drive control device has some error.
  • a description will be given of an embodiment of a motor drive control device which enables the PVC control of the motor 1 using an inexpensive Hall sensor for the angular velocity detection circuit of the motor 7.
  • the third invention when a high-precision resolver or encoder is used for the angular velocity detection circuit of the rotor 7, the electrical angular velocity ⁇ e and the rotation angle 0 e of the mouth and mouth are correctly detected even when the rotation of the rotor 7 is low.
  • the motor can be controlled correctly using PVC control even at low rotation speeds.
  • the number of samplings per unit time of the Hall sensor decreases when the rotational speed of the rotor 7 decreases, so that the electrical angular velocity e and the rotational angle ⁇ ⁇ ⁇ e of the rotor can be correctly detected. No longer, and PVC control cannot be performed correctly.
  • the Hall sensor can be controlled. Even if it is used, it is possible to provide a motor drive control device that can perform PVC control while enjoying the effect of the third invention in a region other than the low rotational speed region of the rotor and that performs rectangular wave control in the low rotational speed region. .
  • the angular velocity detecting circuit is constituted by the Hall sensors 48-1, 48-2, 48-3 and the position estimating circuit 41.
  • the position estimating circuit 41 As the output of the position estimating circuit 41, the electric angular velocity ⁇ e as the rotation speed of the motor and the rotation angle 0 e as the position of the mouth of the motor are output. Note that various types of position estimating circuits 41 have been proposed in the past, and details of the circuits are described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-272716.
  • the rectangular wave control unit 45 used as an alternative control unit uses the torque command value T ref and the Hall Hall sensor signals from the sensors 48-1, 48-2, 48-3 are input.
  • the rectangular wave control section 45 is well known in the past, and is described in, for example, Japanese Patent Application No. 2001-168681.
  • the Hall sensor signals are used directly and the position estimation of the road is not required, so that the Hall sensors 48-1, 4, 8-2, 48 Even if the detection error of 3 and the position estimation circuit 41 becomes large, there is no problem in the rectangular wave control.
  • a switching switch 44 for switching between PVC control and rectangular wave control, a level detecting section 42 with a hysteresis characteristic for judging the angular velocity of the switching, and a setting section 43-3 for setting the angular velocity of the hysteresis. 2 are arranged.
  • the reason that the level detection unit 42 has hysteresis characteristics is that if there is only one switching angular velocity, the vector control and the rectangular wave control are frequently switched near that angular velocity, which can cause a feeling of strangeness in the steering wheel operation. There is. Therefore, in order to avoid such undesirable phenomena, hysteresis is used for switching, and the switching angular speed N 1 when the motor rotation speed changes from low speed to high speed and the switching angular speed N 2 when switching from high speed to low speed are changed. If two types of set angular velocities are provided, the chattering phenomenon as described above can be avoided.
  • LPF low-pass filter
  • the motor 1 rotates at a high speed, for example, the rotational speed is reduced from 200 rpm to 400 rpm.
  • the Hall signal detected from the Hall sensors 48-1, 48-2, 48-3 is input to the position estimating circuit 41, and is judged by the level detecting section 42 having hysteresis.
  • the rotation speed N2 indicated by the setting unit 43-2 that is, 500 rpm
  • the level detector 42-2 switches the switching switch 44, and switches the current controller 46 from the vector controller 100 to the rectangular wave controller 45.
  • the level detection unit 42 uses the rotation speed N 2 used previously, that is, Instead of 500 rpm, the level detector 42-2, which exceeds the rotation speed N1 indicated by the setting unit 43-1—650 rpm, switches the switching switch 44, and the current control unit 46 is rectangular.
  • the input is switched from the wave control unit 45 to the vector control unit 100. If it is more than 65 0 rpm, the position estimating circuit 41 can sufficiently detect the correct rotation angle 0 e and the electrical angular velocity ⁇ e, so that the current command values I avref, I bvref, I of the vector control unit 100. Even if the control is based on cvref, the motor torque control can be controlled correctly.
  • Fig. 14 shows the relationship between the motor control method and the rotational speed and output torque of the motor.
  • the effect of the third invention switches from PVC control (without field-weakening control) to PVC control (with field-weakening control) at boundary B, and achieves PVC control with less torque ripple even at high speeds.
  • the third invention and the fourth invention even if the combination of the brushless DC motor (rectangular wave motor) and the Hall sensor is used, the rectangular wave control is performed during the low-speed rotation of the motor and the medium speed motor.
  • the hysteresis characteristic is used with two set angular velocities for switching the switching switch.
  • the vector control and the square wave control are frequently performed. It goes without saying that a similar effect can be obtained except for a simple switching.
  • the phase voltages ea, eb, and ec are used as the back electromotive force, but the control is performed by converting them into line voltages eab, ebc, and eca.
  • the control is performed by converting them into line voltages eab, ebc, and eca.
  • the same effect can be obtained.
  • motor control can be performed correctly by vector control. It is possible to provide an overnight drive control device, and to provide an electric power steering device with smooth steering operation and low noise.
  • the present invention even if there is an error in the position detection of the motor and the control calculation error of the motor drive control device, the motor terminal voltage does not saturate during the high-speed rotation of the motor, and the field-weakening control is performed.
  • a motor drive control device that can control torque ripple is small and motor noise is small.Furthermore, in an electric power steering device, it can smoothly follow the rapid steering of the steering wheel It is possible to provide an electric power steering device with little noise without discomfort in steering operation.
  • the electric power steering device has an excellent effect of providing an inexpensive electric power steering device that can smoothly follow the rapid steering of the steering wheel and the steering wheel without causing a sense of incongruity with the steering wheel operation and has low noise. .
  • a brushless DC motor can be used even if a motor position detection sensor such as a hall sensor, which is inexpensive but cannot output an accurate and detailed rotation angle signal at low speed rotation of the motor, is used as a motor position detection sensor. Since it can be controlled in a vector, it can be applied to an electric power steering device, and it can be operated at low cost, with little torque ripple, and with a good steering operation. -A steering device can be applied.

Abstract

本発明は、ホールセンサのようなモータの低速回転時に正確で詳細な回転角度信号を出力できないモータ位置検出センサを用いてもモータをベクトル制御でき、また、モータ位置検出センサなどの検出誤差が存在しても確実に弱め界磁制御ができ、トルクリップルの少ないモータ出力を期待できるモータ駆動装置およびそれを用いた電動パワーステアリング装置を提供する。

Description

明 細 書 モータ駆動制御装置および電動パワーステァリング装置 技術分野
本発明は、 電動パワーステアリ ング装置に用いるに最適なモー夕駆動 制御装置の改良並びにそれを用いた電動パワーステアリング装置に関す る。 背景技術
従来、 電動パワーステアリ ング装置に使用されるモ一夕の駆動制御方 式、例えばモータの駆動制御方式として、口一夕の回転位置に基づいて、 制御器からィンバ一夕を介して回転磁界を発生させ、 口一夕の回転を駆 動制御させるようにしたベク トル制御が採用される。 すなわち、 べク ト ル制御は、 口一夕の外周面に所定角度の間隔で配された複数の励磁コィ ルに、 ロー夕位置に応じて制御回路によって各励磁コィルの励磁を順次 切り換えることにより、ロータの回転駆動を制御するようになっている。
この種のベク トル制御は、 例えば特開 2 0 0 1— 1 8 8 2 2などに開 示されている。 第 1図は、 ベク トル制御によるモ一夕 5 6の駆動制御の 一例を示すブロック構成である。
第 1図において、 モー夕 5 6の制御指令値を決定する指令電流決定部 5 1から、 ？ 1制御部 5 2、 2相 / 3相座標変換部 5 3、 P W M制御部 5 4、 インバー夕 5 5を介してモータ 5 6に至る指令信号の主経路が形 成されている。 また、 インバ一タ 5 5 とモ一夕 5 6 との間に電流センサ 5 7 1 , 5 7 2が配され、 これら電流センサ 571， 572で検出されたモー 夕電流を 3相 / 2相座標変換部 59で 2相に変換し、 2相電流成分 I Q， I dを指令電流決定部 51と P I制御部 52との間に配された減算部 581, 582にフィードバックさせるフィードバック経路が形成されている。
この制御系により、 指令電流決定部 5 1では、 トルクセンサで検出さ れたトルク指令値 T r e f や、 位置検出センサ 1 1で検出されたロー夕 の回転角度 と電気角速度 ωを受け、 電流指令値 I d r e f 、 I q r e f が決定される。 これらの電流指令値 I d r e f 、 I q r e f は、 フィ ードバック経路の 3相 Z 2相座標変換部 5 9で 2相に変換された 2相電 流成分 I d , I Qに変換されたフィ一ドバック電流によって補正される。 即ち、 2相電流成分 I d、 I Qと、 電流指令値 I d r e f 、 I q r e f との誤差が、 減算部 5 8 1 , 5 8 2で演算される。 その後、 Ρ I制御部 5 2 1 , 5 2 2で、 P WM制御のデューティ一を示す信号が d、 Q成分 の形で V d、 V qとして算出され、 2相ノ 3相変換部 5 3 によって、 d、 Q成分から、 各相成分 V a、 V b、 V c に逆変換される。 そして、 イン バー夕 5 5は、 3相の指令値 V a、 V b、 V c に基づいて P WM制御さ れ、 モータ 5 6にインバー夕電流が供給されてモー夕 5 6の回転を制御 するようになつている。
なお、 6 1は車速センサ回路で、 6 2は感応領域判定回路で、 6 3は 係数発生回路で、 6 4は基本アシス ト力計算回路で、 6 5は戻し力計算 回路で、 6 6は電気角変換で、 6 7は角速度変換で、 6 8は非干渉制御 補正値計算である。
上述のようなベク トル制御の場合、 トルク指令値 T r e f および電気 角速度 ω、 回転角 Θに基づいて電流指令値 I d r e f 、 I q r e f が決 定される。 また、 モータ 5 6のフィードバック電流 I u、 I v、 I wが I d、 I Qに変換され、 その後、 2相電流成分 I dおよび I Qと、 電流 指令値 I d r e f および I Q r e f との誤差が演算され、 その誤差が P I 制御による電流制御を実行することによってィンバー夕への指令値 V d、 V Qが求められる。 そして、 指令値 V d、 V Qが 2相 / 3相座標変 換部 5 3で再び 3相の指令値 V a、 V b、 V cに逆変換されインバー夕 5 5が制御され、 モータ 5 6の駆動制御を行うようになっている。
また、 電動パワーステアリング装置に使用されるモー夕は一般的なも のは永久磁石同期モー夕 （PM SM) であり、 永久磁石同期モー夕は 3 相正弦波電流で駆動されている。 また、 モー夕を駆動する制御方式とし ては、 ベク トル制御と称する制御方式が広く使用されている。 しかし、 電動パワーステアリング装置の小型化の要望が強く、 小型化に適したモ —夕としてブラシレス D Cモータを用いる傾向にある。
このような状況の下での従来の電動パワーステアリング装置用モー夕 のべク トル制御方式を用いたモー夕駆動制御装置について第 2図を用い て説明する。
その構成はモー夕 1の電流を制御する電流指令値部 2 0 0の後に、 指 令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f とモ一夕電流 l a , I b, I cとの誤差を検出する減算部 2 0— 1 , 2 0 - 2 , 2 0— 3と、 減算部 2 0— 1 , 2 0 - 2 , 2 0 _ 3からの各誤差信号を入力する P I 制御部 2 1 と、 P I制御部 21 からの 3相の指令値 y a、 V b、 V cを入 力する PWM制御部 30 と、 直流を交流に変換するィンバ一夕 31 とを介 してモー夕 1に至る主経路が接続されている。 インバー夕 3 1 とモー夕 1の間にはモータ電流 I a , I b , I cを検出する電流検出路 3 2 - 1 , 3 2 - 2 , 3 2 - 3が配され、検出されたモー夕電流が減算部 2 0 _ 1 , 2 0 - 2 , 2 0 _ 3へフィードバックされるフィードバック制御の構成 となっている。
次に、 ベク トル電流指令値演算部 1 0 0について説明する。 まず、 そ の入力に関して、 図示しないトルクセンサーで検出されたトルクから算 出された指令値 T r e f とレゾルバなどの位置検出センサ 1 1で検出さ れたモー夕のロー夕位置を示すロータの回転角度 0 e と微分部 2 4で演 算された電気角速度 ω eを入力としている。 ここでモータの機械角速度 comと電気角速度 ω e とは ωπι= ω e ZPの関係にある。 ただし、 Pは モー夕 1の極対数である。 よって、 この場合、 角速度検出回路は位置検 出センサ 1 1 と微分回路 24とで構成されていることになる。 そして、 電気角速度 to eとロー夕の回転角度 0 eを入力とし、 換算部 1 0 1で逆 起電圧 e a, e b , e cを算出する。 次に、 3相 2相変換部 1 0 2で d軸、 Q軸成分である e d, e Qに変換し、 この d軸成分電圧 ee d , q 軸成分電圧 e Qをを入力として q軸指令電流算出部 1 0 8で Q軸の電流 指令値 I Q r e f が算出される。 ただし、 この場合、 d軸の電流指令値 I d r e f = 0として演算される。即ち、モー夕の出力方程式において、 Τ Γ 6 Ϊ Χωιτι= 3 /2 ( e d X I d + e q X l q) - - · ( 1 )
I d = I d r e f = 0を入力すると、
I q = I q r e f = 2/ 3 (T r e ΐ ωτα/ e a) - - · ( 2 ) として算出される。 電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f は、 q軸指令電流算出部 108からの電流指令値 I Q r e f と後述す る進角制御の進角 Φに基づいて算出される。 即ち、 Q軸指令電流算出部 108 は進角算出部 1 0 7で算出された角度 と I Q r e f を入力し、 2 相 3相変換部 1 0 4にて電流指令値 I a V r e f , I b v r e f , I c v r e f が算出される。
なお、 Φ- a c o s (co bZwm) 或いは Φ = Κ ( 1— （w b/c m)) などの関数が経験的に用いられる （" a c o s " は c 0 s _ 1を表わす）。 なお、 モー夕のベース角速度 w bとは、 弱め界磁制御を用いずにモー夕 を駆動させた際のモー夕の限界角速度である。
第 1図のようなベク トル制御を用いたモー夕駆動装置には、 モータ 1 が低速回転の時もモー夕の位置を正しく検出するために、 特開 2 0 0 1 — 1 8 7 5 7 8にも記載があるように位置検出センサ 1 1 としてレゾル バゃエンコーダを用いる必要がある。 正しく位置検出ができない状態で べク トル制御するとモ一夕のトルクリップルが大きくなり、 電動パワー ステアリング装置としてはハンドルの操舵に振動などの違和感を感じた り、 モータ騒音が大きいなどの不具合が発生する。 言い換えると、 べク トル制御を用いてモータを制御するためには、 モー夕の位置を正しく検 出する必要があるが、 レゾルバやエンコーダは高価な部品であるために 電動パワーステアリング装置を安価に製作するときの障害となる。
また、 進角制御により弱め界磁制御を開始する判断は、 上述した式で ある <i> = a c o s ( co b / co m ) などを利用して、 モー夕 1の検出速度 であるモータの角速度 o mがベース角速度 o bより大きくなれば、 進角 制御の実行を開始するという手順を取っている。 しかし、 ここで検出さ れた角速度 o mには、 ロータの位置検出センサの一例であるレゾルバや エンコーダの検出誤差が含まれている。 さらに、 最近では、 口一夕の位 置検出を安価にするため、 ホールセンサを利用した位置検出センサが利 用され、 レゾルバなどに比べ、 より大きい誤差を含む可能性が大きくな つてきている。
その結果、 本来、 すでに、 弱め界磁制御を実行する必要があるのに、 ロー夕の位置検出センサの検出誤差やモー夕駆動制御装置の制御処理の 途中で発生する計算誤差などにより、 弱め界磁制御が実行されない場合 がある。 そのため、 高速回転時に、 モータ端子電圧が飽和して電流指令 値にモー夕電流が追従できず、 トルクリップルが大きくなつたり、 モー 夕騒音も大きくなり、 電動パワーステアリング装置としては、 急速なハ ンドル操舵時に、 ハンドルを通して異常な振動を感じたり、 モータ騒音 を引起こし運転手に不快感を与えたりして好ましくなかった。
さらに、 口一夕の位置検出に、 レゾルバやエンコーダと比較して低価 格であるホールセンサを用いるとロー夕の回転が低速になった時に、 モ 一夕の角速度 o mやロータの回転角度 0 eが正しく検出できないために トルク リップルの少ないべク トル制御を用いることができないという問 題があった。 本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、 安価な位置検出センサから構成されるモータ位置推定回路を用いるにも 関わらず、 モー夕制御として優れたベク トル制御を利用できるモー夕駆 動制御装置を提供し、 電動パワーステアリ ング装置にあっては、 ハンド ル操作が通常のハンドル操作であっても、 緊急避難のための高速切替え 操舵であっても、 ハンドル操舵に違和感のない、 またモータ騒音が大き くない電動パワーステアリング装置を提供することにある。
更に本発明の目的は、 ロータの位置検出センサの検出誤差やモー夕駆 動制御装置の制御計算誤差などがあっても、 モー夕の高速回転時にモー 夕端子電圧が飽和を起こす前に、弱め界磁制御に切替えられ、その結果、 トルクリップルが小さく、 モー夕騒音も小さい、 また、 電動パワーステ ァリング装置にあっては、ハンドルの急速な操舵時にも、騒音も小さく、 ハンドル操作が滑らかに追随できるモー夕駆動制御装置および電動パヮ 一ステアリ ング装置を提供することにある。 また、 ロー夕の位置検出に ホールセンサを用いても、 ブラシレス D Cモ一夕のべク トル制御を可能 とするモー夕駆動制御装置および電動パワーステアリ ング装置を提供す ることにある。 発明の開示
本発明は、 3以上の相を有するモータのモー夕駆動制御部に関するも ので、 本発明の上記目的は、 前記モータの回転速度および前記モー夕の 口一夕位置を算出するモ一夕位置推定回路と、 前記モー夕位置推定回路 から算出されたモータの回転速度およびロータ位置に基づきべク トル制 御するべク トル制御部と、前記モー夕を矩形波制御する矩形波制御部と、 前記 2つの制御部を切り替えるための切替えスィッチと、 前記切替えス ィツチの切替えの判定基準となる設定回転速度 Nを有するレベル検出部 と、 を具備し、 前記モ一夕位置推定回路から算出されたモー夕の回転速 度が前記設定回転速度 Nより高速の時は、前記べク トル制御部で制御し、 前記設定回転速度 Nより低速の時は、 前記矩形波制御部で制御するよう に前記切替えスィッチを切り替えて制御することことによってに達成さ れる。
また、 本発明の上記目的は、 前記レベル検出部は、 前記設定回転速度 が異なる設定回転速度 N 1および N 2 (ただし N 1 > N 2 ) から成り、 前記モ一夕の回転速度が上昇過程において前記設定回転速度 N 1を越え て高速の時は、 前記矩形波制御部から前記べク トル制御部で制御するよ うに前記切替えスィ ッチを切り替え、 前記モー夕の回転速度が下降過程 において前記設定回転速度 N 2を越えて低速の時は、 前記べク トル制御 部から前記矩形波制御部で制御するように前記切替えスィ ッチを切り替 えるようなヒステリシス特性を有することによって、 より効果的に達成 される。
また、 本発明の上記目的は、 前記モー夕位置推定回路が少なくともホ —ルセンサを用いて構成されることによって、 或いは、 前記モー夕がブ ラシレス D Cモー夕であることによって、 或いは、 前記モー夕の電流が 矩形波電.流であることによって、 或いは、 前記モータ駆動制御装置が用 いられる電動パワーステアリング装置によって、 より効果的に達成され る。
更に、 本発明は、 モータをベク トル制御するための d軸電流指令値 I d r e f を算出する d軸指令電流算出部と、 Q軸電流指令値 I q r e f を算出する Q軸指令電流算出部と、 少なく とも前記モータの機械角速度 comを検出する角速度検出回路と、 を有するモータ駆動制御装置に関す るもので、本発明の上記目的は、 前記モータのベース角速度 ω bにひ （た だし 0 < αぐ 1 ) を乗じた角速度 （ a X co b ) より前記機械角速度 com が高速である場合に、 前記 d軸電流指令値 I d r e f は、 前記モータの トルク指令値 T r e f 、 前記角速度 （ α Χ ω b ) および前記機械角速度 comとから導かれることことによって達成される。
また、 本発明の上記目的は、 前記角速度検出回路がホールセンサを構 成要素とする場合、 前記モー夕の機械角速度 c mおよび前記モータの口 一夕位置を算出する角速度検出回路と、 前記角速度検出回路から算出さ れたモー夕の角速度 comおよび口一夕位置に基づきベク トル制御するべ ク トル制御部と、 前記モー夕を矩形波制御する矩形波制御部と、 前記 2 つの制御部を切り替えるための切替えスィッチと、 前記切替えスィッチ の切替えの判定基準となる設定角速度を有するレベル検出部とを有し、 前記角速度検出回路から算出されたモー夕の角速度 ωπιが前記設定角速 度より高速の時は、 前記ベク トル制御部で制御し、 前記設定角速度より 低速の時は、 前記矩形波制御部で制御するように前記切替えスィッチを 切り替えて制御することによって、 より効果的に達成される。
また、 本発明の上記目的は、 前記モー夕が 3以上の相を有するブラシ レス D Cモ一夕であることによって、 或いは、 前記ブラシレス D Cモー 夕のモータの電流波形又は逆起電圧波形が矩形波若しくは疑似矩形波で ある、 或いは、 前記モー夕駆動制御装置が用いられた電動パワーステア リング装置によって、 より効果的に達成される。 図面の簡単な説明 第 1図は、 従来のレゾルバなどを用いた制御ブロック図である。
第 2図は、 従来の弱め界磁制御を用いた制御ブロック図である。
第 3図は、 本発明の制御対象であるブラシレス D Cモータの一例を示 す断面構造図である。
第 4図は、 本発明の係るモー夕の回転速度によって制御方式が切り替 わる制御系の一例を示すブロック図である。
第 5図は、 本発明に係る電流指令値の演算の一例を示すプロック図で ある。
第 6図は、 本発明の係るモータの回転速度によって制御方式が切り替 わる制御系の他の実施例を示すブロック図である。
第 7図は、 本発明の係るモータの回転速度によってヒステリシス特性 をもって切り替わる制御系の一例を示すブロック図である。
第 8図は、 ブラシレス D Cモー夕のロー夕位置検出の原理を示す図で ある。
第 9図は、 本発明を適用する矩形波モー夕に通電する電流波形および 逆起電圧波形の一例を示す図である。
第 1 0図は、 本発明に係る弱め界磁制御を適用した制御系の一例を示 すブロック図である。
第 1 1図は、 本発明の弱め界磁制御のための d軸電流演算の一例を示 すブロック図である。
第 1 2図は、 本発明の弱め界磁制御の効果の一例を示す図である。 第 1 3図は、 本発明の弱め界磁制御とモー夕の回転速度によって制御 方式が切り替わる制御系の組み合わせの一例を示すプロック図である。。 第 1 4図は、 弱め界磁制御と制御方式の切替えの組み合わせた効果の 一例を示す図である。 発明を実施するための最良の形態 以下、 図面を参照しながら、 第 1の発明の実施形態を説明する。
本実施形態では、 3相ブラシレス D Cモータに適用した場合を例とし て説明するが、 本発明はこれに限定されるものではなく、 他のモータに ついても同様に本発明を適用することができる。
第 3図において、 本発明の実施例に係る 3相ブラシレス D Cモータ 1 は、 円筒形のハウジング 2と、 このハウジング 2の軸心に沿って配設さ れ、 軸受 3 a、 3 bにより回転自在に支持された回転軸 4と、 この回転 軸 4に固定されたモータ駆動用の永久磁石 5と、 この永久磁石 5を包囲 するように八ウジング 2の内周面に固定され、 かつ 3相の励磁コイル 6 a、 6 bおよび 6 cが卷き付けられた固定子 （以下、 ステ一夕という） 6とを具備し、 回転軸 4および永久磁石 5によって回転子 （以下、 ロー 夕という） 7を構成している。この口一夕 7の回転軸 4の一端近傍には、 位相検出用のホールセンサ 4 8 _ 1 ， 4 8 - 2 , 4 8— 3が設置されて いる。
そして、 モー夕 1の駆動制御は、 矩形波電流 （或いは台形波電流） を 用いて制御する。 ここで、 矩形波電流で制御するのは、 正弦波電流と比 較すると、 電流ピーク値が同じであれば、 矩形波電流の方が実効値が大 きくなるため、 大きな出力値（パワー） を得ることができる。 その結果、 同性能のモー夕を製作する場合、 制御信号として矩形波を用いた方が、 モータの小型化を図れるという長所がある。 その反面、 矩形波電流によ る制御は、 正弦波電流による制御に比べて、 トルクリップルを小さくす るのが困難であるという短所もある。
このような条件の下での、 上述した課題を解決するための本発明の実 施例を第 4図を用いて説明する。 本発明のポイントを述べると、 エンコーダゃレゾルバと比較して分解 能の極めて低い安価なホールセンサなどを用い、 かつホールセンサの数 も少なくて構成していることが一つのボイントである。 別のポイントは モータの回転数が高速の時はホールセンサにより構成されたモー夕位置 推定回路であっても比較的正しくロー夕の位置を推定できるのでべク ト ル制御を用い、 回転数が低速になり、 ホールセンサより得られる時間当 たりの信号が少なくなり位置推定の誤差が大きくなった時は、 モー夕の 位置推定を必要としない、 例えば 1 2 0度通電制御などの矩形波制御に 切り替えて制御するということである。
以下、第 4図を用いて、まず本発明の実施例の構成について説明する。 第 4図において、モ一夕 1には 3個のホールセンサ 4 8— 1 , 4 8— 2 , 4 8 - 3が配されており、 該ホールセンサからのホール信号が位置推定 回路 4 1 に入力される。 このホールセンサ 4 8— 1， 4 8 - 2 , 4 8— 3と位置推定回路 4 1とでモータ位置推定回路を構成している。 このモ 一夕位置推定回路は従来より色々提案されており、 例えば、 特開 2 0 0 2 - 2 7 2 1 6 3などに記載されている。 このモー夕位置推定回路の性 能により後述するモータ 1の切替え回転速度が決定される。 次に位置推 定回路 4 1からの出力信号である、 前記モー夕の回転速度としてのモ一 夕 1の電気角速度 ω e、 およびロータ位置としての口一夕 7の回転角度 0 eがベク トル制御部 1 0 0に入力される。 また、 モ一夕 1の電気角速 度 c eは口一パスフィルタ （以下 L P Fと記す） 4 9を介してレベル検 出部 4 2に入力される。 レベル検出部 4 2には検出基準となる設定回転 速度 Nを示す設定部 4 3の信号も入力される。
一方、 矩形波制御部 4 5には、 ホールセンサ 4 8— 1， 4 8— 2， 4 8— 3より直接信号が入力され、 位置推定回路 4 1の出力が使用されて いない点に注目すべきである。 つまり、 モー夕 1の回転速度が低速にな つて位置推定回路 4 1の出力誤差が大きくなっても矩形波制御部 4 5は 影響を受けないことである。
一方、 モータ 1を制御する電流指令値 I a r e f , I b r e f , I c r e f を算出する回路としてはベク トル制御部 1 0 0の他に、 矩形波制 御部 4 5が配され、 前記レベル検出部 4 2の切替え信号により前記べク トル制御部 1 0 0の算出した電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f と矩形波制御部 4 5の算出した電流指令値 I a s r e f ，
1 b s r e f , I c s r e f を選択する切替えスィッチ 44が配され、 切替えスィツチ 44の出力は電流制御部 4 6に入力されている。 電流制 御部 4 6の出力が PWM制御部 3 0の入力となり、 PWM制御部 3 0の 後にインバー夕 3 1が、インバー夕 3 1の後にモータ 1が配されている。 なお、 モー夕 1 とインバー夕 3 1の間に電流検出回路 3 2 _ 1 , 3 2 -
2， 3 2 - 3が配され、 モー夕電流 l a , l b, I c を検出し、 電流制 御部 4 6にフィードバック制御されている。
ここで矩形波制御部 4 5とべク トル制御部 1 0 0の内部構成であるが, 矩形波制御部 4 5は従来より良く知られており、 例えば特願 2 0 0 1 — 1 6 8 1 5 1 にも記載されている。 そして、 矩形波制御の特徴としてホ —ルセンサ信号を用い、 ロー夕の位置推定を必要としないので、 ホール センサによる位置推定誤差が大きくなっても矩形波制御に問題はない。 一方、 ここで用いるベク トル制御部は上述したブラシレス D Cモータ を矩形波で制御した時に トルクリ ップル制御に優れたべク トル制御なの で、 以下、 第 5図を用いて詳細に説明する。
べク トル制御部 1 0 0において、 べク トル制御の優れた特性を利用し てベク トル制御 d、 Q成分の電流指令値 I d r e f , I q r e f を決定 した後、 この電流指令値 I d r e f 、 I Q r e f を各相電流指令値 I a r e f , I b r e f , I c r e f に変換するとともに、 フィードバック 制御部で d、 Q制御ではなく、 全て相制御で閉じるような構成にした。 よって、 電流指令値 I a r e f , I b r e f , I c r e f を算出する段 階ではベクトル制御の理論を利用しているので、 本制御方式を擬似べク トル制御 （P s e u d o V e c t o r C o n t r o l 。 以下、 P V C制御と記す） と呼ぶ。
この P V C制御を用いたモータ駆動制御装置は、第 5図に示すように、 ベク トル制御部からの電流指令値 I a V r e f ， I b v r e f , l e v r e f とモータ相電流 I a， l b , I c とに基づいて各相電流誤差を求 める減算部 2 0— 1 , 2 0 - 2 , 2 0— 3および比例積分制御を行う P I制御部 2 1 とを備え、 P WM制御部 3 0の PWM制御によってインバ 一夕 3 1からモー夕 1に各相指令電流が供給され、 モー夕 1の回転駆動 を制御するようになっている。
なお、 電流制御部 4 6は、 前記モー夕の各相の相電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f とモータ相電流 I a， I b , I c と から各相電流誤差を求める減算部 2 0— 1， 2 0 - 2 , 2 0— 3 とその 各相電流誤差を入力とする P I制御部 2 1から構成されている。 また、 インバー夕 3 1 とモー夕 1 との間に、 モー夕電流検出回路として電流検 出回路 3 2— 1、 3 2 - 2 , 3 2— 3が配され、 該電流検出回路 3 2— 1、 3 2— 2、 3 2— 3でそれぞれ検出したモータの各相電流 I a、 I b、 I cを減算部 2 0— 1、 2 0— 2、 2 0— 3に入力するフィードバ ック制御が形成されている。
そして、 べクトル制御部 1 0 0は、 各相逆起電圧算出部としての換算 部 1 0 1 と、 d、 Q電圧算出部としての 3相 Z 2相変換部 1 0 2と、 Q 軸電流指令値 I q r e f を算出する Q軸指令電流算出部 1 0 3と、 各相 電流指令算出部としての 2相 Z 3相変換部 1 0 4と、 d軸電流指令値 I d r e f を算出する d軸指令電流算出部 1 0 5とトルク指令値 T r e f から該モータのベース角速度 co bを換算する換算部 1 0 6とを備え、 位 置推定回路 4 1によって算出されたロー夕 7の回転角度 0 eと電気角速 度 co e とからなるロー夕位置検出信号と、 図示しないトルクセンサで検 出されたトルクに基づいて決定されたトルク指令値 T r e f とを受け、 べク トル制御によって演算された各相の電流指令値 I a r e f , I b r e f ， I c r e f が出力されるようになっている。
このような制御ブロック構成により、 モータ 1の駆動制御は以下のよ うに行われる。
先ず、 ベク トル制御部 1 0 0で、 位置推定回路 4 1より得られた口一 夕の回転角度 Θ eと電気角速度 ω e とを受け、 換算部 1 0 1の換算表に 基づいて、 各相の逆起電圧 e a、 e b、 e cが算出される。 次に、 逆起 電圧 e a、 e b、 e cは、 d _ q電圧算出部としての 3相 / 2相変換部 1 0 2で、 （ 3 ) 式および （ 4 ) 式に基づいて、 d、 q成分の逆起電圧 e d , e qに変換される。
Figure imgf000016_0001
( 3 ) -COS(0e) 一 COS(0e— 2兀 3) — COS(0e + 27T 3)
C1 SIN(0e) SIN(0e一 27Γ 3) SIN(0e+27T 3)
Figure imgf000017_0001
(4)
また、 d軸電流 I d r e f は、 角速度 b、 ω e、 およびトルク指令 値 T r e f を入力として、 I d r e f 算出部 1 0 5で算出される。 ただ し、 K tはトルク係数ある。また、 o bはモー夕のベース角速度であり、 このべ一ス角速度 f bはトルク指令値 T r e f を入力として換算部 1 0 6で求めている。
よって、 d軸電流指令値 I d r e f は、 （ 5 ) 式で算出される。
I d r e f =— I T r e ΐ / K t I · s i n ( a c o s ( ω b / ω m)) · · · · ( 5 )
( 5 ) 式で表わされるように、 d軸電流指令値 I d r e f はモ一夕の回 転速度 ωιηによって変化するため、 高速度回転時の制御が可能である。 一方、 Q軸電流 I Q r e f は、 Q軸指令電流算出部 1 0 3によって、 逆起電圧 e d、 e Q、 ω eおよび d軸電流指令値 I d r e f を入力とし て、 （ 6 ) 式に基づいて算出される。 即ち、
I q r e f = 2 3 (T r e f Xc m— e d x i d r e f )ノ ε ς · · · · ( 6)
ここで comはモー夕の機械角速度、 c eは電気角速度、 Pは口一夕の 極対数で ω e = comX Pである。
上記の式に表わされるように Q軸電流指令値 I Q r e f は、 モータの出 力は電力に相当するといぅモ一夕の出力方程式から導びかれているため 即座に演算ができる。 従って、 トルクリ ップルを最小にする制御が可能 となる。 この電流指令値 I d r e f 、 I q r e f は、 各相電流指令値に変換す るための 2相 Z 3相変換部 1 0 4で、 （ 7 )式を用いて、 各相の電流指令 値 I a v r e f 、 I b v r e f 、 I c v r e f に変換される。 この添え 字は、 例えば、 I a V r e f の a V r e f は、 べク トル制御によって決 定された a相の電流指令値が表わされる。
なお、 行列式 C 2は （ 8 ) 式に示すようにモー夕の回転角度 0 eによつ て決定される定数である。
Figure imgf000018_0002
( 7)
Figure imgf000018_0001
· · · · · · ( 8 )
そして、 電流検出回路 3 2— 1 , 3 2 - 2 , 3 2 _ 3で検出されたモ 一夕の各相電流 l a , l b, I c と各相電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f を減算部 2 0— 1， 2 0 - 2 , 2 0— 3で引き 算を実施し、 各々の誤差を算出する。 次に、 各相電流の誤差を P I制御 部 2 1で制御してィンバータ 3 1の指令値、 即ち P WM制御部 3 0のデ ユティーを表わす電圧指令値 V a , V b， V cが算出され、 それらの値 に基づいて P WM制御部 3 0がィンバ一夕 3 1 を P WM制御し、 モ一夕 1は駆動され、 所望のトルクが発生する。 以上でベク トル制御部 1 0 0 に関する説明を終了する。
ここから第 1の発明の実施例に関する作用について第 4図を用いて説 明する。
まず、 モータ 1の回転速度が設定回転速度 N、 例えば 5 0 0 r p mよ り高速である場合、 ホールセンサ 4 8 — 1， 4 8 - 2 , 4 8 — 3から得 られるホール信号は時間当たりの信号の点数が多いので、 位置推定回路 4 1は正しくモ一夕 1 の電気角速度 to eおよび口一夕 7の回転角度 0 e を検出できる。 ここで、 レベル検出部 4 2の入力に L P F 4 9 を配して いる。 その理由は、 L P F 4 9の作用によって位置推定回路 4 1の出力 信号のノイズを除去してレベル検出部 4 2の判定がチャタリングを起こ すのを防止するためである。 レベル検出回路 4 2は、 モータの回転速度 が設定部 4 3に示す 5 0 0 r p m以上であるので、 切替えスィ ッチ 4 4 をべク トル制御部 1 0 0 と電流制御部 4 6を連結するようにする。 上述 したようにモータ 1 の電気角速度 eおよび口一夕 7の回転角度 0 eが 正しく検出できれば、 べク トル制御部 1 0 0は正しい電流指令値 I a V r e f , I b v r e f , I c v r e f を算出する。
よって、 切替えスィッチ 4 4を通して電流制御部 4 6には電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f が入力され、 電流検出回路 3 2 - 1 , 3 2 - 2 , 3 2 — 3より検出されたモー夕電流 I a , l b , I cのフィードバック電流とを比較してフィードバック制御される。 電 流制御部 4 6の出力信号である電圧指令値 V a , V b , V cに基き PW M制御部 3 0はインバー夕 3 1のデユティー比を決定し、 インバー夕 3 1はそのデユティー比に従ってモー夕 1 を制御する。 この制御はモー夕 回転速度が高速の時なのでホールセンサ 4 2からの時間当たりの信号数 が十分多く正しく検出できるので、 ベク トル制御も正しく制御できてい る。
次に、 モータ回転速度が低速になり、 例えば、 5 0 0 r pmより低速 になると、 ホールセンサ 4 8より得られる時間当たりのホールセンサ信 号がべク トル制御 2 0を正しく制御できるほど数多く得られなくなる。 そこで、 設定部 4 3が示す 5 0 0 r pmよりホールセンサ 48より得ら れる回転速度が少ないのでレベル検出部 4 3は、 電流制御部 4 6と矩形 波制御部 4 5を連結するように切替えスィツチ 44を切り替え矩形波制 御に切り替える。
ここで、 注目すべきは、 矩形波制御部 4 5は位置推定回路 4 1の出力 信号を使用しておらず、 ホールセンサ 4 8— 1， 4 8 - 2 , 4 8— 3の ホールセンサ信号が直接、矩形波制御部 4 5に入力されている点である。 よって、 位置推定回路 4 1の出力が不正確になっても、 矩形波制御部 4 5が算出する電流指令値 I a s r e f ， I b s r e f , I c s r e f は 位置推定回路 4 1の出力が不正確であることに影響されなく正しい電流 指令値を算出できる。
さらに、 指摘しておくべき点として、 矩形波制御はモータが高速回転 の時はトルクリ ップルが小さくなるように制御するのは困難であるが、 低速回転のときは、 特願 2 0 0 1 _ 1 6 8 1 5 1で開示した制御を用い れば、 トルクリ ップルを小さく制御できるので、 モータ 1の回転が 5 0 0 r pm以下のような低速のときはモータのトルク制御になんら問題は ない。 よって、 モー夕 1は電流制御部 4 6から後の制御は電流指令値 I a s r e f , I b s r e f , I c s r e f に基づいて正しく トルク制御 される。
以上説明したように、 本実施例を用いれば、 モータが高速の時も、 低 速の時もトルクリップル制御を正しくでき、 電動パヮ一ステアリング装 置のハンドル操舵はいかなるときも違和感なく操作できる効果が得られ る。
なお、 設定回転速度 Nは、 ホールセンサの数と位置推定回路 4 1の性 能によって決定される。 性能が良ければ Nは小さくなり、 性能が悪けれ ば Nは大きくなる。 ホールセンサの数を多くすれば正しく検出できる範 囲は広くなるがコストが高くなる。
第 6図は第 1の発明の変形例である。 第 4図の矩形波制御部 4 5とべ ク トル制御部 1 0 0の出力である電流指令値を各相の電流指令値 I a s r e f , I b s r e f , I c s r e f 、 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f とした。 しかし、 一般的なベク トル制御は d 、 Q軸成分を 用いた電流指令値 I d r e f ， I Q r e f を用いるので、 この変形例は 第 6図が示すように矩形波制御部 4 5— 2およびベク トル制御部 1 0 0 _ 2の出力を d、 Q成分で出力している。 またモー夕検出電流 l a , I b , I c も 3相 2相変換部 4 7 _ 1で I d， I Qに変換してフィード ノ ックしている。 そして、 電流指令値 I d r e f と I Q r e f とフィー ドバックされたモー夕電流 I d , I Qを入力とし、 電流制御部 4 6 _ 2 までは d 、 Q軸による制御をして、 最後に P W M制御部 3 0の入力で 2 相 3相変換部 4 7— 2で d、 Q成分から a、 b、 c相成分に逆変換し てィンバ一夕 3 1を制御しても同じ効果が得られる。
第 2の発明について、 以下説明する。
上述した第 1の発明では切替えスィツチ 4 4の切替えを決めるモー夕の 回転速度を Nと一つに設定したが、 切替え回転速度が一つの場合、 回転 速度 N付近でべク トル制御と矩形波制御が頻繁に切替り、 ハンドル操作 に違和感を生じさせる可能性がある。 そこで、 このような好ましくない 現象を避けるために切替えにヒステリシスを利用し、 モータ回転速度が 低速から高速へ変化する場合の切替え回転速度 N 1 と高速から低速へ変 化する切替え回転速度 N 2の 2種類の設定回転速度を設ければ、 上記の ようなチヤタリング現象は避けることができる。
第 7図を用いて、 第 2の発明の実施例を説明する。
本実施例では、 回転速度 N 1を 6 5 0 r p mとし、 回転速度 N 2を 5 0 0 r p mとして説明する。
まず、 モータ 1が高速回転、 例えば 2 0 0 0 r p mから低速回転、 例え ば、 4 0 0 r p mへ回転速度を落としていく場合について説明する。 こ の場合、 ホールセンサ 4 8— 1、 4 8 - 2 , 4 8— 3から検出されたホ —ル信号は位置推定回路 4 1に入力され、 ヒステリシスを持ったレベル 検出部 4 2— 2において判定される際に、 まず、 回転速度が落ちてくる 場合には、 6 5 0 r p mを表わす回転速度 N 1では判定されずに、 設定 部 4 3 _ 2が示す回転速度 N 2、 つまり 5 0 0 r p mによって判定され る。 そして、 モー夕 1の回転速度が 5 0 0 r pmより低速になるとレべ ル検出部 4 2— 2は切り返すスィッチ 44を切替え、 電流制御部 4 6を べク トル制御部 1 0 0から矩形波制御部 4 5へ切り替える。 モー夕 1の 低速回転時は、 矩形波制御部で制御しても、 上述したようにモー夕のト ルクは正しく制御できる。
次に、 低速回転から高速回転に向かう場合、 例えば 4 0 O r pmから 2 0 0 0 r p mへ回転速度が上昇する場合は、 レベル検出部 4 2— 2は 先ほど用いた回転速度 N 2、 つまり 5 0 0 r pmではなく、 設定部 4 3 - 1が示す回転速度 N 1である 6 5 0 r pm以上になるレベル検出部 4 2 - 2は切替えスィツチ 44を切り替え、 電流制御部 4 6が矩形波制御 部 4 5からべク トル制御部 1 0 0へ入力を切り替えるようにする。 6 5 0 r p m以上であれば、 位置推定回路 4 1は充分正しいロー夕 7の回転 角度 0 eとモー夕 1の電気角速度 w eを検出できるのでベク トル制御部 1 0 0の電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f に基づ き制御してもモータのトルク制御を正しく制御できる。 よって、 電動パ ヮ一一ステアリング装置は急激なハンドル操舵にも滑らかに追随できハ ンドル操作に違和感は感じない。 また、 このように制御の切替えにヒス テリシス特性を有したレベル検出部を用いれば、 モー夕の回転速度が 5 0 0 r p m付近で切替えスィッチ 4 4が高速で交互に切り替わって矩形 波制御とべク トル制御が頻繁に切り替わり、 ハンドル操作に違和感が生 じることを防止できる。
なお、 以上の説明では、 モー夕の回転信号をレゾルバやエンコーダで は低速でも詳細に精度良く出力し、 ホールセンサは回転信号を低速では 粗く しか出力できないとして説明したが、 レゾルバやエンコーダでも回 転信号を低速では粗く しか出力できない場合は、 低速で粗くしか検出で きないレゾルバやエンコーダに対して本発明を適用できることは言うま でもない。 第 3の発明について以下説明する。
実施形態では、 第 3図の 3相ブラシレス D Cモ一夕に適用した場合を 例として説明するが、 本発明はこれに限定されるものではなく、 他の種 類のモー夕についても同様に本発明を適用することができる。
第 3図において、 本発明の実施例に係る 3相ブラシレス D Cモータ 1 は、 円筒形のハウジング 2と、 このハウジング 2の軸心に沿って配設さ れ、 軸受 3 a、 3 bにより回転自在に支持された回転軸 4と、 この回転 軸 4に固定されたモー夕駆動用の永久磁石 5 と、 この永久磁石 5を包囲 するようにハウジング 2の内周面に固定され、 かつ 3相の励磁コイル 6 a、 6 bおよび 6 cが巻き付けられた固定子 （以下、 ステ一夕という） 6とを具備し、 回転軸 4および永久磁石 5によって回転子 （以下、 ロー タという） 7を構成している。 なお、 第 3図において、 ロー夕 7の回転 軸 4の一端近傍には、 位相検出用のリング状永久磁石 8が固定され、 こ の永久磁石は、 周方向に等間隔で交互に S極と N極に着磁されている。 ハウジング 2内の軸受 3 bが配設された側の端面には、 ステ— 9を介 して、 リング状の薄板からなる支持基板 1 0が配設されている。 この支 持基板 1 0には、 永久磁石 8に対向するように、 レゾルバやエンコーダ などのロー夕の位置検出センサ 1 1が固定されている。 なお、 ロー夕の 位置検出センサ 1 1は、 第 8図に示すように、 実際には励磁コイル 6 a 〜 6 cの駆動夕イミングに対応して周方向に適宜離間して複数設けられ る。 ここで、 励磁コイル 6 a〜 6 cは、 ロータ 7の外周面を電気角で 1 2 0度ずつ離隔して取り囲むように配設され、 各励磁コイル 6 a〜 6 c のコイル抵抗はすべて等しくなるようになっている。
また、 ロー夕の位置検出センサ 1 1は、 対向する永久磁石 8の磁極に 応じて位置検出信号を出力するようになつている。 これらの口一夕位置 検出センサ 1 1の出力は、 永久磁石 8の磁極によって変化することを利 用して、 口一夕 7の回転位置を検知するようになっている。 この回転位 置に応じて、 後述するベク トル制御部 1 0 0が、 3相励磁コイル 6 a〜 6 cに対して 2相同時に通電しながら、 励磁コイル 6 a〜 6 cを 1相ず つ順次切り換える 2相励磁方式によって、 ロータ 7を回転駆動させるよ うになつている。
そして、 モ一夕 1の駆動制御は、 モー夕電流として矩形波電流 （或い は台形波電流）を用いて制御する。 ここで、矩形波電流で制御するのは、 正弦波電流と比較すると、 電流ピーク値が同じであれば、 矩形波電流の 方が実効値が大きくなるため、 大きな出力値 （パワー） を得ることがで きる。 その結果、 同性能のモー夕を製作する場合、 モー夕電流として矩 形波電流を用いた方が、 モー夕の小型化を図れるという長所がある。 そ の反面、 矩形波電流による制御は、 正弦波電流による制御に比べて、 ト ルクリ ップルを小さくするのが困難であるという短所がある。 しかし、 特願 2 0 0 3— 3 7 6 4 2 8で開示された発明の制御方式を用いれば、 トルクリ ップルを小さくできることが知られている。 なお、 矩形波電流とは、 完全に矩形波の形をした電流波形だけではな く、 第 9図 （B), (C) に示すような一部台形を崩したようなピークを もつ形の疑似矩形波電流を含む。 矩形波電流も弱め界磁電流制御の影響 により波形が変わり、 第 9図 （B) の矩形波電流では、 弱め界磁制御を 実行しなレ 即ち d軸電流 I d = 0の場合の電流波形であり、第 9図（C) の矩形波電流は弱め界磁電流制御を実行して、 例えば、 I d = 1 0 Aの ような場合の電流波形である。 そして、 モータに矩形波電流或いは疑似 矩形波電流を通電するとモー夕の逆起電圧として、 第 9図 （A) のよう なモータの逆起電圧波形が矩形波 （台形波） 或いは疑似矩形波が発生す る。 このような矩形波電流或いは疑似矩形波電流、 或いは矩形波逆起電 圧或いは疑似矩形波逆起電圧を有するモ一夕も本発明の適用できるモー 夕とする。 モー夕駆動制御装置は、 第 1 0図に示すように、 ベク トル制御部 1 0 0と、 べク トル制御部 1 0 0からの電流指令値 I a V r e f , I b v r e f , I c v r e f とモータ相電流 I a , l b, I cとに基づいて各相 電流の誤差を求める減算部 2 0— 1， 2 0 - 2 , 2 0— 3と、 比例積分 制御を行う P I制御部 2 1 とを備え、 P WM制御部 3 0の PWM制御に よってィンバ一夕 3 1からモー夕 1 に各相の電流指令値に基く電流が供 給され、 モータ 1の回転駆動を制御するようになっている。
なお、 実施例では、 前記モータの各相の電流指令値 I a V r e f ， I b v r e f , I c v r e f とモ一夕の各相の電流 I a， l b, I 。 とか ら各相電流誤差を求める減算部 2 0— 1 , 2 0 - 2 , 2 0 _ 3とその各 相電流誤差を入力とする Ρ I制御部 2 1から構成されている。 また、 ィ ンバ一夕 3 1 とモー夕 1 との間に、 モータ電流検出回路として電流検出 器 3 2— 1、 3 2— 2、 3 2— 3が配され、 該電流検出器 3 2— 1、 3 2— 2、 3 2— 3で検出したモー夕の各相電流 I a、 I b、 I cを減算 部 2 0 _ 1、 2 0— 2、 2 0— 3に供給するフィ一ドバック制御が形成 されている。
そして、 ベク トル制御部 1 0 0は、 各相逆起電圧 e a , e b, e c算 出部としての換算部 1 0 1 と、 d軸電圧 e d、 Q軸電圧 e qの算出部と しての 3相 2相変換部 1 0 2 と、 q軸電流指令値 I q r e f を算出す る Q軸指令電流算出部 1 0 3と、 各相電流指令値 I a V r e f ， I b v r e f , I c v r e f の算出部としての 2相 3相変換部 1 0 4と、 d 軸電流指令値 I d r e f を算出する d軸指令電流算出部 1 0 5と、 トル ク指令値 T r e f から該モ一夕のベース角速度 o bを換算する換算部 1 0 6とを備えている。このような構成の下に、べク トル制御部 1 0 0は、 レゾルバなどのロー夕位置検出センサ 1 1によって検出されたロータ 7 の回転角度 > eと、 該回転角度 0 eを微分部 2 4で算出した電気角速度 ω eとからなるロータ位置検出信号と、 図示しないトルクセンサで検出 されたトルクとに基づいて決定されたトルク指令値 T r e f と入力とし, べク トル制御を利用した各相の電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f を算出するようになっている。 なお、 ロー夕 7の位置検出 センサ 1 1 と微分回路 1 1 とで構成される角速度検出回路の出力である 電気角速度 c eは、 機械角速度 comとはモー夕の極対数 Pを用いて表わ される o>m= e ZPの関係にある。
この構成を基に、 モータ 1の駆動制御は以下のように行われる。 先ず、 ベク トル制御部 1 0 0で、 口一夕の回転角度 0 eと電気角速度 ω eとを受け、換算部 1 0 1の換算表に基づいて、各相の逆起電圧 e a、 e b、 e cが算出される。 次に、 逆起電圧 e a、 e b、 e cは、 d— Q 電圧算出部としての 3相 / 2相変換部 1 0 2で、 上述した （ 3 ) 式およ び（4) 式に基づいて、 d、 q成分の逆起電圧 e d , e qに変換される。 次に、 本発明の重要なポイントである弱め界磁制御に関係する d軸指 令電流算出部 1 0 5で求められる I d r e f については、 後で詳細に説 明する。 ここでは d軸指令電流算出部 1 0 5の中は説明せず、 第 1 0図 に示すモータ駆動制御装置の全体の基本的な作用を先に説明する。
d軸電流指令値 I d r e f が d軸指令電流算出部 1 0 5で算出される と、 Q軸電流指令値 I Q r e f は、 Q軸指令電流算出部 1 0 3によって、 逆起電圧 e d、 e q、 電気角速度 c eおよび d軸電流指令値 I d r e f を入力として、 （ 9 ) 式で示すモー夕出力方程式に基づいて算出される。 即ち、 モー夕出力方程式は
T r e f X om= 3 /2 (e d x i d + e q X l q) - · · ( 9 ) である。 よって、 （ 9 ) 式に、 I d = I d r e f , l Q = l Q r e f を代 入すると （ 1 0 ) 式が導かれる。
I q r e f = 2 / 3 (T r e f Xcom— e d X I d r e f ) / e q - · ( 1 0)
となる。 （ 1 0 )式で表わされるように q軸電流指令値 I q r e f は、 モ 一夕の出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導びかれて いるため、 即座に演算ができる。 また、 必要なトルク T r e f を得るた めの I d r e f とバランスのとれた最適な I Q r e f が演算される。 従 つて、 モータの高速回転時にも、 モー夕の端子電圧が飽和せず、 トルク リップルを最小にする制御が可能となる。
この電流指令値 I d r e f 、 I Q r e f は、 各相電流指令値算出部と しての 2相 Z 3相変換部 1 04で、 各相の電流指令値 I a V r e f 、 I b v r e f 、 I c v r e f に変換される。 即ち、 （ 7 ) 式のごとく表わさ れる。 なお、 行列式 C 2は （ 8 ) 式に示すようにモー夕の回転角度 0 e によって決定される定数である。
本発明では上述したように電流指令値 I d r e f および I Q r e f を 入力として 2相 Z3相変換部 1 0 4で各相の電流指令値 I a V r e f ， I b v r e f , I c v r e f を算出する。つぎに、電流検出器 3 2— 1 , 3 2 - 2 , 3 2— 3で検出されたモ一夕の各相電流 I a , I b , I c と 電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f を減算部 2 0— 1， 2 0 - 2 , 2 0 _ 3で引き算を実施し、 各相の誤差を算出する。 次 に、 各相電流の誤差を P I制御部 2 1で制御してインバー夕 3 1の指令 値、即ち P WM制御部 3 0のデュティ一を表わす電圧指令値 V a , V b , V cが算出され、 それらの値に基づいて P WM制御部 3 0がィンバ一夕 3 1を PWM制御し、 モー夕 1は駆動され、 所望のトルクが発生する。 なお、 本実施例で用いているモータ駆動制御装置の制御方式は、 この べク トル制御部 1 0 0において、 べク トル制御の優れた特性を利用して ベク トル制御 d、 q成分の電流指令値を決定した後、 この電流指令値を 各相電流指令値に変換するとともに、 フィードバック制御部で d、 q制 御ではなく、 全て相制御で閉じるような構成にした。 よって、 電流指令 値を算出する段階ではべク トル制御の理論を利用しているので P V C制 御と呼ばれる。
以上がモー夕駆動制御装置の基本的な動作の説明である。
以下、 第 3の発明の重要なボイントである d軸電流指令値 I d r e f の算出の特徴について第 1 1図を用いて詳しく説明する。
まず、従来の方式による電流指令値 I d r e f の求め方を表現すると、 ( 1 1 ) 式になる。 I d r e f =— | T r e f ZK t I s i n ( a c o s (£o b/wm))' * ' ( 1 1 )
そして、 電流指令値 I d r e f = 0の場合は弱め界磁制御は動作して おらず、 l d r e f ≠ 0つまり I d r e f が値をもっと弱め界磁制御が 実行される。
この弱め界磁制御の開始停止の切替えは （ 1 1 ) 式の a c o s (co b ノ com) によって決定される。 例えば、 モー夕の回転速度が高速回転で なレ つまり、機械角速度 comがベース角速度 c bより低速時の場合は、 c m< bとなるので a c o s ( ω b / ω m) = 0となり、 よって d軸 電流指令値 l d r e f = 0となる。 しかし、 高速回転時、 つまり、 機械 角速度 omがベース角速度 ω bより高速になると、 d軸電流指令値 I d r e f の値が負になり、 弱め界磁制御を実行し始める。
そして、 （ 1 1 ) 式を用いる場合は、 モータ 1の機械角速度 ωιηが、 正 しく検出され、 ベース角速度 ω bが正しく算出されていなければ弱め界 磁制御の開始、 停止の切替えが正しく実行されない。 つまり、 上述した ロータの位置検出センサの検出誤差やモー夕駆動制御装置の制御処理の 途中で発生する計算誤差などの誤差などにより、 弱め界磁制御が必要な のに、 弱め界磁制御が実行されずトルクリ ップルが大きくなつて、 ハン ドル操作に違和感が感じられたりする不具合が発生する。
そこで、 本発明では、 機械角速度 omやベース角速度 ω bに多少誤差 があっても、 モータの端子電圧が飽和する前に、 弱め界磁制御が確実に 実行されるように、 ベース角速度 ω bの値を小さくする新たなベース角 速度である角速度 （ a X o b) という考えを導入した。 ただし、 αは 0 < a < 1である。
この作用を考慮して （ 1 1 ) 式を変更した本発明による I d r e f 算 出の式は下記の （ 1 2 ) 式のように表わされる。 I d r e f =— l T r e f /K t I s i n ( a c o s ( X ω b / ω m)) ( 1 2 ) この （ 1 2 ) 式で表わされる改善された d軸電流指令値 I d r e f を 算出するための制御ブロック図が第 1 1図である。
d軸電流 I d r e f は、 ベース角速度 co b、 電気角速度 ω e、 および トルク指令値 T r e f を入力として、 d軸指令電流算出部 1 0 5で求め られる。 ここで、 K tはトルク係数である。 まず、 co bはモータのベ一 ス角速度で、 トルク指令値 T r e f を入力として換算部 1 0 6で求めて いる。 次に、 本発明のポイントである角速度 （ a x c b ) を掛け算部 1
0 5 gでベース角速度 ω bを入力にして《倍して角速度 （ ひ X w b ) と して出力している。
一方、 モー夕の電気角速度 ω eから機械角算出部 1 0 5 aによって、 モー夕の機械角速度 om (= ω e / P ) を算出する。 ただし、 Pはモー 夕の極対数である。 次に角度 Φを a c o s算出部 1 0 5 Cで = a c o s ( X ω b / ω πι) として算出する。 さらに、 s i n算出部 1 0 5 c で s i η Φを求める。 一方、 トルク係数部 1 0 5 dで電流 I q b = T r e f /K tを求め、 絶対値部 1 0 5 eで電流 I Q bを入力し、 絶対値 |
1 q b I を求め、 さらに、 その絶対値に掛算部 1 0 5 f で （一 1 ) 倍す る。 以上の演算を式で表現すると （ 1 3 )式として表わされる。 つまり、 改善された d軸電流指令値 I d r e f は （ 1 3 ) 式の形で、 d軸指令電 流算出部 1 0 5の出力として算出される。
I d r e f =― I I q b I X s i n ( a c o s ( X ω b / ω m)) ( 1 3)
が算出され、 なお、 （ 1 2 ) 式と （ 1 3 ) 式は実質的に同一の式である。
ここで、 （ 1 3 ) 式の a c o s ( Χ ω b / ω πι) の項に着目すると、 角速度 （ a x co b ) が機械角速度 omより大きい、 つまりモー夕の回転 が低速回転の場合は d軸電流指令値 I d r e f = 0なので弱め界磁制御 は実行されない。 ところが、 機械角速度 omが角速度 （ a X c b ) より 大きい、 つまりモー夕の回転が高速回転の場合は l d r e f ≠ 0、 つま り d軸電流指令値 I d r e f の値が負になり、 弱め界磁制御が実行され る。
以上説明した本発明の改善された d軸電流指令値 I d r e f 算出の制 御による優れた効果を示すために、 第 1 2図に本発明である （ 1 3 ) 式 の d軸電流指令値 I d r e f による弱め界磁制御の領域と従来の方式で ある （ 1 1 ) 式の d軸電流指令値 I d r e f による弱め界磁制御の領域 とを示す。 本発明の弱め界磁制御の切替えは境界線 Bで切り替わる。 一 方、 従来の制御方式の弱め界磁制御は境界線 Aで切り替わる。 第 1 2図 から明らかなように、 ベース角速度 ω bにひを乗ずる作用によって本発 明の弱め界磁制御の開始が従来の方式ではまだ開始してされていない領 域でも弱め界磁制御が開始されている。
この二つの境界線を比較すると、 本発明の弱め界磁制御は理想の場合 に比べ、早めに弱め界磁制御に切り替わっていることがわかる。よって、 ロー夕の位置検出が多少誤差を含んでいても、 又はモータ駆動制御装置 の制御計算に多少誤差があっても弱め界磁制御が確実に実行される。
ここで、 多少の誤差と表現したが、 この誤差の度合いにより上述した aの値が変更する。 誤差が小さい場合は、 ひは限りなく 1 に近くなり、 誤差が大きい場合は、 αは 0に近い値を取るようになる。 例えば、 ェン コーダゃレゾルバの場合、 α = 0. 9 5であれば、 ホールセンサの場合 は、 ひ = 0. 9のようなことになる。 ひが 0に近い値になるほど弱め界 磁制御を含む領域が狭くなるので、 なるべく検出誤差や計算誤差を小さ く してひが 1に近くなることが好ましい。 なお、 上記実施例では角速度検出回路の構成部品である位置検出セン サ 1 1にレゾルバを用いた実施例について説明したがレゾルバより低価 格であるホールセンサを用いても同じ効果が得られる。
次に、 第 4の発明であるロー夕 7の角速度検出回路に安価なホールセ ンサを用いてモー夕 1の P V C制御を可能とするモー夕駆動制御装置の 実施例について説明する。 第 3の発明でロー夕 7の角速度検出回路に精 度の良いレゾルバやエンコーダを用いた場合はロー夕 7の回転が低速で も電気角速度 ω eや口一夕の回転角度 0 eを正しく検出できるので低回 転速度でもモー夕を P V C制御も用いて正しく制御できる。 しかし、 角 速度検出回路にホールセンサを用いるとロー夕 7の回転速度が低速にな るとホールセンサの単位時間あたりのサンプリング数が少なくなるので 電気角速度 eやロータの回転角度 Θ eを正しく検出できなくなり、 P V C制御を正しく実行できなくなる。
そこで、 ロー夕 7の回転が低速になった時は、 P V C制御ではなく、 電気角速度 ω eやロータの回転角度 0 eを必要としない矩形波制御に切 り替えて制御すれば、 ホールセンサを用いても、 ロータの低回転速度領 域以外では、 第 3の発明の効果を享受しつつ、 PV C制御を可能し、 低 回転速度領域では矩形波制御とするモー夕駆動制御装置を提供できる。 以下、 第 1 3図を用いて、 第 4の発明の実施例について説明する。 第 4の発明では角速度検出回路がホールセンサ 48— 1， 4 8 - 2 , 4 8— 3及び位置推定回路 4 1 とから構成されている。 位置推定回路 4 1 の出力として、 モー夕の回転速度としての電気角速度 ω eやモー夕の口 一夕位置としての回転角度 0 eが出力される。 なお、 位置推定回路 4 1 は従来より色々提案されており、 その回路の詳細については、 例えば、 特開 2 0 0 2— 2 7 2 1 6 3などに記載されている。
次に、 口一夕の回転が低速になり、 位置推定回路 4 1の出力である電 気角速度 ω eや回転角度 0 eの精度が悪くなりべク トル制御部 1 0 0が 正しく作用しなくなった時に、 替わりの制御部として用いる矩形波制御 部 4 5がトルク指令値 T r e f とホールセンサ 4 8— 1 , 4 8 - 2 , 4 8— 3からのホールセンサ信号を入力として配されている。 矩形波制御 部 4 5は従来より良く知られており、 例えば特願 2 0 0 1 — 1 6 8 1 5 1 にも記載されている。 そして、 矩形波制御の特徴として、 第 1 3図に 示すようにホールセンサ信号を直接用い、 ロー夕の位置推定を必要とし ないので、 ホールセンサ 4 8— 1， 4 8 - 2 , 4 8— 3および位置推定 回路 4 1の検出誤差が大きくなつても矩形波制御に問題はない。
最後に、 P V C制御と矩形波制御を切り替えるための切替えスィッチ 4 4と切替えの角速度を判定するヒステリシス特性付きのレベル検出部 4 2およびヒステリシスの角速度を設定する設定部 4 3— 1， 4 3 - 2 が配されている。
なお、 レベル検出部 4 2にヒステリシス特性を持たせた理由は、 切替 え角速度が一つの場合、 その角速度付近でベク トル制御と矩形波制御が 頻繁に切替り、 ハンドル操作に違和感を生じさせる可能性がある。 そこ で、 このような好ましくない現象を避けるために切替えにヒステリシス を利用し、 モータ回転速度が低速から高速へ変化する場合の切替え角速 度 N 1 と高速から低速へ変化する切替え角速度 N 2の 2種類の設定角速 度を設ければ、 上記のようなチャタリング現象は避けることができる。 一例として、 設定部 4 3— 1の設定角速度 N 1 = 5 0 0 r p m、 およ び設定部 4 3 _ 2の設定角速度 N 2 = 6 5 0 r p mと設定する。 なお、 位置推定回路 4 1 の出力にはリ ップルが含まれているので、 リ ップルを 除去するためのローパスフィルタ （以下、 L P Fと記す。） 4 9が位置推 定回路 4 1 とレベル検出部 4 2 との間に配されている。 そして、 レベル 検出部 4 2の判断によって切り替わる切替えスィッチ 4 4が電流制御部 4 6への入力としてべク トル制御部 1 0 0と矩形波制御部 4 5を選択す る位置に配されている。
このような構成におけるべク トル制御部 1 0 0と矩形波制御部 4 5の 切替え制御の動作について説明する。
まず、 モータ 1が高速回転、 例えば 2 0 0 0 r p mから 4 0 0 r p m へ回転速度を落としていく場合について説明する。 この場合、 ホールセ ンサ 4 8— 1、 4 8 - 2 , 4 8— 3から検出されたホール信号は位置推 定回路 4 1に入力され、 ヒステリシスを持ったレベル検出部 4 2におい て判定される際に、 まず、 回転速度が落ちてくる場合には、 6 5 0 r p mを表わす回転速度 N 1では判定されずに、 設定部 4 3— 2が示す回転 速度 N 2、 つまり 5 0 0 r pmより低速になるとレベル検出部 4 2— 2 は切り返えスィツチ 44を切替え、 電流制御部 4 6をべク トル制御部 1 0 0から矩形波制御部 4 5へ切り替える。 モー夕 1の低速回転時は、 矩 形波制御部 4 5で制御しても、 上述したようにモー夕のトルクは正しく 制御できる。
次に、 低速回転から高速回転に向かう場合、 例えば 4 0 0 r pmから 2 0 0 0 r p mへ回転速度が上昇する場合は、 レベル検出部 4 2は先ほ ど用いた回転速度 N 2、 つまり 5 0 0 r p mではなく、 設定部 4 3— 1 が示す回転速度 N 1である 6 5 0 r pm以上になるレベル検出部 4 2― 2は切替えスィッチ 44を切り替え、 電流制御部 4 6が矩形波制御部 4 5からべク トル制御部 1 0 0へ入力を切り替えるようにする。 6 5 0 r pm以上であれば、 位置推定回路 4 1は充分正しい回転角度 0 eと電気 角速度 ω eを検出できるのでべク トル制御部 1 0 0の電流指令値 I a v r e f , I b v r e f , I c v r e f に基づき制御してもモー夕のトル ク制御を正しく制御できる。
以上説明した第 4の発明と第 3の発明とを組み合わせた場合のモー夕 の回転速度および出力 トルクに対するモー夕の制御方式の関係を第 1 4 図に示す。 第 1 4図において、 第 4の発明の効果により、 モータが高速 回転から低速回転になると境界 C 2 (N 2 = 5 0 0 r p.m) で P VC制 御から矩形波制御に切り替わり、 再び低速回転から高速回転になると境 界線 C 1 (N 1 = 6 5 0 r pm) で矩形波制御から P VC制御に切り替 わる。 さらに高速回転になると第 3の発明の効果で、 境界線 Bで P V C 制御 （弱め界磁制御無し） から P V C制御 （弱め界磁制御有り） へと切 り替わり高速回転でも トルクリ ップルの少ない P V C制御を実現できる, つまり、 第 3の発明と第 4の発明とを組み合わせることにより、 ブラ シレス D Cモータ （矩形波モー夕） とホールセンサの組み合わせであつ ても、 モー夕の低速回転時には矩形波制御を、 中速回転時には P V C制 御を、 高速回転時には P V C制御 （弱め界磁制御） を選択するハイプリ ッ ド構成とすることにより、 これまで矩形波モータでは不可能であった 高速回転時における低トルクリップルの制御が可能になった。
なお、 上記の実施例で切替えスィッチの切替えに設定角速度を二つに してヒステリシス特性を用いたが、 切替えのための設定角速度を一つに してもべク トル制御と矩形波制御の頻繁な切替えを除けば、 同様な効果 を得られることは言うまでもない。
なお、 第 1、 第 2、 第 3、 第 4の発明の実施例では逆起電圧として相 電圧 e a , e b , e cを用いたが、 線間電圧 e a b， e b c , e c aな どに換算して制御しても同じ効果を得られる。 以上のように、 本発明に係るモー夕駆動制御装置および電動パワース テアリング装置を用いれば、 安価なモー夕位置推定回路を用いて、 モー 夕の低速回転時のべク トル制御の短所を回避しながら、 その他の広範な 回転速度領域ではべク トル制御で正しくモー夕のトルク制御ができるモ 一夕駆動制御装置を提供でき、 さらに、 ハンドル操作がスムーズで騒音 の小さい電動パワーステアリング装置を提供できる効果がある。
更に、 本発明を用いれば、 ロー夕の位置検出の誤差やモー夕駆動制御 装置の制御計算誤差があっても、 モータの高速回転時にモ一夕端子電圧 が飽和することがなく、 弱め界磁制御を開始することによって、 トルク リップルが少なく、 またモー夕騒音が小さい制御ができるモータ駆動制 御装置を提供でき、 さらに、 電動パワーステアリング装置にあっては、 ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく . 騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供できる。 また、 ブラシ レス D Cモ一夕のロー夕の位置検出に安価なホールセンサを用いても、 モータの低速回転時には矩形波制御を、 中速回転時には P V C制御を、 高速回転時には P V C制御 （弱め界磁制御） を選択するハイブリ ッ ド構 成とすることにより、 これまで矩形波モータでは不可能であった高速回 転時おける低トルクリ ツプルの制御が可能になる安価なモ一夕駆動制御 を装置を提供でき、 電動パワーステアリ ング装置にあっては、 ノ、ンドル の急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、 騒音の 少ない安価な電動パワーステアリング装置を提供できる優れた効果があ る。
産業上の利用可能性
本発明によれば、 モー夕の位置検出センサとしてホールセンサのような 安価だがモータの低速回転時に正確で詳細な回転角度信号を出力できな いモータ位置検出センサを用いてもブラシレス D Cモ一夕をべク トリレ制 御できるので、 電動パワーステアリ ング装置に適用すれば、 安価でトル クリ ップルの少なく フィ一リングの良いハンドル操作のできる電動パヮ ーステアリング装置を適用できる。
また、 本発明によれば、 モータ位置検出センサなどの検出誤差が存在 しても確実に弱め界磁制御ができ、 トルクリ ップルの少ないモータ出力 を期待できるので、 それを電動パワーステアリ ング装置に適用すれば、 トルクリップルの少ないフィ一リングの良いハンドル操作を期待できる 電動パワーステアリ ング装置を提供できる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 3以上の相を有するモー夕のモータ駆動制御部において、
前記モー夕の回転速度および前記モー夕のロー夕位置を算出するモー夕 位置推定回路と、
前記モータ位置推定回路から算出されたモー夕の回転速度およびロー夕 位置に基づきべク トル制御するべク トル制御部と、
前記モータを矩形波制御する矩形波制御部と、
前記 2つの制御部を切り替えるための切替えスィツチと、
前記切替えスィッチの切替えの判定基準となる設定回転速度 Nを有する レベル検出部と、 を具備し、
前記モ一夕位置推定回路から算出されたモー夕の回転速度が前記設定回 転速度 Nより高速の時は、 前記ベク トル制御部で制御し、 前記設定回転 速度 Nより低速の時は、 前記矩形波制御部で制御するように前記切替え スィッチを切り替えて制御することを特徴とするモータ駆動制御装置。
2 . 前記レベル検出部は、 前記設定回転速度が異なる設定回転速度 N 1 および N 2 (ただし N 1 > N 2 ) から成り、 前記モ一夕の回転速度が上 昇過程において前記設定回転速度 N 1 を越えて高速の時は、 前記矩形波 制御部から前記べク トル制御部で制御するように前記切替えスィツチを 切り替え、 前記モータの回転速度が下降過程において前記設定回転速度 N 2を越えて低速の時は、 前記べク トル制御部から前記矩形波制御部で 制御するように前記切替えスィッチを切り替えるようなヒステリシス特 性を有する請求の範囲第 1項に記載のモー夕駆動制御装置。
3 . 前記モー夕位置推定回路が少なく ともホールセンサを用いて構成さ れる請求の範囲第 1項又は第 2項に記載のモー夕駆動制御装置。
4 . 前記モー夕がブラシレス D Cモー夕である請求の範囲第 1項乃至第 3項のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記モータの電流が矩形波電流である請求の範囲第 1項乃至第 4項 のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。
6. 請求の範囲第 1項乃至第 5項のいずれかに記載のモータ駆動制御装 置が用いられる電動パワーステアリング装置。
7. モータをベク トル制御するための d軸電流指令値 I d r e f を算出 する d軸指令電流算出部と、 q軸電流指令値 I Q r e f を算出する Q軸 指令電流算出部と、 少なく とも前記モー夕の機械角速度 c mを検出する 角速度検出回路と、 を有するモータ駆動制御装置において、
前記モー夕のベース角速度 ω bにひ （ただし 0 <ひ< 1 ) を乗じた角速 度 （ a x co b ) より前記機械角速度 omが高速である場合に、 前記 d軸 電流指令値 I d r e f は、 前記モータのトルク指令値 T r e f 、 前記角 速度 （ a X c b ) および前記機械角速度 omとから導かれることを特徴 とするモー夕駆動制御装置。
8. 前記角速度検出回路がホールセンサを構成要素とする場合、 前記モ一夕の機械角速度 comおよび前記モータのロー夕位置を算出する 角速度検出回路と、 前記角速度検出回路から算出されたモータの角速度 comおよび口一夕位置に基づきべク トル制御するべク トル制御部と、 前 記モ一夕を矩形波制御する矩形波制御部と、 前記 2つの制御部を切り替 えるための切替えスィッチと、 前記切替えスィッチの切替えの判定基準 となる設定角速度を有するレベル検出部とを有し、
前記角速度検出回路から算出されたモー夕の角速度 c mが前記設定角速 度より高速の時は、 前記ベク トル制御部で制御し、 前記設定角速度より 低速の時は、 前記矩形波制御部で制御するように前記切替えスィッチを 切り替えて制御する請求の範囲第 7項に記載のモータ駆動制御装置。
9 . 前記モー夕が 3以上の相を有するブラシレス D Cモ一夕である請求 の範囲第 7項又は第 8項に記載のモータ駆動制御装置。
1 0 . 前記ブラシレス D Cモータの乇一夕の電流波形又は逆起電圧波形 が矩形波若しくは疑似矩形波である請求の範囲第 9項に記載のモー夕駆 動制御装置。
1 1 . 請求の範囲第 7項乃至第 1 0項のいずれかに記載のモー夕駆動制 御装置が用いられた電動パワーステアリング装置。
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