JP2000217393A - 交流電動機の可変速駆動システム - Google Patents
交流電動機の可変速駆動システムInfo
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- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低速域におけるＰＡＭ制御を可能にし、電気
システム効率の向上を可能にした可変速駆動システムを
提供する。 【解決手段】 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力
するインバータ２０の交流出力側に、インバータ２０に
より駆動され、かつインバータ２０と同相数の交流電動
機３０の巻線３００の一端を接続し、これらの電動機巻
線３００の他端を一括接続して中性点３００ｃを構成す
る。半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続し
たスイッチアームユニット１０ａ，１０ｂを直列接続し
てなる半導体スイッチアーム１０を直流電源１の両端に
接続し、半導体スイッチアーム１０の通流極性を、直流
電源１の正極側から通流する方向とし、スイッチアーム
ユニット１０ａ，１０ｂの相互接続点１００ｃと前記中
性点３００ｃとを接続し、インバータ２０の直流入力側
の一端と直流電源１の一端とを接続する。
システム効率の向上を可能にした可変速駆動システムを
提供する。 【解決手段】 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力
するインバータ２０の交流出力側に、インバータ２０に
より駆動され、かつインバータ２０と同相数の交流電動
機３０の巻線３００の一端を接続し、これらの電動機巻
線３００の他端を一括接続して中性点３００ｃを構成す
る。半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続し
たスイッチアームユニット１０ａ，１０ｂを直列接続し
てなる半導体スイッチアーム１０を直流電源１の両端に
接続し、半導体スイッチアーム１０の通流極性を、直流
電源１の正極側から通流する方向とし、スイッチアーム
ユニット１０ａ，１０ｂの相互接続点１００ｃと前記中
性点３００ｃとを接続し、インバータ２０の直流入力側
の一端と直流電源１の一端とを接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源の電力に
よって駆動される交流電動機の可変速駆動システムに関
し、特に電気自動車に適用して好適な可変速駆動システ
ムに関する。
よって駆動される交流電動機の可変速駆動システムに関
し、特に電気自動車に適用して好適な可変速駆動システ
ムに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の可変速駆動システムを、
電気自動車を例にとって説明する。図１７は、電池を電
源とする公知の電気自動車の電気システムを示してい
る。図において、１は直流電源（主電池）、２は車両駆
動用交流電動機３を駆動するインバータ、４は減速機、
５はデフギア、６は車輪をそれぞれ示す。また、７は補
機電動機であり、エアコン、パワステアリング、各種ポ
ンプ等を駆動するものであるが、ここでは代表して１台
のみを示してある。８は補機電動機７を駆動するインバ
ータである。この例では、インバータ２及び電動機３の
相数が３の場合で示してある。
電気自動車を例にとって説明する。図１７は、電池を電
源とする公知の電気自動車の電気システムを示してい
る。図において、１は直流電源（主電池）、２は車両駆
動用交流電動機３を駆動するインバータ、４は減速機、
５はデフギア、６は車輪をそれぞれ示す。また、７は補
機電動機であり、エアコン、パワステアリング、各種ポ
ンプ等を駆動するものであるが、ここでは代表して１台
のみを示してある。８は補機電動機７を駆動するインバ
ータである。この例では、インバータ２及び電動機３の
相数が３の場合で示してある。
【０００３】図１８は、図１７の電気自動車の速度、牽
引力、走行抵抗等の代表的な特性について示したもので
ある。速度０からＶ１までは定トルク運転域、Ｖ１から
Ｖmaxまでが定出力域である。定トルク運転域では、イ
ンバータ出力電圧を速度に比例して増大させ、定出力運
転域では、インバータ出力電圧を一定とする。なお、イ
ンバータ入力電圧は全域にわたり一定である。従来の電
気システムでは、電気システム効率（インバータと電動
機との合成効率）の最大値域（最高効率範囲）は、図示
の通り中速、中出力域となっている。一方、平坦路走行
時の車両走行抵抗は、図示のように低・中出力域では最
大牽引力の１／５以下になっている。また、通常の運転
域（常用運転範囲）においても、図示のように車両走行
抵抗は最大牽引力の数分の１以下となっている。
引力、走行抵抗等の代表的な特性について示したもので
ある。速度０からＶ１までは定トルク運転域、Ｖ１から
Ｖmaxまでが定出力域である。定トルク運転域では、イ
ンバータ出力電圧を速度に比例して増大させ、定出力運
転域では、インバータ出力電圧を一定とする。なお、イ
ンバータ入力電圧は全域にわたり一定である。従来の電
気システムでは、電気システム効率（インバータと電動
機との合成効率）の最大値域（最高効率範囲）は、図示
の通り中速、中出力域となっている。一方、平坦路走行
時の車両走行抵抗は、図示のように低・中出力域では最
大牽引力の１／５以下になっている。また、通常の運転
域（常用運転範囲）においても、図示のように車両走行
抵抗は最大牽引力の数分の１以下となっている。
【０００４】定トルク運転域では、インバータはＰＷＭ
（パルス幅変調）制御のＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波
数）運転を行っているため、インバータのスイッチング
に伴う損失がインバータと電動機に発生し、電気システ
ム効率を下げることとなる。この定トルク運転域におけ
る効率を向上させるため、図１９に示すように、定トル
ク運転域でもインバータの入力電圧を可変とし、インバ
ータを１パルス運転するＰＡＭ（パルス振幅変調）運転
が提案されている。図１９の例では、モードIが１パル
スでＰＡＭ運転の定トルク運転域であり、モードIIが１
パルスで出力電圧一定運転の定出力運転域である。定ト
ルク運転域では、インバータの出力電圧は速度に比例し
て増加するので、インバータ入力電圧も速度に比例して
増加させる。このようにインバータ入力電圧を可変とす
るため、インバータ入力側にチョッパを挿入する。
（パルス幅変調）制御のＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波
数）運転を行っているため、インバータのスイッチング
に伴う損失がインバータと電動機に発生し、電気システ
ム効率を下げることとなる。この定トルク運転域におけ
る効率を向上させるため、図１９に示すように、定トル
ク運転域でもインバータの入力電圧を可変とし、インバ
ータを１パルス運転するＰＡＭ（パルス振幅変調）運転
が提案されている。図１９の例では、モードIが１パル
スでＰＡＭ運転の定トルク運転域であり、モードIIが１
パルスで出力電圧一定運転の定出力運転域である。定ト
ルク運転域では、インバータの出力電圧は速度に比例し
て増加するので、インバータ入力電圧も速度に比例して
増加させる。このようにインバータ入力電圧を可変とす
るため、インバータ入力側にチョッパを挿入する。
【０００５】図２０は、上述した図１９の特性を実現す
るための回路構成例である。ここで、図１７と同一の構
成要素は同一番号を付してある。図２０において、９は
電流２象限昇降圧チョッパであり、このチョッパ９の出
力側に三相電圧形インバータ等のインバータ２が接続さ
れている。
るための回路構成例である。ここで、図１７と同一の構
成要素は同一番号を付してある。図２０において、９は
電流２象限昇降圧チョッパであり、このチョッパ９の出
力側に三相電圧形インバータ等のインバータ２が接続さ
れている。
【０００６】図２１はチョッパ９の回路構成図である。
この図２１において、９１〜９４はスイッチアームユニ
ットであり、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタ）からなる半導体スイッチ素子９１ａ，９２ａ，９
３ａ，９４ａとダイオード９１ｂ，９２ｂ，９３ｂ，９
４ｂとを各々逆並列接続して構成されている。９５は電
流平滑リアクトル、９６，９７は電圧平滑コンデンサで
ある。チョッパ９は、直流電源１側から見て電流２象限
の降圧チョッパであり、その制御方法及び動作は公知で
あるため、説明を省略する。
この図２１において、９１〜９４はスイッチアームユニ
ットであり、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタ）からなる半導体スイッチ素子９１ａ，９２ａ，９
３ａ，９４ａとダイオード９１ｂ，９２ｂ，９３ｂ，９
４ｂとを各々逆並列接続して構成されている。９５は電
流平滑リアクトル、９６，９７は電圧平滑コンデンサで
ある。チョッパ９は、直流電源１側から見て電流２象限
の降圧チョッパであり、その制御方法及び動作は公知で
あるため、説明を省略する。
【０００７】ここで大きな問題となるのは、チョッパ９
の大きさ、重量、価格である。このチョッパ９は電動機
駆動用インバータ２とほぼ同じ容量のものが必要となる
ので、その小形・軽量化、価格低減が大きな課題とな
る。中でも、チョッパ９の電流平滑リアクトル９５はイ
ンバータ２と同程度の電流定格が必要であり、その小形
・軽量化、価格低減が特に大きな課題となっている。こ
の点に鑑み、チョッパの電流リアクトルを必要としない
零相インバータ方式が、本出願人による特願平９−３４
５０１４号として提案されている。
の大きさ、重量、価格である。このチョッパ９は電動機
駆動用インバータ２とほぼ同じ容量のものが必要となる
ので、その小形・軽量化、価格低減が大きな課題とな
る。中でも、チョッパ９の電流平滑リアクトル９５はイ
ンバータ２と同程度の電流定格が必要であり、その小形
・軽量化、価格低減が特に大きな課題となっている。こ
の点に鑑み、チョッパの電流リアクトルを必要としない
零相インバータ方式が、本出願人による特願平９−３４
５０１４号として提案されている。
【０００８】図２２はこの基本システムを示す図であ
り、図２０と同一構成要素は同一番号を付してある。図
２２において、２ａはインバータ、３ａは交流電動機、
２１ａはインバータ２ａの入力コンデンサである。ここ
ではインバータ２ａ及び電動機３ａが３相の場合で示し
てある。電動機３ａの巻線３ａ１の各一端はインバータ
２aに接続され、他端は全巻線を一括接続して中性点３
０ｃを構成する。この中性点３０ｃとインバータ２ａの
入力側の一端（図ではＮ側）との間に直流電源１ａを接
続する。
り、図２０と同一構成要素は同一番号を付してある。図
２２において、２ａはインバータ、３ａは交流電動機、
２１ａはインバータ２ａの入力コンデンサである。ここ
ではインバータ２ａ及び電動機３ａが３相の場合で示し
てある。電動機３ａの巻線３ａ１の各一端はインバータ
２aに接続され、他端は全巻線を一括接続して中性点３
０ｃを構成する。この中性点３０ｃとインバータ２ａの
入力側の一端（図ではＮ側）との間に直流電源１ａを接
続する。
【０００９】その制御方法の概要は、インバータ２ａを
零電圧ベクトルモードで動作させ、電動機３ａの巻線３
ａ１をリアクトルとして使用することで、インバータ２
ａの半導体スイッチ素子をチョッパスイッチとして使用
し、入力コンデンサ２１ａとインバータ２ａとの間で等
価的なチョッパを構成するものである。
零電圧ベクトルモードで動作させ、電動機３ａの巻線３
ａ１をリアクトルとして使用することで、インバータ２
ａの半導体スイッチ素子をチョッパスイッチとして使用
し、入力コンデンサ２１ａとインバータ２ａとの間で等
価的なチョッパを構成するものである。
【００１０】この零相インバータ方式では、直流電源電
圧Ｖd、インバータ入力電圧Ｖi、電動機誘起電圧尖頭値
Ｖmとの間に次の関係がある。 Ｖi≧Ｖd＋Ｖm／√３ Ｖi／√３≧Ｖd≧０
圧Ｖd、インバータ入力電圧Ｖi、電動機誘起電圧尖頭値
Ｖmとの間に次の関係がある。 Ｖi≧Ｖd＋Ｖm／√３ Ｖi／√３≧Ｖd≧０
【００１１】先の図１９に示したように、ＰＡＭ制御を
行うためには、低速域においてインバータ入力電圧Ｖi
を０〜Ｖdまで可変できることが必要である。上述した
図２２の方式では、インバータ入力電圧ＶiをＶd以下に
制御することは不可能であるため、低速域ではＰＡＭ制
御を実現できないことが大きな問題点となっている。そ
こで本発明は、低速域におけるＰＡＭ制御を可能にし、
電気システム効率の向上を可能にした可変速駆動システ
ムを提供しようとするものである。
行うためには、低速域においてインバータ入力電圧Ｖi
を０〜Ｖdまで可変できることが必要である。上述した
図２２の方式では、インバータ入力電圧ＶiをＶd以下に
制御することは不可能であるため、低速域ではＰＡＭ制
御を実現できないことが大きな問題点となっている。そ
こで本発明は、低速域におけるＰＡＭ制御を可能にし、
電気システム効率の向上を可能にした可変速駆動システ
ムを提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明はインバータの零
相モード（零電圧ベクトルモード）を利用すれば、交流
電動機巻線の中性点からインバータの直流入力側へ電力
を変換できることに着目したものであり、スイッチアー
ムユニットを２個直列接続して構成した半導体スイッチ
アームを直流電源に並列接続し、スイッチアームユニッ
トの相互接続点と電動機巻線の中性点とを接続すると共
に、インバータの入力電圧を直流電源電圧に対して昇降
圧制御可能とし、しかも、電流２象限動作させるように
したものである。また、本発明では、インバータや前記
半導体スイッチアームを構成する半導体スイッチ素子を
モノポーラ形またはモノポーラ形とバイポーラ形とのハ
イブリッド形素子とすることにより、低出力運転域にお
ける効率向上を図っている。更に、本発明では、インバ
ータや半導体スイッチアーム等の半導体スイッチ部を収
納したコンバータユニットを車両駆動用交流電動機に直
接取り付けることにより、駆動システムを一体構造にし
た可変速駆動システムを提供する。
相モード（零電圧ベクトルモード）を利用すれば、交流
電動機巻線の中性点からインバータの直流入力側へ電力
を変換できることに着目したものであり、スイッチアー
ムユニットを２個直列接続して構成した半導体スイッチ
アームを直流電源に並列接続し、スイッチアームユニッ
トの相互接続点と電動機巻線の中性点とを接続すると共
に、インバータの入力電圧を直流電源電圧に対して昇降
圧制御可能とし、しかも、電流２象限動作させるように
したものである。また、本発明では、インバータや前記
半導体スイッチアームを構成する半導体スイッチ素子を
モノポーラ形またはモノポーラ形とバイポーラ形とのハ
イブリッド形素子とすることにより、低出力運転域にお
ける効率向上を図っている。更に、本発明では、インバ
ータや半導体スイッチアーム等の半導体スイッチ部を収
納したコンバータユニットを車両駆動用交流電動機に直
接取り付けることにより、駆動システムを一体構造にし
た可変速駆動システムを提供する。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は第１実施形態の回路構成を
示しており、請求項１，２の発明の実施形態に相当す
る。図１において、１０は半導体スイッチアームであ
り、Ｐ側スイッチアームユニット１０ａとＮ側スイッチ
アームユニット１０ｂとを直列接続して構成されてい
る。各スイッチアームユニット１０ａ，１０ｂは、半導
体スイッチ素子１０１ａ，１０１ｂとこれらに逆並列接
続されるダイオード１０２ａ，１０２ｂとからなってい
る。
態を説明する。まず、図１は第１実施形態の回路構成を
示しており、請求項１，２の発明の実施形態に相当す
る。図１において、１０は半導体スイッチアームであ
り、Ｐ側スイッチアームユニット１０ａとＮ側スイッチ
アームユニット１０ｂとを直列接続して構成されてい
る。各スイッチアームユニット１０ａ，１０ｂは、半導
体スイッチ素子１０１ａ，１０１ｂとこれらに逆並列接
続されるダイオード１０２ａ，１０２ｂとからなってい
る。
【００１４】半導体スイッチアーム１０の両端は直流電
源１に接続され、各スイッチアームユニット１０ａ，１
０ｂの相互接続点１００ｃと交流電動機３０の巻線３０
０の中性点３００ｃとが接続線１０ｄによって接続され
ている。１０ｃは半導体スイッチアーム１０に並列接続
された平滑コンデンサである。また、図１７と同様に７
は補機電動機、８はインバータである。更に、２０は電
動機３０を駆動するための三相電圧形インバータ等のイ
ンバータであり、図２０におけるインバータ２に相当す
る。２０ａはインバータの入力コンデンサである。図１
では、インバータ２０、電動機３０共に３相の場合で示
してある。
源１に接続され、各スイッチアームユニット１０ａ，１
０ｂの相互接続点１００ｃと交流電動機３０の巻線３０
０の中性点３００ｃとが接続線１０ｄによって接続され
ている。１０ｃは半導体スイッチアーム１０に並列接続
された平滑コンデンサである。また、図１７と同様に７
は補機電動機、８はインバータである。更に、２０は電
動機３０を駆動するための三相電圧形インバータ等のイ
ンバータであり、図２０におけるインバータ２に相当す
る。２０ａはインバータの入力コンデンサである。図１
では、インバータ２０、電動機３０共に３相の場合で示
してある。
【００１５】図１において、インバータ２０と電動機３
０とは交流接続線３００ｘによって接続されている。ま
た、前記半導体スイッチアーム１０、コンデンサ１０
ｃ、インバータ２０及びコンデンサ２０ａはコンバータ
ユニット１００を構成しており、このコンバータユニッ
ト１００と直流電源１とは直流接続線１ｂ，１ｃによっ
て接続されている。
０とは交流接続線３００ｘによって接続されている。ま
た、前記半導体スイッチアーム１０、コンデンサ１０
ｃ、インバータ２０及びコンデンサ２０ａはコンバータ
ユニット１００を構成しており、このコンバータユニッ
ト１００と直流電源１とは直流接続線１ｂ，１ｃによっ
て接続されている。
【００１６】本実施形態における直流電源１の電圧
Ｖd、インバータ入力電圧Ｖiの関係を、図１、図２を用
いて説明する。まず、図１における中性点３００ｃの、
直流電源１の負極側Ｎに対する電位について考察する
と、図１の回路構成において、中性点３００ｃの電位
は、ＰＷＭ制御運転では図２の（ａ）、１パルス運転で
は図２の（ｂ）のようになる。ここで問題になるのは、
中性点３００ｃの電位がＶd以上になると、半導体スイ
ッチアーム１０のＰ側ダイオード１０２ａが導通して制
御不能になってしまう。従って本実施形態では、いかな
る場合でも中性点３００ｃの電位がＶd以上にならない
ようにする必要がある。このため、インバータ入力電圧
Ｖi,インバータ出力電圧Ｖo（線間電圧実効値）、直流
電源電圧Ｖdの関係を、次のようにする。 Ｖo≦１．５1/2ＶdＶo≦１．５1/2Ｖi
Ｖd、インバータ入力電圧Ｖiの関係を、図１、図２を用
いて説明する。まず、図１における中性点３００ｃの、
直流電源１の負極側Ｎに対する電位について考察する
と、図１の回路構成において、中性点３００ｃの電位
は、ＰＷＭ制御運転では図２の（ａ）、１パルス運転で
は図２の（ｂ）のようになる。ここで問題になるのは、
中性点３００ｃの電位がＶd以上になると、半導体スイ
ッチアーム１０のＰ側ダイオード１０２ａが導通して制
御不能になってしまう。従って本実施形態では、いかな
る場合でも中性点３００ｃの電位がＶd以上にならない
ようにする必要がある。このため、インバータ入力電圧
Ｖi,インバータ出力電圧Ｖo（線間電圧実効値）、直流
電源電圧Ｖdの関係を、次のようにする。 Ｖo≦１．５1/2ＶdＶo≦１．５1/2Ｖi
【００１７】次に、本実施形態の動作を、図１、図３を
参照しつつ説明する。まず、力行運転（電力が直流電源
１から電動機３０に向かう方向の運転）時の降圧制御
（ インバータ入力電圧Ｖi＜直流電源電圧Ｖdの場合の
制御）について説明する。図３は、図１のインバータ２
０の３相のうち１相について示したものであり、この図
を用いてインバータ１相分の動作を説明する。他の２相
も同様の動作、制御となる。なお、図３において、２０
１ｕ，２０２ｘはインバータ２０の半導体スイッチ素
子、２０３ｕ，２０４ｘはこれらに逆並列接続されたダ
イオード、３００ｕは電動機３０の１相分の巻線、３０
１ｕは１相分の誘起電圧である。
参照しつつ説明する。まず、力行運転（電力が直流電源
１から電動機３０に向かう方向の運転）時の降圧制御
（ インバータ入力電圧Ｖi＜直流電源電圧Ｖdの場合の
制御）について説明する。図３は、図１のインバータ２
０の３相のうち１相について示したものであり、この図
を用いてインバータ１相分の動作を説明する。他の２相
も同様の動作、制御となる。なお、図３において、２０
１ｕ，２０２ｘはインバータ２０の半導体スイッチ素
子、２０３ｕ，２０４ｘはこれらに逆並列接続されたダ
イオード、３００ｕは電動機３０の１相分の巻線、３０
１ｕは１相分の誘起電圧である。
【００１８】図３では、ダイオード２０３ｕが導通して
いる時、スイッチ素子１０１ｂをオフし、スイッチ素子
１０１ａをスイッチング制御することにより、直流電源
１からの電力を制御し、インバータ２０の入力電圧Ｖi
を目標値に制御する。ダイオード２０３ｕが導通してい
るので、スイッチ素子１０１ａをオンすると電流は経路
ａを流れ、オフすると経路ｂを流れる。このチョッピン
グ回路は、通常の降圧チョッパ回路と全く同じとなる。
いる時、スイッチ素子１０１ｂをオフし、スイッチ素子
１０１ａをスイッチング制御することにより、直流電源
１からの電力を制御し、インバータ２０の入力電圧Ｖi
を目標値に制御する。ダイオード２０３ｕが導通してい
るので、スイッチ素子１０１ａをオンすると電流は経路
ａを流れ、オフすると経路ｂを流れる。このチョッピン
グ回路は、通常の降圧チョッパ回路と全く同じとなる。
【００１９】次に、回生制動運転（電力が電動機３０か
ら直流電源１に向かう方向の運転）時の降圧制御につい
て、図４を参照しつつ説明する。図４も、図３と同様に
インバータ２０を１相分のみ示してある。図４では、ス
イッチ素子２０１ｕがオンしている時、スイッチ素子１
０１ｂをスイッチング制御することによりインバータ２
０からの電力を制御して、インバータ２０の入力電圧Ｖ
iを目標値に制御する。スイッチ素子２０１ｕがオンし
ているので、スイッチ素子１０１ｂをオンすると電流は
経路ｃを流れ、オフすると経路ｄを流れる。このチョッ
ピング回路は、通常の昇圧チョッパ回路と全く同じとな
る。
ら直流電源１に向かう方向の運転）時の降圧制御につい
て、図４を参照しつつ説明する。図４も、図３と同様に
インバータ２０を１相分のみ示してある。図４では、ス
イッチ素子２０１ｕがオンしている時、スイッチ素子１
０１ｂをスイッチング制御することによりインバータ２
０からの電力を制御して、インバータ２０の入力電圧Ｖ
iを目標値に制御する。スイッチ素子２０１ｕがオンし
ているので、スイッチ素子１０１ｂをオンすると電流は
経路ｃを流れ、オフすると経路ｄを流れる。このチョッ
ピング回路は、通常の昇圧チョッパ回路と全く同じとな
る。
【００２０】次いで、力行運転時の昇圧制御（Ｖi＞Ｖd
の場合の制御）について、図５を参照しつつ説明する。
この図５もインバータ２０の１相分を示している。スイ
ッチ素子２０２ｘがオンしている時にスイッチ素子１０
１ａをオンすると、図５の経路ｅで直流電源１が電動機
巻線３００ｕを介して短絡される。スイッチ素子２０２
ｘがオフすると、電動機巻線３００ｕの直流電流は図の
経路ｆでダイオード２０３ｕを介して流れ、インバータ
２０の入力コンデンサ２０ａを充電する。このときの電
流値の調整は、スイッチ素子１０１ａのオン時間調整に
より行う。スイッチ素子１０１ａのオン後、電動機巻線
電流が規定値以上になった時にスイッチ素子１０１ａを
オフすると、電流は細線で示した経路ｇを流れ、巻線電
流は減少する。つまり、スイッチ素子１０１ａのオン時
間制御により、巻線電流すなわちインバータ２０への入
力電力を調整する。
の場合の制御）について、図５を参照しつつ説明する。
この図５もインバータ２０の１相分を示している。スイ
ッチ素子２０２ｘがオンしている時にスイッチ素子１０
１ａをオンすると、図５の経路ｅで直流電源１が電動機
巻線３００ｕを介して短絡される。スイッチ素子２０２
ｘがオフすると、電動機巻線３００ｕの直流電流は図の
経路ｆでダイオード２０３ｕを介して流れ、インバータ
２０の入力コンデンサ２０ａを充電する。このときの電
流値の調整は、スイッチ素子１０１ａのオン時間調整に
より行う。スイッチ素子１０１ａのオン後、電動機巻線
電流が規定値以上になった時にスイッチ素子１０１ａを
オフすると、電流は細線で示した経路ｇを流れ、巻線電
流は減少する。つまり、スイッチ素子１０１ａのオン時
間制御により、巻線電流すなわちインバータ２０への入
力電力を調整する。
【００２１】次に、回生制動運転時の昇圧制御につい
て、図６を参照しつつ説明する。スイッチ素子２０１ｕ
がオンすると、接続点１００ｃの電位はＶd，Ｖiと電動
機誘起電圧尖頭値Ｖmとの差電圧となり、接続点１００
ｃの電位がＶdより大きければ、電流は図示の経路ｈを
流れ、次第に増加していく。また、接続点１００ｃの電
位がＶdより小さければ、電流は減少していく。ここ
で、必要に応じてスイッチ素子１０１ｂをオンすれば、
電流を増大させることができる。スイッチ素子２０１ｕ
がオフすると、スイッチ素子１０１ｂがオフしていれ
ば、電流は経路ｉで流れるので、直流電源１への電力回
生により電流は減少する。電流が規定値に達したら、ス
イッチ素子１０１ｂをオンすると電流は経路ｊを流れ、
ほぼ一定値に保たれる。
て、図６を参照しつつ説明する。スイッチ素子２０１ｕ
がオンすると、接続点１００ｃの電位はＶd，Ｖiと電動
機誘起電圧尖頭値Ｖmとの差電圧となり、接続点１００
ｃの電位がＶdより大きければ、電流は図示の経路ｈを
流れ、次第に増加していく。また、接続点１００ｃの電
位がＶdより小さければ、電流は減少していく。ここ
で、必要に応じてスイッチ素子１０１ｂをオンすれば、
電流を増大させることができる。スイッチ素子２０１ｕ
がオフすると、スイッチ素子１０１ｂがオフしていれ
ば、電流は経路ｉで流れるので、直流電源１への電力回
生により電流は減少する。電流が規定値に達したら、ス
イッチ素子１０１ｂをオンすると電流は経路ｊを流れ、
ほぼ一定値に保たれる。
【００２２】図７は、本発明の第２実施形態の回路構成
であり、図１と同一構成要素は同一番号を付してある。
図７の実施形態は、インバータ入力電圧が直流電源電圧
と同じで良い場合の回路方式である。この実施形態は、
図１の回路構成に対して、インバータ２０の正極側端子
２０ｄと半導体スイッチアーム１０の正極側端子１０ｅ
とを回路開閉器９０を介して接続線１０ｆ１，１０ｆ２
により接続したものである。
であり、図１と同一構成要素は同一番号を付してある。
図７の実施形態は、インバータ入力電圧が直流電源電圧
と同じで良い場合の回路方式である。この実施形態は、
図１の回路構成に対して、インバータ２０の正極側端子
２０ｄと半導体スイッチアーム１０の正極側端子１０ｅ
とを回路開閉器９０を介して接続線１０ｆ１，１０ｆ２
により接続したものである。
【００２３】電動機巻線３００の中性点３００ｃの電位
はインバータ入力電圧Ｖiの１／２であるので、Ｖi≦２
Ｖdであれば、半導体スイッチアーム１０のスイッチ素
子をオンしない限り、中性点３００ｃを通って接続線１
０ｄには電流は流れない。半導体スイッチアーム１０の
スイッチ素子をオフして、回路開閉器９０を“閉”にす
ることにより、図１７においてＶi＝Ｖdとなる回路構成
と同様になる。
はインバータ入力電圧Ｖiの１／２であるので、Ｖi≦２
Ｖdであれば、半導体スイッチアーム１０のスイッチ素
子をオンしない限り、中性点３００ｃを通って接続線１
０ｄには電流は流れない。半導体スイッチアーム１０の
スイッチ素子をオフして、回路開閉器９０を“閉”にす
ることにより、図１７においてＶi＝Ｖdとなる回路構成
と同様になる。
【００２４】更に、図８は本発明の第３実施形態の回路
構成であり、図７と同一構成要素は同一番号を付してあ
る。図８の回路構成も、図７と同じくインバータ入力電
圧が直流電源電圧と同じで良い場合の回路方式である。
この実施形態では、図７の回路構成に対して更に、接続
線１０ｄを機械的に確実に切り離すために接続線１０ｄ
１，１０ｄ２に二分し、この中間に回路開閉器９１を挿
入したものである。図８において、回路開閉器９０を
“閉”にして回路開閉器９１を“開”にすれば、図１７
の回路構成と同じになる。
構成であり、図７と同一構成要素は同一番号を付してあ
る。図８の回路構成も、図７と同じくインバータ入力電
圧が直流電源電圧と同じで良い場合の回路方式である。
この実施形態では、図７の回路構成に対して更に、接続
線１０ｄを機械的に確実に切り離すために接続線１０ｄ
１，１０ｄ２に二分し、この中間に回路開閉器９１を挿
入したものである。図８において、回路開閉器９０を
“閉”にして回路開閉器９１を“開”にすれば、図１７
の回路構成と同じになる。
【００２５】図９は本発明の第４実施形態の回路構成図
であり、図７、図８の回路開閉器９０，９１を、サイリ
スタ９００ａ，９００ｂを逆並列接続してなる半導体ス
イッチ回路により構成したものである。また、図１０は
本発明の第５実施形態の回路構成図であり、図７、図８
の回路開閉器９０，９１を、ＧＴＯサイリスタ９０１
ａ，９０１ｂを逆並列接続してなる半導体スイッチ回路
により構成したものである。更に、図１１は本発明の第
６実施形態の回路構成図であり、図７、図８の回路開閉
器９０，９１を、スイッチ回路９０３，９０５の逆直列
接続回路により構成し、各スイッチ回路９０３，９０５
を、トランジスタ９０２ａとダイオード９０２ｂとの逆
並列接続回路、同９０４ａと９０４ｂとの逆並列接続回
路によりそれぞれ構成したものである。
であり、図７、図８の回路開閉器９０，９１を、サイリ
スタ９００ａ，９００ｂを逆並列接続してなる半導体ス
イッチ回路により構成したものである。また、図１０は
本発明の第５実施形態の回路構成図であり、図７、図８
の回路開閉器９０，９１を、ＧＴＯサイリスタ９０１
ａ，９０１ｂを逆並列接続してなる半導体スイッチ回路
により構成したものである。更に、図１１は本発明の第
６実施形態の回路構成図であり、図７、図８の回路開閉
器９０，９１を、スイッチ回路９０３，９０５の逆直列
接続回路により構成し、各スイッチ回路９０３，９０５
を、トランジスタ９０２ａとダイオード９０２ｂとの逆
並列接続回路、同９０４ａと９０４ｂとの逆並列接続回
路によりそれぞれ構成したものである。
【００２６】上記の説明では、半導体スイッチ素子とし
てＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いれば、
半導体スイッチ部の損失が低減し、効率を向上させるこ
とができる。図１２は、トランジスタの電圧−電流特性
を示したもので、ＡがＩＧＢＴの特性、ＢがＭＯＳＦＥ
Ｔの特性である。ＭＯＳＦＥＴでは所定の電圧範囲では
電流がゼロであるため、損失を低減させることができ
る。また、図１３は図１２に示した特性のＭＯＳＦＥＴ
及びＩＧＢＴを用いた場合のインバータの出力−効率特
性の一例であり、Ａが半導体スイッチ素子としてＭＯＳ
ＦＥＴを用いた場合の特性、ＢがＩＧＢＴを用いた場合
の特性である。同図から、半導体スイッチ素子をＭＯＳ
ＦＥＴ等のモノポーラ形素子にすると、低出力域で効率
が向上することが分かる。
てＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いれば、
半導体スイッチ部の損失が低減し、効率を向上させるこ
とができる。図１２は、トランジスタの電圧−電流特性
を示したもので、ＡがＩＧＢＴの特性、ＢがＭＯＳＦＥ
Ｔの特性である。ＭＯＳＦＥＴでは所定の電圧範囲では
電流がゼロであるため、損失を低減させることができ
る。また、図１３は図１２に示した特性のＭＯＳＦＥＴ
及びＩＧＢＴを用いた場合のインバータの出力−効率特
性の一例であり、Ａが半導体スイッチ素子としてＭＯＳ
ＦＥＴを用いた場合の特性、ＢがＩＧＢＴを用いた場合
の特性である。同図から、半導体スイッチ素子をＭＯＳ
ＦＥＴ等のモノポーラ形素子にすると、低出力域で効率
が向上することが分かる。
【００２７】次に、図１４は本発明の第７実施形態の半
導体スイッチの回路構成であり、請求項１７に記載した
発明の実施形態に相当する。図１４の半導体スイッチ２
０１ｕ’は、図３のインバータ２０の半導体スイッチ素
子２０１ｕに相当するもので、ＭＯＳＦＥＴ ２０１ｕ
１とＩＧＢＴ ２０１ｕ２とを並列接続したハイブリッ
ド形となっており、これらにダイオード２０３ｕを逆並
列接続して構成されている。図３のインバータ２０の他
の半導体スイッチ素子１０１ａ，１０１ｂ，２０２ｘも
同様なスイッチ構成とする。
導体スイッチの回路構成であり、請求項１７に記載した
発明の実施形態に相当する。図１４の半導体スイッチ２
０１ｕ’は、図３のインバータ２０の半導体スイッチ素
子２０１ｕに相当するもので、ＭＯＳＦＥＴ ２０１ｕ
１とＩＧＢＴ ２０１ｕ２とを並列接続したハイブリッ
ド形となっており、これらにダイオード２０３ｕを逆並
列接続して構成されている。図３のインバータ２０の他
の半導体スイッチ素子１０１ａ，１０１ｂ，２０２ｘも
同様なスイッチ構成とする。
【００２８】図１５は、図１４の半導体スイッチ２０１
ｕ’及びＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴの電流−電圧特性であ
る。図１５におけるＣが半導体スイッチ２０１ｕ’の電
流−電圧特性であり、ＭＯＳＦＥＴの特性ＡとＩＧＢＴ
の特性Ｃを合成した特性となっている。すなわち、電流
がＩ0より小さい領域ではＭＯＳＦＥＴの特性Ａとな
り、電流がＩ0より大きい領域ではＩＧＢＴの特性Ｂと
なる。これにより、図１４のハイブリッド形の半導体ス
イッチを使用したインバータの効率は、図１３に示した
特性ＡとＢの間の特性となる。
ｕ’及びＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴの電流−電圧特性であ
る。図１５におけるＣが半導体スイッチ２０１ｕ’の電
流−電圧特性であり、ＭＯＳＦＥＴの特性ＡとＩＧＢＴ
の特性Ｃを合成した特性となっている。すなわち、電流
がＩ0より小さい領域ではＭＯＳＦＥＴの特性Ａとな
り、電流がＩ0より大きい領域ではＩＧＢＴの特性Ｂと
なる。これにより、図１４のハイブリッド形の半導体ス
イッチを使用したインバータの効率は、図１３に示した
特性ＡとＢの間の特性となる。
【００２９】なお、半導体スイッチをモノポーラ形とす
ること、あるいはハイブリッド形とすることは、インバ
ータ３０に限らずスイッチアームユニット１０ａ，１０
ｂにも適用可能であり、更に、回路開閉器９０，９１を
トランジスタによって構成する場合にも適用可能であ
る。
ること、あるいはハイブリッド形とすることは、インバ
ータ３０に限らずスイッチアームユニット１０ａ，１０
ｂにも適用可能であり、更に、回路開閉器９０，９１を
トランジスタによって構成する場合にも適用可能であ
る。
【００３０】図１６は、本発明の第８実施形態の回路構
成を示している。図１６において、図１と同一構成要素
は同一番号を付してある。図１６は、コンバータユニッ
ト１００を電動機３０に直接取り付けた場合の基本構成
であり、電動機３０の固定手段や冷却系については省略
してある。図１６において、３０ｇは回転子、３０ｂは
出力軸、３０ｃは固定子、３０ｄはフレーム、３０ｅ
１，３０ｅ２は軸受である。
成を示している。図１６において、図１と同一構成要素
は同一番号を付してある。図１６は、コンバータユニッ
ト１００を電動機３０に直接取り付けた場合の基本構成
であり、電動機３０の固定手段や冷却系については省略
してある。図１６において、３０ｇは回転子、３０ｂは
出力軸、３０ｃは固定子、３０ｄはフレーム、３０ｅ
１，３０ｅ２は軸受である。
【００３１】コンバータユニット１００は、コンバータ
構成要素であるインバータ２０、コンデンサ２０ａ、半
導体スイッチアーム１０、コンデンサ１０ｃを、共通取
付台１００ａを介して電動機３０のフレーム３０ｄに取
り付ける。１００ｂはコンバータユニットカバーであ
る。インバータ２０と電動機３０とを接続する交流接続
線３００ｘは、フレーム３０ｄの貫通孔３０ｆを通して
電動機巻線３００と接続する。同図からわかるように、
交流接続線３００ｘはコンバータユニットカバー１００
ｂの内部で接続されるため、外部の気中にさらされるこ
とはない。
構成要素であるインバータ２０、コンデンサ２０ａ、半
導体スイッチアーム１０、コンデンサ１０ｃを、共通取
付台１００ａを介して電動機３０のフレーム３０ｄに取
り付ける。１００ｂはコンバータユニットカバーであ
る。インバータ２０と電動機３０とを接続する交流接続
線３００ｘは、フレーム３０ｄの貫通孔３０ｆを通して
電動機巻線３００と接続する。同図からわかるように、
交流接続線３００ｘはコンバータユニットカバー１００
ｂの内部で接続されるため、外部の気中にさらされるこ
とはない。
【００３２】以上のように、本発明を電気自動車の車両
駆動システムに適用した場合につき説明したが、本発明
は、直流電源を動力源とする交流電動機を駆動する各種
の可変速駆動システムに適用することができる。また、
各実施形態では直流電源として二次電池を使用した場合
を示しているが、他の直流電源、すなわち、 （１）燃料電池 （２）電気二重層キャパシタ電池 （３）車載エンジン発電機と整流器とによる直流電源 （４）上記（１）〜（３）の電源の組み合わせ を適用できることは勿論である。
駆動システムに適用した場合につき説明したが、本発明
は、直流電源を動力源とする交流電動機を駆動する各種
の可変速駆動システムに適用することができる。また、
各実施形態では直流電源として二次電池を使用した場合
を示しているが、他の直流電源、すなわち、 （１）燃料電池 （２）電気二重層キャパシタ電池 （３）車載エンジン発電機と整流器とによる直流電源 （４）上記（１）〜（３）の電源の組み合わせ を適用できることは勿論である。
【００３３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明は交流電動機
の巻線の中性点を半導体スイッチ素子を介して直流電源
に接続し、また、インバータの零電圧ベクトル出力動作
を利用してインバータをチョッパとして動作させるもの
であり、インバータの入力電圧を直流電源電圧に対し昇
降圧制御することにより、以下のような利点を有する。 （１）低速域においてインバータのＰＡＭ制御が可能に
なるため、ＰＷＭ制御方式に比べて電動機の損失が大幅
に低減され、低速域におけるシステム効率が向上する。
特に、電池を電源とする電気自動車等においては、この
低速域における効率向上は非常に効果が大きい。 （２）図２０、図２１に示したような従来のチョッパ方
式に比べて、チョッパのスイッチアームおよびチョッパ
用リアクトルを省略することができる。 （３）インバータの入力電圧を可変にすることができ
る。 （４）システム機器の小形・軽量化、低価格化が可能に
なる。 （５）インバータを最適な電圧値で動作させることがで
きるのでシステム効率が向上する。 （６）半導体スイッチ素子をモノポーラ形またはモノポ
ーラ形とバイポーラ形のハイブリッド形とすれば、低出
力域でのインバータの効率が大幅に向上する。 （７）半導体スイッチ部の構成を一体化し、電動機に直
接取り付ける構成とすることにより、駆動システムの小
形・軽量化が図れる。 （８）コンバータユニットを電動機に直接取り付けるこ
とにより、インバータと電動機との間の交流接続線をフ
レーム等の金属体により覆って気中にさらされない構造
とすることができる。これにより、交流接続線から気中
に放射される電磁ノイズが大幅に低減する。特に、電気
自動車等へ適用した場合にこの効果は非常に大きい。 以上の点から、本発明を電気自動車に適用した場合の効
果は非常に大きく、電気自動車の普及・発展に大きく貢
献することができる。
の巻線の中性点を半導体スイッチ素子を介して直流電源
に接続し、また、インバータの零電圧ベクトル出力動作
を利用してインバータをチョッパとして動作させるもの
であり、インバータの入力電圧を直流電源電圧に対し昇
降圧制御することにより、以下のような利点を有する。 （１）低速域においてインバータのＰＡＭ制御が可能に
なるため、ＰＷＭ制御方式に比べて電動機の損失が大幅
に低減され、低速域におけるシステム効率が向上する。
特に、電池を電源とする電気自動車等においては、この
低速域における効率向上は非常に効果が大きい。 （２）図２０、図２１に示したような従来のチョッパ方
式に比べて、チョッパのスイッチアームおよびチョッパ
用リアクトルを省略することができる。 （３）インバータの入力電圧を可変にすることができ
る。 （４）システム機器の小形・軽量化、低価格化が可能に
なる。 （５）インバータを最適な電圧値で動作させることがで
きるのでシステム効率が向上する。 （６）半導体スイッチ素子をモノポーラ形またはモノポ
ーラ形とバイポーラ形のハイブリッド形とすれば、低出
力域でのインバータの効率が大幅に向上する。 （７）半導体スイッチ部の構成を一体化し、電動機に直
接取り付ける構成とすることにより、駆動システムの小
形・軽量化が図れる。 （８）コンバータユニットを電動機に直接取り付けるこ
とにより、インバータと電動機との間の交流接続線をフ
レーム等の金属体により覆って気中にさらされない構造
とすることができる。これにより、交流接続線から気中
に放射される電磁ノイズが大幅に低減する。特に、電気
自動車等へ適用した場合にこの効果は非常に大きい。 以上の点から、本発明を電気自動車に適用した場合の効
果は非常に大きく、電気自動車の普及・発展に大きく貢
献することができる。
【図１】本発明の第１実施形態の回路構成図である。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】図１における力行、降圧時の動作説明図であ
る。
る。
【図４】図１における回生制動、降圧時の動作説明図で
ある。
ある。
【図５】図１における力行、昇圧時の動作説明図であ
る。
る。
【図６】図１における回生制動、昇圧時の動作説明図で
ある。
ある。
【図７】本発明の第２実施形態の回路構成図である。
【図８】本発明の第３実施形態の回路構成図である。
【図９】本発明の第４実施形態の回路構成図である。
【図１０】本発明の第５実施形態の回路構成図である。
【図１１】本発明の第６実施形態の回路構成図である。
【図１２】半導体スイッチ素子の電圧−電流特性図であ
る。
る。
【図１３】インバータの効率特性図である。
【図１４】本発明の第７実施形態の回路構成図である。
【図１５】図１４の半導体スイッチ素子の電圧−電流特
性図である。
性図である。
【図１６】本発明の第８実施形態の構成図である。
【図１７】従来技術による電気自動車の駆動システム構
成図である。
成図である。
【図１８】従来技術による電気自動車の駆動特性図であ
る。
る。
【図１９】従来技術による他の電気自動車の駆動特性図
である。
である。
【図２０】従来技術による他の電気自動車の駆動システ
ム構成図である。
ム構成図である。
【図２１】図２０におけるチョッパの回路構成図であ
る。
る。
【図２２】従来技術による他の電気自動車の駆動システ
ム構成図である。
ム構成図である。
１ 直流電源 １ｂ，１ｃ，１０ｄ，１０ｄ１，１０ｄ２，１０ｆ１，
１０ｆ２ 接続線 ７ 補機電動機 ８，２０ インバータ １０ 半導体スイッチアーム １０ａ，１０ｂ スイッチアームユニット １０ｃ，２０ａ コンデンサ １０ｅ，２０ｄ 正極側端子 １００ コンバータユニット １００ａ 共通取付台 １００ｂ コンバータユニットカバー １００ｃ 接続点 １０１ａ，１０１ｂ，２０１ｕ，２０１ｕ’，２０２ｘ
半導体スイッチ素子 １０２ａ，１０２ｂ，２０３ｕ，２０４ｘ，９０２ｂ，
９０４ｂ ダイオード ２０１ｕ１ ＭＯＳＦＥＴ ２０１ｕ２ ＩＧＢＴ ３０ 交流電動機 ３０ａ，３００ｃ 中性点 ３０ｂ 出力軸 ３０ｃ 固定子 ３０ｄ フレーム ３０ｅ１，３０ｅ２ 軸受 ３０ｆ 貫通孔 ３０ｇ 回転子 ３００，３００ｕ 電動機巻線 ３０１ｕ 誘起電圧 ３００ｘ 交流接続線 ９０，９１ 回路開閉器 ９００ａ，９００ｂ サイリスタ ９０１ａ，９０１ｂ ＧＴＯサイリスタ ９０２ａ，９０４ａ トランジスタ ９０３，９０５ 半導体スイッチ回路
１０ｆ２ 接続線 ７ 補機電動機 ８，２０ インバータ １０ 半導体スイッチアーム １０ａ，１０ｂ スイッチアームユニット １０ｃ，２０ａ コンデンサ １０ｅ，２０ｄ 正極側端子 １００ コンバータユニット １００ａ 共通取付台 １００ｂ コンバータユニットカバー １００ｃ 接続点 １０１ａ，１０１ｂ，２０１ｕ，２０１ｕ’，２０２ｘ
半導体スイッチ素子 １０２ａ，１０２ｂ，２０３ｕ，２０４ｘ，９０２ｂ，
９０４ｂ ダイオード ２０１ｕ１ ＭＯＳＦＥＴ ２０１ｕ２ ＩＧＢＴ ３０ 交流電動機 ３０ａ，３００ｃ 中性点 ３０ｂ 出力軸 ３０ｃ 固定子 ３０ｄ フレーム ３０ｅ１，３０ｅ２ 軸受 ３０ｆ 貫通孔 ３０ｇ 回転子 ３００，３００ｕ 電動機巻線 ３０１ｕ 誘起電圧 ３００ｘ 交流接続線 ９０，９１ 回路開閉器 ９００ａ，９００ｂ サイリスタ ９０１ａ，９０１ｂ ＧＴＯサイリスタ ９０２ａ，９０４ａ トランジスタ ９０３，９０５ 半導体スイッチ回路
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Claims (20)
- 【請求項１】 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力
するインバータの交流出力側に、前記インバータにより
駆動され、かつ前記インバータと同相数の交流電動機の
巻線の一端を接続し、これらの電動機巻線の他端を一括
接続して中性点を構成すると共に、 半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したス
イッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッ
チアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッ
チアームの通流極性を、前記直流電源の正極側から通流
する方向とし、 前記スイッチアームユニットの相互接続点と前記中性点
とを接続し、前記インバータの直流入力側の一端と前記
直流電源の一端とを接続したことを特徴とする交流電動
機の可変速駆動システム。 - 【請求項２】 請求項１記載の交流電動機の可変速駆動
システムにおいて、 前記インバータの入力電圧を、前記直流電源電圧に対し
て可変とすることを特徴とする交流電動機の可変速駆動
システム。 - 【請求項３】 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力
するインバータの交流出力側に、前記インバータにより
駆動され、かつ前記インバータと同相数の交流電動機の
巻線の一端を接続し、これらの電動機巻線の他端を一括
接続して中性点を構成すると共に、 半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したス
イッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッ
チアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッ
チアームの通流極性は、前記直流電源の正極側から通流
する方向とし、 前記スイッチアームユニットの相互接続点と前記中性点
とを接続し、前記インバータの直流入力側の一端と前記
直流電源の一端とを接続すると共に、 前記半導体スイッチアームの正極側と前記インバータの
直流入力端子の正極側とを回路開閉器を介して接続する
ことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項４】 請求項３記載の交流電動機の可変速駆動
システムにおいて、 前記回路開閉器を“閉”にして、前記インバータの入力
電圧と前記直流電源電圧とが等しくなるようにしたこと
を特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項５】 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力
するインバータの交流出力側に、前記インバータにより
駆動され、かつ前記インバータと同相数の交流電動機の
巻線の一端を接続し、これらの電動機巻線の他端を一括
接続して中性点を構成すると共に、 半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したス
イッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッ
チアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッ
チアームの通流極性は、前記直流電源の正極側から通流
する方向とし、 前記スイッチアームユニットの相互接続点と前記中性点
とを第１の回路開閉器を介して接続し、前記インバータ
の直流入力側の一端と前記直流電源の一端とを接続する
と共に、 前記半導体スイッチアームの正極側と前記インバータの
直流入力端子の正極側とを第２の回路開閉器を介して接
続したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システ
ム。 - 【請求項６】 請求項５記載の交流電動機の可変速駆動
システムにおいて、 前記第１の回路開閉器を“開”、前記第２の回路開閉器
を“閉”にして、前記インバータの入力電圧と前記直流
電源電圧とが等しくなるようにしたことを特徴とする交
流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項７】 請求項３，４，５または６記載の交流電
動機の可変速駆動システムにおいて、 前記回路開閉器を半導体スイッチ回路により構成したこ
とを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項８】 請求項７記載の交流電動機の可変速駆動
システムにおいて、 前記半導体スイッチ回路を、サイリスタを逆並列接続し
て構成したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動シ
ステム。 - 【請求項９】 請求項７記載の交流電動機の可変速駆動
システムにおいて、 前記半導体スイッチ回路を、ＧＴＯサイリスタを逆並列
接続して構成したことを特徴とする交流電動機の可変速
駆動システム。 - 【請求項１０】 請求項７記載の交流電動機の可変速駆
動システムにおいて、 前記半導体スイッチ回路を、トランジスタとダイオード
とを逆並列接続して構成してなる半導体スイッチ回路を
逆直列接続して構成したことを特徴とする交流電動機の
可変速駆動システム。 - 【請求項１１】 請求項１〜１０の何れか１項に記載さ
れた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記直流電源が二次電池であることを特徴とする交流電
動機の可変速駆動システム。 - 【請求項１２】 請求項１〜１０の何れか１項に記載さ
れた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記直流電源が燃料電池であることを特徴とする交流電
動機の可変速駆動システム。 - 【請求項１３】 請求項１〜１０の何れか１項に記載さ
れた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記直流電源が電気二重層キャパシタ電池であることを
特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項１４】 請求項１〜１０の何れか１項に記載さ
れた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記直流電源が、エンジン発電機と整流器とからなる電
源であることを特徴とする交流電動機の可変速駆動シス
テム。 - 【請求項１５】 請求項１〜１４の何れか１項に記載さ
れた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記インバータ入力電圧Ｖi、インバータ出力電圧（線
間電圧実効値）Ｖo、前記直流電源の電圧Ｖdの関係が以
下の式により表されることを特徴とする交流電動機の可
変速駆動システム。 Ｖo≦１．５1/2Ｖd Ｖo≦１．５1/2Ｖi - 【請求項１６】 請求項１，２，３，４，５，６，７，
１０，１１，１２，１３，１４，１５または１６記載の
交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記インバータ、前記スイッチアームユニット、前記回
路開閉器を構成する半導体スイッチ素子をモノポーラ形
半導体スイッチ素子としたことを特徴とする交流電動機
の可変速駆動システム。 - 【請求項１７】 請求項１，２，３，４，５，６，７，
１０，１１，１２，１３，１４，１５または１６記載の
交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記インバータ、前記スイッチアームユニット、前記回
路開閉器を構成する半導体スイッチを、モノポーラ形半
導体スイッチ素子とバイポーラ形半導体スイッチ素子と
を並列接続したハイブリッド形半導体スイッチとしたこ
とを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項１８】 請求項１６または１７記載の交流電動
機の可変速駆動システムにおいて、 モノポーラ形半導体スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項１９】 請求項１７記載の交流電動機の可変速
駆動システムにおいて、 バイポーラ形半導体スイッチ素子がＩＧＢＴであること
を特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。 - 【請求項２０】 請求項１〜１９の何れか１項に記載さ
れた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、 前記インバータ、前記半導体スイッチングアーム、前記
交流電動機を一体構造としたことを特徴とする交流電動
機の可変速駆動システム。
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-
1999
- 1999-01-26 JP JP01649299A patent/JP4081699B2/ja not_active Expired - Lifetime
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