JP4081699B2 - 交流電動機の可変速駆動システム - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源の電力によって駆動される交流電動機の可変速駆動システムに関し、特に電気自動車に適用して好適な可変速駆動システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の可変速駆動システムを、電気自動車を例にとって説明する。
図１７は、電池を電源とする公知の電気自動車の電気システムを示している。図において、１は直流電源（主電池）、２は車両駆動用交流電動機３を駆動するインバータ、４は減速機、５はデフギア、６は車輪をそれぞれ示す。
また、７は補機電動機であり、エアコン、パワステアリング、各種ポンプ等を駆動するものであるが、ここでは代表して１台のみを示してある。８は補機電動機７を駆動するインバータである。この例では、インバータ２及び電動機３の相数が３の場合で示してある。
【０００３】
図１８は、図１７の電気自動車の速度、牽引力、走行抵抗等の代表的な特性について示したものである。速度０からＶ１までは定トルク運転域、Ｖ１からＶmaxまでが定出力域である。定トルク運転域では、インバータ出力電圧を速度に比例して増大させ、定出力運転域では、インバータ出力電圧を一定とする。なお、インバータ入力電圧は全域にわたり一定である。
従来の電気システムでは、電気システム効率（インバータと電動機との合成効率）の最大値域（最高効率範囲）は、図示の通り中速、中出力域となっている。一方、平坦路走行時の車両走行抵抗は、図示のように低・中出力域では最大牽引力の１／５以下になっている。また、通常の運転域（常用運転範囲）においても、図示のように車両走行抵抗は最大牽引力の数分の１以下となっている。
【０００４】
定トルク運転域では、インバータはＰＷＭ（パルス幅変調）制御のＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波数）運転を行っているため、インバータのスイッチングに伴う損失がインバータと電動機に発生し、電気システム効率を下げることとなる。この定トルク運転域における効率を向上させるため、図１９に示すように、定トルク運転域でもインバータの入力電圧を可変とし、インバータを１パルス運転するＰＡＭ（パルス振幅変調）運転が提案されている。
図１９の例では、モードIが１パルスでＰＡＭ運転の定トルク運転域であり、モードIIが１パルスで出力電圧一定運転の定出力運転域である。定トルク運転域では、インバータの出力電圧は速度に比例して増加するので、インバータ入力電圧も速度に比例して増加させる。このようにインバータ入力電圧を可変とするため、インバータ入力側にチョッパを挿入する。
【０００５】
図２０は、上述した図１９の特性を実現するための回路構成例である。ここで、図１７と同一の構成要素は同一番号を付してある。
図２０において、９は電流２象限昇降圧チョッパであり、このチョッパ９の出力側に三相電圧形インバータ等のインバータ２が接続されている。
【０００６】
図２１はチョッパ９の回路構成図である。この図２１において、９１〜９４はスイッチアームユニットであり、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）からなる半導体スイッチ素子９１ａ，９２ａ，９３ａ，９４ａとダイオード９１ｂ，９２ｂ，９３ｂ，９４ｂとを各々逆並列接続して構成されている。９５は電流平滑リアクトル、９６，９７は電圧平滑コンデンサである。
チョッパ９は、直流電源１側から見て電流２象限の降圧チョッパであり、その制御方法及び動作は公知であるため、説明を省略する。
【０００７】
ここで大きな問題となるのは、チョッパ９の大きさ、重量、価格である。このチョッパ９は電動機駆動用インバータ２とほぼ同じ容量のものが必要となるので、その小形・軽量化、価格低減が大きな課題となる。中でも、チョッパ９の電流平滑リアクトル９５はインバータ２と同程度の電流定格が必要であり、その小形・軽量化、価格低減が特に大きな課題となっている。
この点に鑑み、チョッパの電流リアクトルを必要としない零相インバータ方式が、本出願人による特願平９−３４５０１４号として提案されている。
【０００８】
図２２はこの基本システムを示す図であり、図２０と同一構成要素は同一番号を付してある。図２２において、２ａはインバータ、３ａは交流電動機、２１ａはインバータ２ａの入力コンデンサである。ここではインバータ２ａ及び電動機３ａが３相の場合で示してある。
電動機３ａの巻線３ａ１の各一端はインバータ２aに接続され、他端は全巻線を一括接続して中性点３０ｃを構成する。この中性点３０ｃとインバータ２ａの入力側の一端（図ではＮ側）との間に直流電源１ａを接続する。
【０００９】
その制御方法の概要は、インバータ２ａを零電圧ベクトルモードで動作させ、電動機３ａの巻線３ａ１をリアクトルとして使用することで、インバータ２ａの半導体スイッチ素子をチョッパスイッチとして使用し、入力コンデンサ２１ａとインバータ２ａとの間で等価的なチョッパを構成するものである。
【００１０】
この零相インバータ方式では、直流電源電圧Ｖ_d、インバータ入力電圧Ｖ_i、電動機誘起電圧尖頭値Ｖ_mとの間に次の関係がある。
Ｖ_i≧Ｖ_d＋Ｖ_m／√３
Ｖ_i／√３≧Ｖ_d≧０
【００１１】
先の図１９に示したように、ＰＡＭ制御を行うためには、低速域においてインバータ入力電圧Ｖ_iを０〜Ｖ_dまで可変できることが必要である。上述した図２２の方式では、インバータ入力電圧Ｖ_iをＶ_d以下に制御することは不可能であるため、低速域ではＰＡＭ制御を実現できないことが大きな問題点となっている。
そこで本発明は、低速域におけるＰＡＭ制御を可能にし、電気システム効率の向上を可能にした可変速駆動システムを提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明はインバータの零相モード（零電圧ベクトルモード）を利用すれば、交流電動機巻線の中性点からインバータの直流入力側へ電力を変換できることに着目したものであり、スイッチアームユニットを２個直列接続して構成した半導体スイッチアームを直流電源に並列接続し、スイッチアームユニットの相互接続点と電動機巻線の中性点とを接続すると共に、インバータの入力電圧を直流電源電圧に対して昇降圧制御可能とし、しかも、電流２象限動作させるようにしたものである。
また、本発明では、インバータや前記半導体スイッチアームを構成する半導体スイッチ素子をモノポーラ形またはモノポーラ形とバイポーラ形とのハイブリッド形素子とすることにより、低出力運転域における効率向上を図っている。
更に、本発明では、インバータや半導体スイッチアーム等の半導体スイッチ部を収納したコンバータユニットを車両駆動用交流電動機に直接取り付けることにより、駆動システムを一体構造にした可変速駆動システムを提供する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は第１実施形態の回路構成を示しており、請求項１，２の発明の実施形態に相当する。図１において、１０は半導体スイッチアームであり、Ｐ側スイッチアームユニット１０ａとＮ側スイッチアームユニット１０ｂとを直列接続して構成されている。各スイッチアームユニット１０ａ，１０ｂは、半導体スイッチ素子１０１ａ，１０１ｂとこれらに逆並列接続されるダイオード１０２ａ，１０２ｂとからなっている。
【００１４】
半導体スイッチアーム１０の両端は直流電源１に接続され、各スイッチアームユニット１０ａ，１０ｂの相互接続点１００ｃと交流電動機３０の巻線３００の中性点３００ｃとが接続線１０ｄによって接続されている。１０ｃは半導体スイッチアーム１０に並列接続された平滑コンデンサである。また、図１７と同様に７は補機電動機、８はインバータである。
更に、２０は電動機３０を駆動するための三相電圧形インバータ等のインバータであり、図２０におけるインバータ２に相当する。２０ａはインバータの入力コンデンサである。図１では、インバータ２０、電動機３０共に３相の場合で示してある。
【００１５】
図１において、インバータ２０と電動機３０とは交流接続線３００ｘによって接続されている。
また、前記半導体スイッチアーム１０、コンデンサ１０ｃ、インバータ２０及びコンデンサ２０ａはコンバータユニット１００を構成しており、このコンバータユニット１００と直流電源１とは直流接続線１ｂ，１ｃによって接続されている。
【００１６】
本実施形態における直流電源１の電圧Ｖ_d、インバータ入力電圧Ｖ_iの関係を、図１、図２を用いて説明する。
まず、図１における中性点３００ｃの、直流電源１の負極側Ｎに対する電位について考察すると、図１の回路構成において、中性点３００ｃの電位は、ＰＷＭ制御運転では図２の（ａ）、１パルス運転では図２の（ｂ）のようになる。
ここで問題になるのは、中性点３００ｃの電位がＶ_d以上になると、半導体スイッチアーム１０のＰ側ダイオード１０２ａが導通して制御不能になってしまう。従って本実施形態では、いかなる場合でも中性点３００ｃの電位がＶ_d以上にならないようにする必要がある。このため、インバータ入力電圧Ｖ_i,インバータ出力電圧Ｖ_o（線間電圧実効値）、直流電源電圧Ｖ_dの関係を、次のようにする。
Ｖ_o≦１．５^1/2Ｖ_d
Ｖ_o≦１．５^1/2Ｖ_i
【００１７】
次に、本実施形態の動作を、図１、図３を参照しつつ説明する。
まず、力行運転（電力が直流電源１から電動機３０に向かう方向の運転）時の降圧制御（ インバータ入力電圧Ｖ_i＜直流電源電圧Ｖ_dの場合の制御）について説明する。
図３は、図１のインバータ２０の３相のうち１相について示したものであり、この図を用いてインバータ１相分の動作を説明する。他の２相も同様の動作、制御となる。なお、図３において、２０１ｕ，２０２ｘはインバータ２０の半導体スイッチ素子、２０３ｕ，２０４ｘはこれらに逆並列接続されたダイオード、３００ｕは電動機３０の１相分の巻線、３０１ｕは１相分の誘起電圧である。
【００１８】
図３では、ダイオード２０３ｕが導通している時、スイッチ素子１０１ｂをオフし、スイッチ素子１０１ａをスイッチング制御することにより、直流電源１からの電力を制御し、インバータ２０の入力電圧Ｖ_iを目標値に制御する。ダイオード２０３ｕが導通しているので、スイッチ素子１０１ａをオンすると電流は経路ａを流れ、オフすると経路ｂを流れる。このチョッピング回路は、通常の降圧チョッパ回路と全く同じとなる。
【００１９】
次に、回生制動運転（電力が電動機３０から直流電源１に向かう方向の運転）時の降圧制御について、図４を参照しつつ説明する。図４も、図３と同様にインバータ２０を１相分のみ示してある。
図４では、スイッチ素子２０１ｕがオンしている時、スイッチ素子１０１ｂをスイッチング制御することによりインバータ２０からの電力を制御して、インバータ２０の入力電圧Ｖ_iを目標値に制御する。スイッチ素子２０１ｕがオンしているので、スイッチ素子１０１ｂをオンすると電流は経路ｃを流れ、オフすると経路ｄを流れる。このチョッピング回路は、通常の昇圧チョッパ回路と全く同じとなる。
【００２０】
次いで、力行運転時の昇圧制御（Ｖ_i＞Ｖ_dの場合の制御）について、図５を参照しつつ説明する。この図５もインバータ２０の１相分を示している。
スイッチ素子２０２ｘがオンしている時にスイッチ素子１０１ａをオンすると、図５の経路ｅで直流電源１が電動機巻線３００ｕを介して短絡される。
スイッチ素子２０２ｘがオフすると、電動機巻線３００ｕの直流電流は図の経路ｆでダイオード２０３ｕを介して流れ、インバータ２０の入力コンデンサ２０ａを充電する。このときの電流値の調整は、スイッチ素子１０１ａのオン時間調整により行う。
スイッチ素子１０１ａのオン後、電動機巻線電流が規定値以上になった時にスイッチ素子１０１ａをオフすると、電流は細線で示した経路ｇを流れ、巻線電流は減少する。つまり、スイッチ素子１０１ａのオン時間制御により、巻線電流すなわちインバータ２０への入力電力を調整する。
【００２１】
次に、回生制動運転時の昇圧制御について、図６を参照しつつ説明する。
スイッチ素子２０１ｕがオンすると、接続点１００ｃの電位はＶ_d，Ｖ_iと電動機誘起電圧尖頭値Ｖ_mとの差電圧となり、接続点１００ｃの電位がＶ_dより大きければ、電流は図示の経路ｈを流れ、次第に増加していく。また、接続点１００ｃの電位がＶ_dより小さければ、電流は減少していく。ここで、必要に応じてスイッチ素子１０１ｂをオンすれば、電流を増大させることができる。
スイッチ素子２０１ｕがオフすると、スイッチ素子１０１ｂがオフしていれば、電流は経路ｉで流れるので、直流電源１への電力回生により電流は減少する。電流が規定値に達したら、スイッチ素子１０１ｂをオンすると電流は経路ｊを流れ、ほぼ一定値に保たれる。
【００２２】
図７は、本発明の第２実施形態の回路構成であり、図１と同一構成要素は同一番号を付してある。図７の実施形態は、インバータ入力電圧が直流電源電圧と同じで良い場合の回路方式である。
この実施形態は、図１の回路構成に対して、インバータ２０の正極側端子２０ｄと半導体スイッチアーム１０の正極側端子１０ｅとを回路開閉器９０を介して接続線１０ｆ１，１０ｆ２により接続したものである。
【００２３】
電動機巻線３００の中性点３００ｃの電位はインバータ入力電圧Ｖ_iの１／２であるので、Ｖ_i≦２Ｖ_dであれば、半導体スイッチアーム１０のスイッチ素子をオンしない限り、中性点３００ｃを通って接続線１０ｄには電流は流れない。半導体スイッチアーム１０のスイッチ素子をオフして、回路開閉器９０を“閉”にすることにより、図１７においてＶ_i＝Ｖ_dとなる回路構成と同様になる。
【００２４】
更に、図８は本発明の第３実施形態の回路構成であり、図７と同一構成要素は同一番号を付してある。図８の回路構成も、図７と同じくインバータ入力電圧が直流電源電圧と同じで良い場合の回路方式である。
この実施形態では、図７の回路構成に対して更に、接続線１０ｄを機械的に確実に切り離すために接続線１０ｄ１，１０ｄ２に二分し、この中間に回路開閉器９１を挿入したものである。図８において、回路開閉器９０を“閉”にして回路開閉器９１を“開”にすれば、図１７の回路構成と同じになる。
【００２５】
図９は本発明の第４実施形態の回路構成図であり、図７、図８の回路開閉器９０，９１を、サイリスタ９００ａ，９００ｂを逆並列接続してなる半導体スイッチ回路により構成したものである。
また、図１０は本発明の第５実施形態の回路構成図であり、図７、図８の回路開閉器９０，９１を、ＧＴＯサイリスタ９０１ａ，９０１ｂを逆並列接続してなる半導体スイッチ回路により構成したものである。
更に、図１１は本発明の第６実施形態の回路構成図であり、図７、図８の回路開閉器９０，９１を、スイッチ回路９０３，９０５の逆直列接続回路により構成し、各スイッチ回路９０３，９０５を、トランジスタ９０２ａとダイオード９０２ｂとの逆並列接続回路、同９０４ａと９０４ｂとの逆並列接続回路によりそれぞれ構成したものである。
【００２６】
上記の説明では、半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いれば、半導体スイッチ部の損失が低減し、効率を向上させることができる。図１２は、トランジスタの電圧−電流特性を示したもので、ＡがＩＧＢＴの特性、ＢがＭＯＳＦＥＴの特性である。ＭＯＳＦＥＴでは所定の電圧範囲では電流がゼロであるため、損失を低減させることができる。
また、図１３は図１２に示した特性のＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴを用いた場合のインバータの出力−効率特性の一例であり、Ａが半導体スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合の特性、ＢがＩＧＢＴを用いた場合の特性である。同図から、半導体スイッチ素子をＭＯＳＦＥＴ等のモノポーラ形素子にすると、低出力域で効率が向上することが分かる。
【００２７】
次に、図１４は本発明の第７実施形態の半導体スイッチの回路構成であり、請求項１７に記載した発明の実施形態に相当する。図１４の半導体スイッチ２０１ｕ’は、図３のインバータ２０の半導体スイッチ素子２０１ｕに相当するもので、ＭＯＳＦＥＴ ２０１ｕ１とＩＧＢＴ ２０１ｕ２とを並列接続したハイブリッド形となっており、これらにダイオード２０３ｕを逆並列接続して構成されている。図３のインバータ２０の他の半導体スイッチ素子１０１ａ，１０１ｂ，２０２ｘも同様なスイッチ構成とする。
【００２８】
図１５は、図１４の半導体スイッチ２０１ｕ’及びＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴの電流−電圧特性である。
図１５におけるＣが半導体スイッチ２０１ｕ’の電流−電圧特性であり、ＭＯＳＦＥＴの特性ＡとＩＧＢＴの特性Ｃを合成した特性となっている。すなわち、電流がＩ₀より小さい領域ではＭＯＳＦＥＴの特性Ａとなり、電流がＩ₀より大きい領域ではＩＧＢＴの特性Ｂとなる。
これにより、図１４のハイブリッド形の半導体スイッチを使用したインバータの効率は、図１３に示した特性ＡとＢの間の特性となる。
【００２９】
なお、半導体スイッチをモノポーラ形とすること、あるいはハイブリッド形とすることは、インバータ３０に限らずスイッチアームユニット１０ａ，１０ｂにも適用可能であり、更に、回路開閉器９０，９１をトランジスタによって構成する場合にも適用可能である。
【００３０】
図１６は、本発明の第８実施形態の回路構成を示している。図１６において、図１と同一構成要素は同一番号を付してある。
図１６は、コンバータユニット１００を電動機３０に直接取り付けた場合の基本構成であり、電動機３０の固定手段や冷却系については省略してある。図１６において、３０ｇは回転子、３０ｂは出力軸、３０ｃは固定子、３０ｄはフレーム、３０ｅ１，３０ｅ２は軸受である。
【００３１】
コンバータユニット１００は、コンバータ構成要素であるインバータ２０、コンデンサ２０ａ、半導体スイッチアーム１０、コンデンサ１０ｃを、共通取付台１００ａを介して電動機３０のフレーム３０ｄに取り付ける。１００ｂはコンバータユニットカバーである。
インバータ２０と電動機３０とを接続する交流接続線３００ｘは、フレーム３０ｄの貫通孔３０ｆを通して電動機巻線３００と接続する。同図からわかるように、交流接続線３００ｘはコンバータユニットカバー１００ｂの内部で接続されるため、外部の気中にさらされることはない。
【００３２】
以上のように、本発明を電気自動車の車両駆動システムに適用した場合につき説明したが、本発明は、直流電源を動力源とする交流電動機を駆動する各種の可変速駆動システムに適用することができる。
また、各実施形態では直流電源として二次電池を使用した場合を示しているが、他の直流電源、すなわち、
（１）燃料電池
（２）電気二重層キャパシタ電池
（３）車載エンジン発電機と整流器とによる直流電源
（４）上記（１）〜（３）の電源の組み合わせ
を適用できることは勿論である。
【００３３】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明は交流電動機の巻線の中性点を半導体スイッチ素子を介して直流電源に接続し、また、インバータの零電圧ベクトル出力動作を利用してインバータをチョッパとして動作させるものであり、インバータの入力電圧を直流電源電圧に対し昇降圧制御することにより、以下のような利点を有する。
（１）低速域においてインバータのＰＡＭ制御が可能になるため、ＰＷＭ制御方式に比べて電動機の損失が大幅に低減され、低速域におけるシステム効率が向上する。特に、電池を電源とする電気自動車等においては、この低速域における効率向上は非常に効果が大きい。
（２）図２０、図２１に示したような従来のチョッパ方式に比べて、チョッパのスイッチアームおよびチョッパ用リアクトルを省略することができる。
（３）インバータの入力電圧を可変にすることができる。
（４）システム機器の小形・軽量化、低価格化が可能になる。
（５）インバータを最適な電圧値で動作させることができるのでシステム効率が向上する。
（６）半導体スイッチ素子をモノポーラ形またはモノポーラ形とバイポーラ形のハイブリッド形とすれば、低出力域でのインバータの効率が大幅に向上する。
（７）半導体スイッチ部の構成を一体化し、電動機に直接取り付ける構成とすることにより、駆動システムの小形・軽量化が図れる。
（８）コンバータユニットを電動機に直接取り付けることにより、インバータと電動機との間の交流接続線をフレーム等の金属体により覆って気中にさらされない構造とすることができる。これにより、交流接続線から気中に放射される電磁ノイズが大幅に低減する。特に、電気自動車等へ適用した場合にこの効果は非常に大きい。
以上の点から、本発明を電気自動車に適用した場合の効果は非常に大きく、電気自動車の普及・発展に大きく貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の回路構成図である。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】図１における力行、降圧時の動作説明図である。
【図４】図１における回生制動、降圧時の動作説明図である。
【図５】図１における力行、昇圧時の動作説明図である。
【図６】図１における回生制動、昇圧時の動作説明図である。
【図７】本発明の第２実施形態の回路構成図である。
【図８】本発明の第３実施形態の回路構成図である。
【図９】本発明の第４実施形態の回路構成図である。
【図１０】本発明の第５実施形態の回路構成図である。
【図１１】本発明の第６実施形態の回路構成図である。
【図１２】半導体スイッチ素子の電圧−電流特性図である。
【図１３】インバータの効率特性図である。
【図１４】本発明の第７実施形態の回路構成図である。
【図１５】図１４の半導体スイッチ素子の電圧−電流特性図である。
【図１６】本発明の第８実施形態の構成図である。
【図１７】従来技術による電気自動車の駆動システム構成図である。
【図１８】従来技術による電気自動車の駆動特性図である。
【図１９】従来技術による他の電気自動車の駆動特性図である。
【図２０】従来技術による他の電気自動車の駆動システム構成図である。
【図２１】図２０におけるチョッパの回路構成図である。
【図２２】従来技術による他の電気自動車の駆動システム構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
１ｂ，１ｃ，１０ｄ，１０ｄ１，１０ｄ２，１０ｆ１，１０ｆ２ 接続線
７ 補機電動機
８，２０ インバータ
１０ 半導体スイッチアーム
１０ａ，１０ｂ スイッチアームユニット
１０ｃ，２０ａ コンデンサ
１０ｅ，２０ｄ 正極側端子
１００ コンバータユニット
１００ａ 共通取付台
１００ｂ コンバータユニットカバー
１００ｃ 接続点
１０１ａ，１０１ｂ，２０１ｕ，２０１ｕ’，２０２ｘ 半導体スイッチ素子
１０２ａ，１０２ｂ，２０３ｕ，２０４ｘ，９０２ｂ，９０４ｂ ダイオード
２０１ｕ１ ＭＯＳＦＥＴ
２０１ｕ２ ＩＧＢＴ
３０ 交流電動機
３０ａ，３００ｃ 中性点
３０ｂ 出力軸
３０ｃ 固定子
３０ｄ フレーム
３０ｅ１，３０ｅ２ 軸受
３０ｆ 貫通孔
３０ｇ 回転子
３００，３００ｕ 電動機巻線
３０１ｕ 誘起電圧
３００ｘ 交流接続線
９０，９１ 回路開閉器
９００ａ，９００ｂ サイリスタ
９０１ａ，９０１ｂ ＧＴＯサイリスタ
９０２ａ，９０４ａ トランジスタ
９０３，９０５ 半導体スイッチ回路

Claims (20)

1. 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力するインバータの交流出力側に、前記インバータにより駆動され、かつ前記インバータと同相数の交流電動機の巻線の一端を接続し、これらの電動機巻線の他端を一括接続して中性点を構成すると共に、
   半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッチアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッチアームの通流極性を、前記直流電源の正極側から通流する方向とし、前記スイッチアームユニットの相互接続点と前記中性点とを接続し、前記インバータの直流入力側の一端と前記直流電源の一端とを接続したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
2. 請求項１記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
   前記インバータの入力電圧を、前記直流電源電圧に対して可変とすることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
3. 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力するインバータの交流出力側に、前記インバータにより駆動され、かつ前記インバータと同相数の交流電動機の巻線の一端を接続し、これらの電動機巻線の他端を一括接続して中性点を構成すると共に、
   半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッチアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッチアームの通流極性は、前記直流電源の正極側から通流する方向とし、
   前記スイッチアームユニットの相互接続点と前記中性点とを接続し、前記インバータの直流入力側の一端と前記直流電源の一端とを接続すると共に、
   前記半導体スイッチアームの正極側と前記インバータの直流入力端子の正極側とを回路開閉器を介して接続することを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
4. 請求項３記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
   前記回路開閉器を“閉”にして、前記インバータの入力電圧と前記直流電源電圧とが等しくなるようにしたことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
5. 可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力するインバータの交流出力側に、前記インバータにより駆動され、かつ前記インバータと同相数の交流電動機の巻線の一端を接続し、これらの電動機巻線の他端を一括接続して中性点を構成すると共に、
   半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッチアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッチアームの通流極性は、前記直流電源の正極側から通流する方向とし、
   前記スイッチアームユニットの相互接続点と前記中性点とを第１の回路開閉器を介して接続し、前記インバータの直流入力側の一端と前記直流電源の一端とを接続すると共に、
   前記半導体スイッチアームの正極側と前記インバータの直流入力端子の正極側とを第２の回路開閉器を介して接続したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
6. 請求項５記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
   前記第１の回路開閉器を“開”、前記第２の回路開閉器を“閉”にして、前記インバータの入力電圧と前記直流電源電圧とが等しくなるようにしたことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
7. 請求項３，４，５または６記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
   前記回路開閉器を半導体スイッチ回路により構成したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
8. 請求項７記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
   前記半導体スイッチ回路を、サイリスタを逆並列接続して構成したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
9. 請求項７記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
   前記半導体スイッチ回路を、ＧＴＯサイリスタを逆並列接続して構成したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
10. 請求項７記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    前記半導体スイッチ回路を、トランジスタとダイオードとを逆並列接続して構成してなる半導体スイッチ回路を逆直列接続して構成したことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
11. 請求項１〜１０の何れか１項に記載された交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    前記直流電源が二次電池であることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
12. 請求項１〜１０の何れか１項に記載された交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    前記直流電源が燃料電池であることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
13. 請求項１〜１０の何れか１項に記載された交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    前記直流電源が電気二重層キャパシタ電池であることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
14. 請求項１〜１０の何れか１項に記載された交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    前記直流電源が、エンジン発電機と整流器とからなる電源であることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
15. 請求項１〜１４の何れか１項に記載された交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    前記インバータ入力電圧Ｖ_i、インバータ出力電圧（線間電圧実効値）Ｖ_o、前記直流電源の電圧Ｖ_dの関係が以下の式により表されることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
    Ｖ_o≦１．５^1/2Ｖ_d
    Ｖ_o≦１．５^1/2Ｖ_i
16. 請求項１，２，３，４，５，６，７，１０，１１，１２，１３，１４，１５または１６記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、前記インバータ、前記スイッチアームユニット、前記回路開閉器を構成する半導体スイッチ素子をモノポーラ形半導体スイッチ素子としたことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
17. 請求項１，２，３，４，５，６，７，１０，１１，１２，１３，１４，１５または１６記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、前記インバータ、前記スイッチアームユニット、前記回路開閉器を構成する半導体スイッチを、モノポーラ形半導体スイッチ素子とバイポーラ形半導体スイッチ素子とを並列接続したハイブリッド形半導体スイッチとしたことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
18. 請求項１６または１７記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    モノポーラ形半導体スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
19. 請求項１７記載の交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    バイポーラ形半導体スイッチ素子がＩＧＢＴであることを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
20. 請求項１〜１９の何れか１項に記載された交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
    前記インバータ、前記半導体スイッチングアーム、前記交流電動機を一体構造としたことを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。

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