WO2023175771A1

WO2023175771A1 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置

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Publication number: WO2023175771A1
Application number: PCT/JP2022/011911
Authority: WO
Inventors: 信吾原田; 寛貴中家; 千明藤本; 健太澤田; 光亮石川; 辰也森
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2022-03-16
Filing date: 2022-03-16
Publication date: 2023-09-21

Abstract

交流回転機の制御装置は、前記交流回転機に電圧を印加するインバータと、前記インバータに直流電力を供給する直流電源と、前記交流回転機を流れる回転機電流を検出する電流検出器と、前記交流回転機の回転二軸における第１軸の電圧指令値を演算する第１軸電圧指令値演算器と、前記回転二軸における第２軸の電圧指令値を演算する第２軸電圧指令値演算器と、を備える。前記第１軸電圧指令値演算器は、第１偏差に補正ゲインを乗算した補正第１偏差、第２偏差、および、回転角速度に基づいて前記第１軸の電圧指令値を演算する。前記補正ゲインの設定値は、前記交流回転機における物理量が急変した場合あるいは前記直流電源における出力電圧が上昇した場合に増加される。

Description

交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置

　本開示は、交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置に関する。

　特許文献１には、交流回転機のベクトル制御において、回転二軸（例えばｄ軸、ｑ軸）における干渉項を補償する、いわゆる非干渉制御に関する技術が開示されている。具体的に、特許文献１の制御装置は、ｄ軸およびｑ軸の干渉成分を算出する非干渉制御器、干渉成分の誤差を補正する非干渉誤差補正器、ｄ軸およびｑ軸の電流偏差に応じてＰＩ（比例積分）演算を行う電流ＰＩ制御器、等を備えている。

特開２０１０－１１９２４５号公報

　特許文献１の電流ＰＩ制御器において、電流偏差を算出するために検出した回転機電流値にノイズが含まれていると、交流回転機における駆動音の増大またはトルクリップル等が生じる原因となる。このような現象を抑制するために、電流ＰＩ制御器の応答性を低下させることも可能ではあるが、その場合には以下のような課題が生じる。
　交流回転機においては、例えば回転角速度が急減した際に、回転角速度に比例する誘起電圧も急減する結果、インバータの出力電圧が回転機電流を目標値とするために要する電圧と比較して過剰となる場合がある。また、回転角速度の急減以外をきっかけとして、このような状況が生じる場合もある。
　特許文献１の電流ＰＩ制御器の応答性を低下させると、上記のような状況においてインバータの出力電圧が過剰となる時間が長くなり、交流回転機の過電流状態を引き起こす要因となる。

　本開示は上記事情に鑑みてなされたものであり、検出した回転機電流値にノイズが含まれることに起因する駆動音の増大等を抑制しながら、過電流状態の発生も抑制することが可能な、交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

　上記課題を解決するために、本開示の一態様に係る交流回転機の制御装置は、交流回転機に電圧を印加するインバータと、前記インバータに直流電力を供給する直流電源と、前記交流回転機を流れる回転機電流を検出する電流検出器と、前記交流回転機の回転二軸における第１軸の電圧指令値を演算する第１軸電圧指令値演算器と、前記回転二軸における第２軸の電圧指令値を演算する第２軸電圧指令値演算器と、を備え、前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第１軸における検出電流値と、の偏差である第１偏差に補正ゲインを乗算した補正第１偏差、前記第２軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第２軸における検出電流値と、の偏差である第２偏差、および、前記交流回転機の回転角速度に基づいて前記第１軸の電圧指令値を演算し、前記補正ゲインの設定値は、前記交流回転機における物理量が急変した場合あるいは前記直流電源における出力電圧が上昇した場合に増加される。

　また、本開示の一態様に係る電動パワーステアリング装置は、上記態様の制御装置と、前記交流回転機と、前記交流回転機の駆動力を車両の操舵系に伝達する駆動力伝達機構と、を備える。

　本開示によれば、検出した回転機電流値にノイズが含まれることに起因する駆動音の増大等を抑制しながら、過電流状態の発生も抑制することが可能な、交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置を提供できる。

実施の形態１に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。実施の形態１におけるスイッチング信号の生成原理を説明するための図である。図１のｄ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。図１のｑ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。図１の修正電圧生成器で行われる処理の一例を示すフローチャートである。実施の形態１において、電圧指令値及び修正電圧指令値の波形の一例を示す図である。実施の形態１に係る制御装置において、回転角速度が高い場合の、ｑ軸電流指令値からｑ軸検出電流値までの伝達特性を示すボード線図である。実施の形態１において、補正ゲインと角速度絶対値の変化量との関係を示す図である。実施の形態１において、積分出力切替ゲインと回転角速度の絶対値の変化量と、の関係を示す図である。実施の形態１において、積分入力切替ゲインとｄ軸電流偏差との関係を示す図である。実施の形態１の第１変形例に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。実施の形態１の第１変形例に係るｄ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。実施の形態１の第１変形例に係るｑ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。実施の形態１の第１変形例において、補正ゲインと電流超過量の変化量との関係を示す図である。実施の形態１の第１変形例において、積分出力切替ゲインと電流超過量の変化量と、の関係を示す図である。実施の形態１の第２変形例に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。実施の形態１の第２変形例に係るｄ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。実施の形態１の第２変形例に係るｑ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。実施の形態１の第２変形例において、補正ゲインと直流母線電圧の変化量との関係を示す図である。実施の形態１の第２変形例において、積分出力切替ゲインと直流母線電圧の変化量と、の関係を示す図である。実施の形態２に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。実施の形態２に係るｄ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。実施の形態２に係るｑ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。実施の形態２において、比例ゲイン、制限ゲイン、および電圧振幅の関係を示す図である。実施の形態２において、シャント抵抗の両端電圧の波形の一例を示すグラフである。実施の形態２において、一部の修正電圧指令の値が上限値よりも大きい場合を示す図である。実施の形態３に係る電動パワーステアリング装置の概略構成を示すブロック図である。実施の形態３において、操舵トルクとｑ軸電流指令値と車速との関係を示すグラフである。実施の形態３において、車速と比例ゲインとの関係を示す図である。実施の形態４に係る電動パワーステアリング装置の概略構成を示すブロック図である。実施の形態４において、操舵トルクの変化量と制限ゲインとの関係を示すグラフである。

　以下、図面を参照して、本開示に係る回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置について詳細に説明する。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。図１に示す通り、制御装置１は、回転子位置検出器１１、インバータ１２、及び制御器１３を備えている。制御装置１は、制御装置１の外部から入力される制御指令としてのトルク指令Ｔ_ｒｅｆに基づいて、回転機１０を制御する。

　回転機１０は、三相の巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを有する三相交流回転機である。また、回転機１０は、回転二軸に基づいて制御可能な交流回転機である。本明細書において、「回転二軸」とは、回転機１０の回転子と同期して回転し、横断面において互いに直交する２つの軸を意味する。「横断面」とは、回転子の中心軸線に対して垂直な断面である。例えば、回転二軸は、ｄ-ｑ軸であってもよい。ｄ軸とは、回転子の中心軸線と磁極とを結ぶ軸である。ｑ軸とは、ｄ軸および前記中心軸線の双方に直交する軸である。また、回転二軸は、γ-δ軸であってもよい。γ軸とは、ｄ軸に対して回転方向にずれた軸である。δ軸とは、γ軸および前記中心軸線の双方に直交する軸である。回転二軸のうち、一方を第１軸といい、他方を第２軸という。例えば、ｄ軸を第１軸という場合、ｑ軸を第２軸という。なお、ｑ軸が第１軸であり、ｄ軸が第２軸であってもよい。同様に、γ軸を第１軸という場合、δ軸を第２軸という。

　以下では、回転機１０が永久磁石同期回転機であり、回転二軸がｄ-ｑ軸である場合について説明する。ただし、回転機１０は、例えば巻線界磁同期回転機、誘導回転機、シンクロナスリラクタンスモータ等であってもよい。また、以下の開示内容におけるｄ軸およびｑ軸を、δ軸およびγ軸に置換してもよい。

　回転子位置検出器１１は、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲ（磁気抵抗）センサ等を備えており、これらを用いて回転子位置θを検出する。回転子位置θとは、回転機１０が有する回転子の、回転方向における位置である。本実施の形態では、回転子位置検出器１１を用いて回転機１０の回転子位置θを検出する。ただし、回転子位置検出器１１を用いることなく、回転機１０の回転子位置θを推定する構成も採用可能である。つまり、本開示において、制御装置１が回転子位置検出器１１を備えていなくてもよい。

　インバータ１２は、回転機１０に電圧を印加する電力変換器である。具体的には、制御器１３の制御の下で、インバータ１２は、直流電源ＢＴから供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を回転機１０に供給する。直流電源ＢＴは、バッテリーに加えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等の、直流電力を供給するための機器を含む。本明細書において、直流電源ＢＴの出力電圧（直流母線電圧）をＶｄｃと表す。

　インバータ１２は、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ、及びシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備える。上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは、直流電源ＢＴの正極に接続されている。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐにそれぞれ接続されているとともに、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗをそれぞれ介して直流電源ＢＴの負極に接続されている。

　ここで、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、及びシャント抵抗ＲｕによってＵ相の直列回路が形成されている。このＵ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｕｐと下アームスイッチング素子Ｓｕｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｕに接続されている。

　また、上アームスイッチング素子Ｓｖｐ、下アームスイッチング素子Ｓｖｎ、及びシャント抵抗ＲｖによってＶ相の直列回路が形成されている。このＶ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｖｐと下アームスイッチング素子Ｓｖｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｖに接続されている。

　また、上アームスイッチング素子Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｗｎ、及びシャント抵抗ＲｗによってＷ相の直列回路が形成されている。このＷ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｗｐと下アームスイッチング素子Ｓｗｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｗに接続されている。

　上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等の半導体スイッチを用いることができる。

　上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐには、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐがそれぞれ入力される。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎには、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎがそれぞれ入力される。上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎによって、オン状態又はオフ状態になる。本明細書および図面では、スイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎを総称して、「スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎ」と表記する場合がある。

　例えば、スイッチング信号Ｇｕｐが「オン指令（＝１）」である場合に上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオン状態になり、スイッチング信号Ｇｕｐが「オフ指令（＝０）」である場合に上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオフ状態になる。他のスイッチング素子（上アームスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）についても同様である。このようにして、インバータ１２は、直流電源ＢＴが供給する直流電力から、回転機１０に供給する交流電力を生成する。

　シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗは、電流検出用の抵抗素子である。
　シャント抵抗Ｒｕは、回転機１０の巻線Ｕに流れる電流（回転機電流）ｉｕに比例した両端電圧ＶＲｕ（＝－Ｒｕ×ｉｕ）を制御器１３に出力する。シャント抵抗Ｒｖは、回転機１０の巻線Ｖに流れる電流（回転機電流）ｉｖに比例した両端電圧ＶＲｖ（＝－Ｒｖ×ｉｖ）を制御器１３に出力する。シャント抵抗Ｒｗは、回転機１０の巻線Ｗに流れる電流（回転機電流）ｉｗに比例した両端電圧ＶＲｗ（＝－Ｒｗ×ｉｗ）を制御器１３に出力する。本明細書および図面では、両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを総称して、「両端電圧ＶＲｕ～ＶＲｗ」と表記する場合がある。

　ここで、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗは、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの抵抗値とを乗算して得られる値であり、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに比例した量である。このため、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗは、電流を検出した値（回転機電流の検出値）であるといえる。
　尚、インバータ１２は、回転機１０と一体化されていてもよい。一体化されたインバータ１２および回転機１０を、パワーパックと呼ぶ。

　制御器１３は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆ、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗ、及び回転子位置θを入力値として用い、これらに基づいて、インバータ１２を駆動するスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを生成する。制御器１３は、例えば、マイコン又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の離散時間演算器により実現されるＰＷＭ制御器である。制御器１３は、電流指令値演算器２１、電流検出器２２、座標変換器２３（検出用座標変換器）、電圧指令値演算部２４、座標変換器２５（制御用座標変換器）、修正電圧生成器２６、ＰＷＭ信号生成器２７、速度演算器２８、変化量演算器３０、および絶対値演算器３１を備える。

　速度演算器２８は、回転子位置θに微分演算または差分演算を行うことで、回転機１０の回転角速度ωを求める。速度演算器２８は、求めた回転角速度ωを、電流指令値演算器２１、電圧指令値演算部２４のｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑに入力する。
　電流指令値演算器２１は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆ、直流母線電圧Ｖｄｃ、および回転角速度ωに基づいて、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆを演算する。電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆは、回転機１０に通電する電流の指令値（目標値）である。ｉｄ_ｒｅｆは「弱め界磁電流指令値」とも呼ばれ、ｉｑ_ｒｅｆは「トルク電流指令値」とも呼ばれる。電流指令値演算器２１が実行する演算手法としては、公知のＭＴＰＡ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｔｏｒｑｕｅ　Ｐｅｒ　Ａｍｐｅｒｅ）制御、ＭＴＰＶ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｔｏｒｑｕｅ　Ｐｅｒ　Ｖｏｌｔａｇｅ）制御、および弱め磁束制御を、運転範囲（速度－トルク特性の範囲）毎に適切に組み合わせて用いてもよい。なお、回転角速度ωを回転子の回転数に変換し、回転数を用いて各制御を行ってもよい。

　次に、ＰＷＭ信号生成器２７について説明する。ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧生成器２６から出力された修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′に基づいて、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調されたスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを出力する。修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′については、後述する。

　図２は、実施の形態１におけるスイッチング信号の生成原理を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′と、周期Ｔｃ（周波数ｆｃ）のキャリア三角波（搬送波）Ｃと、を比較することで、スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを生成する。修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する。

　具体的に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｕｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｕｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｕｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｕｎをオン（「１」）とする。

　また、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｖ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｖｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｖｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｖ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｖｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｖｎをオン（「１」）とする。

　また、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｗ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｗｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｗｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｗ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｗｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｗｎをオン（「１」）とする。

　尚、インバータ１２の上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとが同時にオン状態にならないように、スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎに短絡防止時間（デッドタイム）を設けても良い。

　スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎには、回転機１０の電気角１周期中において、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てをオン状態にするパターンが含まれる。具体的には、図２中における区間Ｄのように、スイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎの全てがオン（１）となるパターンが含まれる。

　ここで、インバータ１２から回転機１０に印加されるＰＷＭ変調後の電圧には、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の成分のほかに、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃの整数倍の成分が含まれる。これに起因して周期Ｔｃの整数倍の成分の電流が回転機１０に通電され、周期Ｔｃの値によっては回転機１０が異音を生じさせる。

　このような異音の発生を防止するため、例えば、電動パワーステアリングの操舵アシストを行うモータとして回転機１０を使用する場合には、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃを６０［μｓ］以下に設定すればよい。Ｔｃ＝６０［μｓ］とすることで、異音の周波数ｆｃ（＝１／Ｔｃ）は１６．６ｋＨｚになり、人間が不快に感じる騒音になりにくい。より好ましくは、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃを５０［μｓ］程度に設定すればよい。Ｔｃ＝５０［μｓ］とすることで、異音の周波数ｆｃ（＝１／Ｔｃ）は２０ｋＨｚ程度になり、人間にはほぼ聞こえなくなる。人間が聞こえる周波数帯域は、２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ程度である。尚、以下では、Ｔｃ＝５０［μｓ］として説明する。

　続いて、図１に示す電流検出器２２について説明する。電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗ及びＰＷＭ信号生成器２７から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを用いて、変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを出力する。具体的に、電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗを図２中に示すタイミング「Ｘ」で取得する。このタイミング「Ｘ」は、キャリア三角波Ｃが最大値（直流母線電圧Ｖｄｃ）となるタイミングである。

　タイミング「Ｘ」では、図２に示す通り、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに入力されるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎが全てオン（「１」）である。このため、電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗをそれぞれ－Ｒｕ，－Ｒｖ，－Ｒｗで除算することで、変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓの値を取得する。

　座標変換器２３は、電流検出器２２によって検出された変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓ、及び回転子位置検出器１１によって検出された回転子位置θに基づいて座標変換を行う。これにより、座標変換器２３は、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の検出電流値ｉｄ，ｉｑを演算する。また、座標変換器２３は、演算結果（座標変換後の検出電流値ｉｄ，ｉｑ）を電圧指令値演算部２４に入力する。

　電圧指令値演算部２４は、電流指令値演算器２１で演算された電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆ、検出電流値ｉｄ、ｉｑ、回転角速度ω、直流母線電圧Ｖｄｃ、および変化量演算器３０が演算した角速度絶対値の変化量Δωａｂｓに基づいて、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑを演算する。変化量演算器３０については後述する。
　以下、電圧指令値演算部２４について詳細を説明する。

　電圧指令値演算部２４は、第１偏差演算器２４ａ、第２偏差演算器２４ｂ、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄ、及びｑ軸電圧指令値演算器２４ｑを備える。
　第１偏差演算器２４ａは、ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｄ軸検出電流値ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差ｅｄを演算する。第２偏差演算器２４ｂは、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとｑ軸検出電流値ｉｑとの偏差であるｑ軸電流偏差ｅｑを演算する。第１偏差演算器２４ａが演算したｄ軸電流偏差ｅｄの値は、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑに入力される。第２偏差演算器２４ｂが演算したｑ軸電流偏差ｅｑの値は、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑに入力される。

　ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄと、ｑ軸電流偏差ｅｑと、直流母線電圧Ｖｄｃと、回転角速度ωと、変化量Δωａｂｓと、を用いて，ｄ軸電圧指令値ｖｄを演算する。ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑと、ｄ軸電流偏差ｅｄと、直流母線電圧Ｖｄｃと、回転角速度ωと、変化量Δωａｂｓと、を用いて，ｑ軸電圧指令値ｖｑを演算する。

　本明細書では、回転二軸の第１軸における、電流指令値と検出電流値との偏差を第１偏差という場合がある。同様に、回転二軸の第２軸における、電流指令値と検出電流値との偏差を第２偏差という場合がある。例えば、ｄ軸を第１軸とする場合、ｄ軸上の電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｄ軸検出電流値ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差ｅｄが「第１偏差」であり、ｑ軸電流偏差ｅｑが「第２偏差」である。同様に、ｑ軸を第１軸とする場合は、ｑ軸電流偏差ｅｑが「第１偏差」であり、ｄ軸電流偏差ｅｄが「第２偏差」である。さらに、補正された第１偏差を「補正第１偏差」といい、補正された第２偏差を「補正第２偏差」という場合がある。

　図３にｄ軸電圧指令値演算器２４ｄの詳細を示し、図４にｑ軸電圧指令値演算器２４ｑの詳細を示す。
　以下、図３を用いて、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄについて説明する。ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｄ軸過渡増幅器１２０ｄと、ｄ軸比例増幅器１０１ｄと、制限器１０２ｄと、ｄ軸積分増幅器１０３ｄと、高域通過フィルタ(ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ)１０４ｄと、応答角周波数増幅器１０５ｄと、インダクタンス増幅器１０６ｄと、乗算器１０７ｄと、積分器１０９ｄ（自軸積分器）と、他軸積分入力増幅器１２１ｄと、積分器１２２ｄ（他軸積分器）と、他軸積分出力増幅器１２３ｄと、減算器１２４ｄと、制限器１１０ｄと、加算器１１１ｄと、を備えている。

　ｄ軸過渡増幅器１２０ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄをＫｔｒｄ倍して、補正ｄ軸電流偏差ｅｄ’を算出する。すなわち、ｅｄ’＝ｅｄ×Ｋｔｒｄである。「Ｋｔｒｄ」は、変化量Δωａｂｓに基づいて値が変化する補正ゲインであり、詳細は後述する。
　ｄ軸比例増幅器１０１ｄは，補正ｄ軸電流偏差ｅｄ’をＫｐｄ倍することで、ｄ軸比例出力Ｖｄｐを算出する。すなわち、Ｖｄｐ＝ｅｄ’×Ｋｐｄである。「Ｋｐｄ」は、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流が好ましい応答となるために乗算する、ｄ軸比例ゲインである。例えば、Ｋｐｄ＝ωcc×Ｌｄである。ここで，ωccは電流指令値に対する回転機電流の周波数応答が好ましい範囲となるように調整するための応答角周波数（より具体的には、フィードバック制御系の時定数の逆数）であり、Ｌｄは回転機１０のｄ軸インダクタンスである。ただし，Ｋｐｄの値はωcc×Ｌｄに限らず、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流の応答性を実測すること等により、適宜調整してもよい。ｄ軸比例増幅器１０１ｄが算出したｄ軸比例出力Ｖｄｐは、制限器１０２ｄに入力される。

　制限器１０２ｄは，ｄ軸比例出力Ｖｄｐを上限値（Ｖlimit）および下限値（－Ｖlimit）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’を出力する。ただし，Ｖlimit＝Ｋmax・Ｖｄｃ／２^０．５とする。Ｋmaxはインバータ１２の最大電圧利用率であり，所望の出力に応じて適宜設定する。例えば、Ｋmaxは１であってもよい。

　制限器１０２ｄが行う具体的な演算は，以下の通りである。
(A) Ｖｄｐ＜－Ｖlimitの場合，Ｖｄｐ’＝－Ｖlimit
(B) －Ｖlimit≦Ｖｄｐ≦Ｖlimitの場合，Ｖｄｐ’＝Ｖｄｐ
(C) Ｖlimit＜Ｖｄｐの場合，Ｖｄｐ’＝Ｖlimit

　つまり、制限器１０２ｄは、ｄ軸比例出力Ｖｄｐが上限値（Ｖlimit）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit）を下回る場合に、Ｖｄｐの値を制限して、制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’として出力する。また、制限器１０２ｄは、ｄ軸比例出力Ｖｄｐが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｄｐの値をそのまま制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’として出力する。制限器１０２ｄが出力した制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’の値は、制限器１１０ｄおよび加算器１１１ｄに入力される。

　ｄ軸積分増幅器１０３ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄをＫｉｄ倍することで、自軸積分入力Ｃｉｄを算出する。すなわち、Ｃｉｄ＝ｅｄ×Ｋｉｄである。「Ｋｉｄ」は、ｄ軸電流偏差ｅｄの定常値を０とするために乗じる積分ゲインである。例えばＫｉｄ＝ωcc×Ｒである。ここで、Ｒは回転機１０の巻線抵抗値である。ただし、Ｋｉｄの値はωcc×Ｒに限らず、実測結果等に基づいて、適宜調整してもよい。ｄ軸積分増幅器１０３ｄが算出した自軸積分入力Ｃｉｄは、積分器１０９ｄに入力される。

　高域通過フィルタ１０４ｄは、ｑ軸電流偏差ｅｑの低周波成分を低減させ、応答角周波数増幅器１０５ｄに出力する。
　応答角周波数増幅器１０５ｄは、高域通過フィルタ１０４ｄによって低周波成分が低減されたｑ軸電流偏差ｅｑを、ωcc倍して、乗算器１０７ｄに出力する。

　インダクタンス増幅器１０６ｄは，回転角速度ωをＬｑ倍して、乗算器１０７ｄへ出力する。なお、「Ｌｑ」は回転機１０のｑ軸インダクタンスの値である。
　乗算器１０７ｄは，応答角周波数増幅器１０５ｄの出力とインダクタンス増幅器１０６ｄの出力とを乗算することで、他軸積分入力Ｂｉｄを求める。乗算器１０７ｄは、他軸積分入力Ｂｉｄを他軸積分入力増幅器１２１ｄに出力する。
　他軸積分入力増幅器１２１ｄは、他軸積分入力ＢｉｄをＫｉｎｄ倍して、補正他軸積分入力Ｂｉｄ’を算出する。「Ｋｉｎｄ」はｄ軸電流偏差ｅｄに基づいて変化する積分入力切替ゲインであり、その値については後述する。
　積分器１２２ｄは、補正他軸積分入力Ｂｉｄ’を入力して積分演算を行い、その結果を他軸積分出力Ｖｄｉ２として出力する。
　他軸積分出力増幅器１２３ｄは、他軸積分出力Ｖｄｉ２をＫｏｕｔｄ倍して、補正他軸積分出力Ｖｄｉ２’を算出する。「Ｋｏｕｔｄ」は変化量Δωａｂｓに基づいて変化する積分出力切替ゲインであり、その値については後述する。

　積分器１０９ｄは，ｄ軸積分入力Ｃｉｄに対して積分演算を行い，その結果をｄ軸積分出力Ｖｄｉ１として減算器１２４ｄに出力する。
　減算器１２４ｄは，ｄ軸積分出力Ｖｄｉ１を、補正他軸積分出力Ｖｄｉ２’で減算して，その結果をｄ軸積分出力Ｖｄｉとして制限器１１０ｄに出力する。

　制限器１１０ｄは，ｄ軸積分出力Ｖｄｉを上限値（Ｖlimit－Ｖｄｐ’）および下限値（－Ｖlimit－Ｖｄｐ’）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’を出力する。制限器１１０ｄが行う具体的な演算は、以下の通りである。
(D) Ｖｄｉ＜－Ｖlimit－Ｖｄｐ’の場合，Ｖｄｉ’=－Ｖlimit－Ｖｄｐ’
(E) －Ｖlimit－Ｖｄｐ’≦Ｖｄｉ≦Ｖlimit－Ｖｄｐ’の場合，Ｖｄｉ’=Ｖｄｉ
(F) Ｖlimit－Ｖｄｐ’＜Ｖｄｉの場合，Ｖｄｉ’=Ｖlimit－Ｖｄｐ’

　つまり、制限器１１０ｄは、ｄ軸積分出力Ｖｄｉが上限値（Ｖlimit－Ｖｄｐ’）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit－Ｖｄｐ’）を下回る場合に、Ｖｄｉの値を制限して、制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’として出力する。また、制限器１１０ｄは、ｄ軸積分出力Ｖｄｉが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｄｉの値をそのまま制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’として出力する。制限器１１０ｄが出力した制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’の値は、加算器１１１ｄに入力される。

　ここで，制限器１１０ｄが制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’を用いて制限判定を行う理由は，制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’が過剰に蓄積されることを防ぎ、アンチワインドアップの効果を得るためである。
　加算器１１１ｄは，制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’と制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’とを加算して，ｄ軸の電圧指令値ｖｄを求める。求められた電圧指令値ｖｄは、図１に示す通り、座標変換器２５に入力される。

　次に、図４を用いて、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑについて説明する。ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｑ軸過渡増幅器１２０ｑと、ｑ軸比例増幅器１０１ｑと、制限器１０２ｑと、ｑ軸積分増幅器１０３ｑと、高域通過フィルタ(ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ)１０４ｑと、応答角周波数増幅器１０５ｑと、インダクタンス増幅器１０６ｑと、乗算器１０７ｑと、積分器１０９ｑ（自軸積分器）と、積分器１２２ｑ（他軸積分器）と、他軸積分出力増幅器１２３ｑと、加算器１２４ｑと、制限器１１０ｑと、加算器１１１ｑと、を備えている。

　ｑ軸過渡増幅器１２０ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑをＫｔｒｑ倍して、補正ｑ軸電流偏差ｅｑ’を算出する。すなわち、ｅｑ’＝ｅｑ×Ｋｔｒｑである。「Ｋｔｒｑ」は、変化量Δωａｂｓに基づいて値が変化する補正ゲインであり、詳細は後述する。
　ｑ軸比例増幅器１０１ｑは，補正ｑ軸電流偏差ｅｑ’をＫｐｑ倍することで，ｑ軸比例出力Ｖｑｐを算出する。すなわち、Ｖｑｐ＝ｅｑ’×Ｋｐｑである。「Ｋｐｑ」は、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流が好ましい応答となるために乗算する、ｑ軸比例ゲインである。例えば、Ｋｐｑ＝ωcc×Ｌｑである。ここで、先述の通り、ωｃｃは応答角周波数であり、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。ただし，Ｋｐｑの値はωcc×Ｌｑに限らず、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流の応答性を実測すること等により、適宜調整してもよい。ｑ軸比例増幅器１０１ｑが算出したｑ軸比例出力Ｖｑｐは、制限器１０２ｑに入力される。

　制限器１０２ｑは，ｑ軸比例出力Ｖｑｐを上限値（Ｖlimit）および下限値（－Ｖlimit）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’を出力する。
　制限器１０２ｑが行う具体的な演算は、以下の通りである。
(G) Ｖｑｐ＜－Ｖlimit の場合，Ｖｑｐ’=－Ｖlimit
(H) －Ｖlimit≦Ｖｑｐ≦Ｖlimit の場合，Ｖｑｐ’=Ｖｑｐ
(I) Ｖlimit＜Ｖｑｐの場合，Ｖｑｐ’=Ｖlimit

　つまり、制限器１０２ｑは、ｑ軸比例出力Ｖｑｐが上限値（Ｖlimit）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit）を下回る場合に、Ｖｑｐの値を制限して、制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’として出力する。また、制限器１０２ｑは、ｑ軸比例出力Ｖｑｐが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｑｐの値をそのまま制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’として出力する。制限器１０２ｑが出力した制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’の値は、制限器１１０ｑおよび加算器１１１ｑに入力される。

　ｑ軸積分増幅器１０３ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑをＫｉｑ倍することで、自軸積分入力Ｃｉｑを算出する。すなわち、Ｃｉｑ＝ｅｑ×Ｋｉｑである。ここで，Ｋｉｑはｑ軸電流偏差ｅｑの定常値を０とするために乗じる積分ゲインである。例えばＫｉｑ＝ωcc×Ｒである。ただし，Ｋｉｑの値はωcc×Ｒに限らず、実測結果等に基づいて、適宜調整してもよい。ｑ軸積分増幅器１０３ｑが算出した自軸積分入力Ｃｉｑは、積分器１０９ｑに入力される。

　高域通過フィルタ１０４ｑは、ｄ軸電流偏差ｅｄの低周波成分を低減させ、応答角周波数増幅器１０５ｑに出力する。
　応答角周波数増幅器１０５ｑは、高域通過フィルタ１０４ｑによって低周波成分が低減されたｄ軸電流偏差ｅｄを、ωcc倍して、乗算器１０７ｑに出力する。

　インダクタンス増幅器１０６ｑは，回転角速度ωをＬｄ倍して、乗算器１０７ｑへ出力する。
　乗算器１０７ｑは，応答角周波数増幅器１０５ｑの出力とインダクタンス増幅器１０６ｑの出力とを乗算することで、他軸積分入力Ｂｉｑを求める。乗算器１０７ｑは、他軸積分入力Ｂｉｑを積分器１２２ｑに出力する。
　積分器１２２ｑは、他軸積分入力Ｂｉｑを入力して積分演算を行い、その結果を他軸積分出力Ｖｑｉ２として出力する。
　他軸積分出力増幅器１２３ｑでは、他軸積分出力Ｖｑｉ２をＫｏｕｔｑ倍して、補正他軸積分出力Ｖｑｉ２’を算出する。「Ｋｏｕｔｑ」は変化量Δωａｂｓに基づいて値が変化する積分出力切替ゲインであり、詳細は後述する。

　積分器１０９ｑは，ｑ軸積分入力Ｃｉｑに対して積分演算を行い，その結果をｑ軸積分出力Ｖｑｉ１として加算器１２４ｑに出力する。
　加算器１２４ｑは，ｑ軸積分出力Ｖｑｉ１と補正他軸積分出力Ｖｑｉ２’を加算して，その結果をｑ軸積分出力Ｖｑｉとして出力する。

　制限器１１０ｑは，ｑ軸積分出力Ｖｑｉを上限値（Ｖlimit－Ｖｑｐ’）および下限値（－Ｖlimit－Ｖｑｐ’）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’を出力する。制限器１１０ｑが行う具体的な演算は、以下の通りである。
(J) Ｖｑｉ＜－Ｖlimit－Ｖｑｐ’の場合，Ｖｑｉ’＝－Ｖlimit－Ｖｑｐ’
(K) －Ｖlimit－Ｖｑｐ’≦Ｖｄｉ≦Ｖlimit－Ｖｑｐ’の場合，Ｖｑｉ’＝Ｖｑｉ
(L) Ｖlimit－Ｖｑｐ’＜Ｖｑｉの場合，Ｖｑｉ’＝Ｖlimit－Ｖｑｐ’

　つまり、制限器１１０ｑは、ｑ軸積分出力Ｖｑｉが上限値（Ｖlimit－Ｖｑｐ’）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit－Ｖｑｐ’）を下回る場合に、Ｖｑｉの値を制限して、制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’として出力する。また、制限器１１０ｑは、ｑ軸積分出力Ｖｑｉが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｑｉの値をそのまま制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’として出力する。制限器１１０ｑが出力した制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’の値は、加算器１１１ｑに入力される。

　ここで，制限器１１０ｑが制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’を用いて制限判定を行う理由は、制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’が過剰に蓄積されることを防ぎ、アンチワインドアップの効果を得るためである。
　加算器１１１ｑは，制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’と制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’とを加算して，ｑ軸の電圧指令値ｖｑを求める。求められた電圧指令値ｖｑは、座標変換器２５に入力される。

　図１に示す通り、座標変換器２５には、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑと、回転子位置θと、が入力される。座標変換器２５は、電圧指令値ｖｄ，ｖｑを回転子位置θに基づいて座標変換し、三相座標上の電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを演算する。

　修正電圧生成器２６は、座標変換器２５から出力される電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと、オフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔと、に基づいて、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を生成する。図５は、実施の形態１において、修正電圧生成器２６で行われる処理を示すフローチャートである。

　図５に示すフローチャートの処理が開始されると、まず、ステップＳ１１が実行される。ステップＳ１１において、修正電圧生成器２６は、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も値が小さいものを選択し、その値をＶｍｉｎとして設定する。
　次に、ステップＳ１２において、修正電圧生成器２６は、オフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔの値を、０．５Ｖｄｃ－Ｖｍｉｎに設定する。
　次に、ステップＳ１３において、修正電圧生成器２６は、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗからオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔをそれぞれ減算することで、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を求める。

　図６は、実施の形態１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の一例を示す図である。尚、図６において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの波形グラフを上側に示し、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形グラフを下側に示している。但し、図６に示す各グラフでは、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖとしている。ここで、インバータ１２が出力可能な電圧範囲は、０（キャリア三角波Ｃの最小値）～Ｖｄｃ（キャリア三角波Ｃの最大値）となる。このため、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖの場合には、インバータ１２が出力可能な電圧範囲は、図６に示す通り、０Ｖ～１０Ｖとなる。

　図５に示すステップＳ１１～Ｓ１３のように処理が行われることで、図６の下側のグラフに示す通り、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′のうち最小の値が常にインバータ出力下限値に一致する。このことは、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を電圧飽和させない範囲で可能な限り三相等しく下側へオフセットさせ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン時間を可能な限り大きくしていることを意味する。この点は、本実施の形態のように、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに対して直列にシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備えるインバータにおいては、電流検出の観点で有利である。

　尚、オフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔの演算方法は、上述した方法に限定されない。例えば、図５のステップＳ１１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も値が小さいものを選択してＶｍｉｎに設定する処理に加えて、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も値が大きいものを選択してＶｍａｘに設定する処理を行ってもよい。そして、ステップＳ１２において、ｖｏｆｆｓｅｔを「（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２」に設定する処理を行ってもよい。このように、ｖｏｆｆｓｅｔ＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２とする手法は、３次調波加算又はＨＩＰ変調と呼ばれる。また、３つの相のなかで電圧指令値が最大となっている相に対応する、上アームスイッチング素子を常にオン状態とし、いわゆる二相変調を採用してもよい。

　以上の演算によって修正電圧生成器２６が生成した修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′は、ＰＷＭ信号生成器２７に入力される。そしてＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′に対してＰＷＭ変調を行い、その結果をスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎとしてインバータ１２に出力する。

　図７は、実施の形態１に係る制御装置１において、回転角速度ωが高い場合の、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆからｑ軸検出電流値ｉｑまでの伝達特性を示すボード線図である。図７において、上側にゲイン線図を示し、下側に位相線図を示す。ゲイン線図および位相線図の双方において、「本開示」は実施の形態１に係る伝達特性を示し、「他軸積分入力(Ｂｉｄ，Ｂｉｑ)＝０」は，ＢｉｄおよびＢｉｑ（図３、図４参照）の値として強制的に０（ゼロ）を入力した場合の特性である。

　図７のゲイン線図に示す通り、「他軸積分入力(Ｂｉｄ，Ｂｉｑ)＝０」は１００Ｈｚ近傍においてゲインの落ち込みがある。これに対し「本開示」では、１００Ｈｚ近傍の落ち込みはなく，理想的な１次遅れ系の伝達特性が得られている。つまり、本開示に係る制御装置１によれば、回転角速度ωが高い場合においても、好適な制御結果を得ることが可能である。

　図１に示すように、絶対値演算器３１には、回転角速度ωが入力される。絶対値演算器３１は、回転角速度ωに基づいて回転角速度絶対値ωabsを算出し、その結果を変化量演算器３０に出力する。
　変化量演算器３０は、回転角速度絶対値ωabsに基づいて、角速度絶対値の変化量Δωabsを算出する。変化量Δωabsの算出方法としては、例えば、回転角速度絶対値ωabsに対してハイパスフィルタを適用してもよい。あるいは、回転角速度絶対値ωabsの今回値と前回値の差分をとることで、変化量Δωabsを算出してもよい。

　電圧指令値演算部２４のｄ軸過渡増幅器１２０ｄおよびｑ軸過渡増幅器１２０ｑは、角速度絶対値の変化量Δωabsに応じて，補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの値を図８のように変動させる。補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑは、第１補正値Ｋｔｒ_Ｈと、第２補正値Ｋｔｒ_Ｌと、の間で切り替えられる。第２補正値Ｋｔｒ_Ｌは第１補正値Ｋｔｒ_Ｈよりも小さい。図８において、Δω１は角速度変化量第一閾値であり、Δω２は角速度変化量第二閾値である。角速度変化量第一閾値Δω１は０よりも小さい。角速度変化量第二閾値Δω２は角速度変化量第一閾値Δω１よりも大きい。

　ΔωabsがΔω２以上の場合，補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑが第２補正値Ｋｔｒ_Ｌに設定される。補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑが低い値（Ｋｔｒ_Ｌ）に設定されると、検出電流値ｉｄ、ｉｑに含まれるノイズの影響が軽減される。ΔωabsがΔω１以下の場合，回転角速度ωが急減したことを意味するので、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを高い値（Ｋｔｒ_Ｈ）に設定する。また，ΔωabsがΔω１～Δω２のときは、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの値がＫｔｒ_Ｈ～Ｋｔｒ_Ｌの範囲でスロープに沿って連続的に切り替えられる。これにより、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの設定値が切り替わる際のショックを軽減できる。ただし、上記スロープはなくてもよいし、Δω１＝Δω２としてもよい。

　補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの値を１より大きくすることは、比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑの値を大きくすることと等価である。例えばＫｔｒ_Ｌを１とし、Ｋｔｒ_Ｈを１より大きい値に設定すればよい。
　なお、図８の例では、ｄ軸の補正ゲインＫｔｒｄとｑ軸の補正ゲインＫｔｒｑとで同じ設定値となる。しかしながら、ｄ軸の補正ゲインＫｔｒｄとｑ軸の補正ゲインＫｔｒｑとで異なる設定値となってもよい。具体的には、Ｋｔｒ_Ｈ、Ｋｔｒ_Ｌ、Δω１、およびΔω２のうち１つ以上を、ｄ軸とｑ軸とで異なる値に設定してもよい。

　このように、本実施の形態１における電圧指令値演算部２４は、回転角速度ωが急減した際は補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを高い値（Ｋｔｒ_Ｈ）に設定するため、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させることが可能である。

　また、電圧指令値演算部２４の他軸積分出力増幅器１２３ｄ、１２３ｑは、変化量演算器３０が算出したΔωabsの値に応じて，積分出力切替ゲインＫｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を図９のように変動させる。ΔωabsがΔω２以上の場合，Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を１に設定し、干渉補償を有効とする。ΔωabsがΔω１以下の場合，回転角速度ωが急減したことを意味するので、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を０に設定し、干渉補償を無効とする。ΔωabsがΔω１～Δω２のときは、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値が０～１の範囲でスロープに沿って連続的に切り替えられる。これにより、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの設定値が切り替わる際のショックを軽減できる。ただし、上記スロープはなくてもよいし、Δω１＝Δω２としてもよい。

　このように、本実施の形態１における電圧指令値演算部２４は、回転角速度ωが急減した際は干渉補償項を零とする（すなわち、干渉補償を無効とする）ため、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させることが可能である。

　本実施の形態１における電圧指令値演算部２４の他軸積分入力増幅器１２１ｄは、図１０に示すように、積分入力切替ゲインＫｉｎｄの値をｄ軸電流偏差ｅｄに応じて変動させる。ｄ軸電流偏差ｅｄが閾値Ｉｔｈ以下の場合、Ｋｉｎｄの値を１に設定し、干渉補償のための積分演算を積分器１２２ｄにおいて行う。ｄ軸電流偏差ｅｄが閾値Ｉｔｈより大きい場合，負のｄ軸電流が十分流れていることを意味する。そこで、Ｋｉｎｄの値を０に設定し、積分器１２２ｄにおける干渉補償のための積分を実質的に停止する。Ｋｉｎｄは、積分器１２２ｄに対して入力される値に乗算されるため、Ｋｉｎｄの設定値の切り替えに伴うショック軽減のためのスロープを設けなくても、ショックが生じにくい。このため本実施の形態ではスロープを設けていない。ただし、Ｋｉｎｄの値が０と１との間で徐々に変化するように、スロープを設けてもよい。
　閾値Ｉｔｈは０以上の値である。閾値Ｉｔｈの具体的な値としては、例えばｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを、想定される最大振幅の正弦波状に変化させたときに、発生するｄ軸電流の振動の振幅よりも大きい値である。閾値Ｉｔｈの値は０であってもよく、この場合、過剰な積分を抑制する効果が最も得られる。

　このように、本実施の形態１における電圧指令値演算部２４は、ｄ軸電流偏差ｅｄが閾値Ｉｔｈより大きい場合に干渉補償の積分を停止する。この構成により、回転角速度ωが急減した際に、インバータ１２の出力電圧が過剰に大きくなることを抑制できる。

実施の形態１の第１変形例．
　実施の形態１では、交流回転機１０の回転角速度ωが急減することに起因する過電流状態を抑制することについて考慮した。ここで、交流回転機１０の回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが急増した場合、あるいは電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆが急減した場合においても、同様の過電流状態を引き起こす可能性がある。そこで第１変形例では、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが急増した場合、あるいは電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆが急減した場合の制御について述べる。
　以下、実施の形態１と重複する部分については説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１１に示すように、第１変形例に係る制御装置１は、制御器１３Ａを備えている。制御器１３Ａの構成は、実施の形態１に係る制御器１３に対して、変化量演算器３０の代わりに変化量演算器３０Ａを備え、絶対値演算器３１の代わりに絶対値演算器３２、絶対値演算器３３、減算器３４、およびリミッタ３５を備える点が異なる。また、図１２、図１３に示すように、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおける処理が、実施の形態１に係る処理（図３、図４）とは異なっている。

　図１１において、絶対値演算器３２は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆに基づいて、電流指令絶対値Irefabsを算出する。絶対値演算器３２が行う具体的な演算は、以下の通りである。
　　Irefabs = √（id_ref² ＋ iq_ref²）

　絶対値演算器３３は、ｄ軸およびｑ軸の検出電流値ｉｄ，ｉｑに基づいて、電流絶対値Iabsを算出する。絶対値演算器３３が行う具体的な演算は、以下の通りである。
　　Iabs ＝ √(ｉｄ²＋ｉｑ²)
　なお、検出電流値ｉｄ，ｉｑの代わりに、変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを用いて、電流絶対値Iabsを算出してもよい。

　減算器３４は，電流絶対値Iabsから電流指令絶対値Irefabsを減算し，電流超過量Iov0を算出する。つまり、Iov0＝Iabs－Irefabsである。
　リミッタ３５は、電流超過量Iov0の下限を０（ゼロ）で制限し、制限後電流超過量Iovを算出する。つまり、リミッタ３５は、電流超過量Iov0の値がゼロ以上の場合はIov＝Iov0とし、電流超過量Iov0の値がゼロより小さい場合はIov＝０とする。このようなリミッタ３５の処理によれば、電流絶対値Iabsが電流指令絶対値Irefabsよりも大きい場合にのみ、制限後電流超過量Iovが変化する。

　変化量演算器３０Ａは、制限後電流超過量Iovに基づいて、電流超過量の変化量ΔIovを算出する。電流超過量の変化量ΔIovは、例えば、制限後電流超過量Iovに対してハイパスフィルタを適用することで算出できる。また、制限後電流超過量Iovにおける今回値と前回値の差分をとることで、ΔIovを算出してもよい。電流超過量の変化量ΔIovは、電流絶対値Iabsから電流指令絶対値Irefabsを減算した結果に基づいて演算される。このため、電流絶対値Iabsが急増するか、電流指令絶対値Irefabsが急減した場合に、電流超過量の変化量ΔIovは大きくなる。

　図１２に示すように、第１変形例に係るｄ軸電圧指令値演算器２４ｄにおいて、ｄ軸過渡増幅器１２０ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄをＫｔｒｄ倍して、補正ｄ軸電流偏差ｅｄ’を算出する。第１変形例における補正ゲインＫｔｒｄは、電流超過量の変化量ΔIovに基づいて変化する値であり、詳細は後述する。

　第１変形例に係る他軸積分出力増幅器１２３ｄは、他軸積分出力Ｖｄｉ２をＫｏｕｔｄ倍して、補正他軸積分出力Ｖｄｉ２’を算出する。第１変形例における積分出力切替ゲインＫｏｕｔｄの値は、電流超過量の変化量ΔIovに基づいて変化する。
　ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄにおけるその他の演算は、実施の形態１と同様である。

　図１３に示すように、第１変形例に係るｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおいて、ｑ軸過渡増幅器１２０ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑをＫｔｒｑ倍して、補正ｑ軸電流偏差ｅｑ’を算出する。第１変形例における補正ゲインＫｔｒｑの値は、電流超過量の変化量ΔIovに基づいて変化する。

　第１変形例に係る他軸積分出力増幅器１２３ｑは、他軸積分出力Ｖｑｉ２をＫｏｕｔｑ倍して、補正他軸積分出力Ｖｑｉ２’を算出する。第１変形例における積分出力切替ゲインＫｏｕｔｑの値は、電流超過量の変化量ΔIovに基づいて変化する。
　ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおけるその他の演算は、実施の形態１と同様である。

　第１変形例において、ｄ軸過渡増幅器１２０ｄおよびｑ軸過渡増幅器１２０ｑは、変化量演算器３０Ａが算出した電流超過量の変化量ΔIovに応じて，ｄ軸およびｑ軸の補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを図１４のように変動させる。図１４において、「ΔI1」は超過電流変化量第１閾値であり、「ΔI2」は超過電流変化量第２閾値である。超過電流変化量第１閾値ΔI1は超過電流変化量第２閾値ΔI2よりも小さい。

　図１４に示すように、ΔIovがΔI1以下の場合，補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを低い値Ｋｔｒ_Ｌに設定することで、検出電流値ｉｄ，ｉｑに含まれるノイズの影響を軽減する。ΔIovがΔI2以上の場合，回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが急増したこと、あるいは電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆが急減したことを意味する。そこでこの場合は、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを高い値Ｋｔｒ_Ｈまで増加させる。また，ΔIovがΔI1～ΔI2のときは、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの値がＫｔｒ_Ｈ～Ｋｔｒ_Ｌの範囲でスロープに沿って連続的に切り替えられる。これにより、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの設定値が切り替わる際のショックを軽減できる。ただし、上記スロープはなくてもよいし、ΔI1＝ΔI2としてもよい。

　なお、図１４の例では、ｄ軸の補正ゲインＫｔｒｄとｑ軸の補正ゲインＫｔｒｑとで同じ設定値となる。しかしながら、ｄ軸の補正ゲインＫｔｒｄとｑ軸の補正ゲインＫｔｒｑとで異なる設定値となってもよい。具体的には、Ｋｔｒ_Ｈ、Ｋｔｒ_Ｌ、ΔI1、およびΔI2のうち１つ以上を、ｄ軸とｑ軸とで異なる値に設定してもよい。

　このように、第１変形例における電圧指令値演算部２４は、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが急増した場合に補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを高い値（Ｋｔｒ_Ｈ）に設定するため、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させることが可能である。

　また、第１変形例におけるｄ軸およびｑ軸の他軸積分出力増幅器１２３ｄ、１２３ｑは、変化量演算器３０Ａが算出したΔIovの値に応じて，積分出力切替ゲインＫｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を図１５のように変動させる。ΔIovがΔI1以下の場合、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を１に設定し、干渉補償を有効とする。ΔIovがΔI2以上の場合，回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが目標値に対して急増したこと、あるいは電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆが急減したことを意味する。そこでこの場合は、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を０に設定し、干渉補償を無効とする。ΔIovがΔI1～ΔI2のときは、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値が０～１の範囲でスロープに沿って連続的に切り替えられる。これにより、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの設定値が切り替わる際のショックの影響を軽減できる。ただし、上記スロープはなくてもよいし、ΔI1＝ΔI2としても良い。

　このように、第１変形例における電圧指令値演算部２４は、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが目標値に対して急増した場合に干渉補償項を零とする（すなわち、干渉補償を無効とする）ため、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させることが可能である。

実施の形態１の第２変形例．
　実施の形態１および第１変形例では、回転機１０の内的要因（回転角速度ω、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ等）が急変した場合について考慮した。ここで、回転機１０の外的要因が急変した場合においても、同様の過電流状態を引き起こす可能性がある。そこで第２変形例では、交流回転機の外的要因の一例として、直流母線電圧Ｖｄｃが急変した場合の制御について述べる。例えば直流母線電圧Ｖｄｃが急増した場合、修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’に変化が無くてもインバータ１２の出力電圧が過大となるため、過電流状態となる可能性がある。
　以下、実施の形態１と重複する部分については説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１６に示すように、第２変形例に係る制御装置１は、制御器１３Ｂを備えている。制御器１３Ｂの構成は、実施の形態１に係る制御器１３に対して、絶対値演算器３１および変化量演算器３０の代わりに変化量演算器３６を備える点が異なる。また、図１７、図１８に示すように、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおける処理が、実施の形態１に係る処理（図３、図４）とは異なっている。

　図１６において、変化量演算器３６は、直流母線電圧Ｖｄｃに基づいて、直流母線電圧の変化量ΔＶｄｃを算出する。直流母線電圧の変化量ΔＶｄｃは、例えば、直流母線電圧Ｖｄｃに対してハイパスフィルタを適用することで算出できる。また、直流母線電圧Ｖｄｃにおける今回値と前回値の差分をとることで、ΔＶｄｃを算出してもよい。

　図１７に示すように、第２変形例に係るｄ軸電圧指令値演算器２４ｄにおいて、ｄ軸過渡増幅器１２０ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄをＫｔｒｄ倍して、補正ｄ軸電流偏差ｅｄ’を算出する。第２変形例における補正ゲインＫｔｒｄは、直流母線電圧の変化量ΔＶｄｃに基づいて変化する値であり、詳細は後述する。

　第２変形例に係る他軸積分出力増幅器１２３ｄでは、他軸積分出力Ｖｄｉ２をＫｏｕｔｄ倍して、補正他軸積分出力Ｖｄｉ２’を算出する。第２変形例に係る積分出力切替ゲインＫｏｕｔｄの値は、直流母線電圧の変化量ΔＶｄｃに基づいて変化する。
　ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄにおけるその他の演算は、実施の形態１と同様である。

　図１８に示すように、第２変形例に係るｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおいて、ｑ軸過渡増幅器１２０ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑをＫｔｒｑ倍して、補正ｑ軸電流偏差ｅｑ’を算出する。第２変形例における補正ゲインＫｔｒｑは、直流母線電圧の変化量ΔＶｄｃに基づいて変化する値であり、詳細は後述する。

　第２変形例に係る他軸積分出力増幅器１２３ｑは、他軸積分出力Ｖｑｉ２をＫｏｕｔｑ倍して、補正他軸積分出力Ｖｑｉ２’を算出する。第２変形例における積分出力切替ゲインＫｏｕｔｑの値は、直流母線電圧の変化量ΔＶｄｃに基づいて変化する。
　ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおけるその他の演算は、実施の形態１と同様である。

　第２変形例において，ｄ軸過渡増幅器１２０ｄおよびｑ軸過渡増幅器１２０ｑは、変化量演算器３６が算出した直流母線電圧の変化量ΔＶｄｃに応じて，ｄ軸およびｑ軸の補正ゲインＫｔｒｄ，Ｋｔｒｑを図１９のように変動させる。図１９において、「ΔＶ１」は電圧変化量第１閾値であり、「ΔＶ２」は電圧変化量第２閾値である。電圧変化量第１閾値ΔＶ１は電圧変化量第２閾値ΔＶ２より小さい。

　図１９に示すように、ΔＶｄｃがΔＶ１以下の場合，補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを低い値Ｋｔｒ_Ｌに設定することで、検出電流値ｉｄ，ｉｑに含まれるノイズの影響を軽減できる。ΔＶｄｃがΔＶ２以上の場合，直流母線電圧Ｖｄｃが急増したことを意味するので、Ｋｔｒｄ、Ｋｔｒｑを高い値（Ｋｔｒ_Ｈ）まで増加させる。また，ΔＶｄｃがΔＶ１～ΔＶ２のときは、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの値がＫｔｒ_Ｈ～Ｋｔｒ_Ｌの範囲でスロープに沿って連続的に切り替えられる。これにより、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの設定値が切り替わる際のショックを軽減できる。ただし、上記スロープはなくてもよいし、ΔＶ１＝ΔＶ２としてもよい。

　なお、図１９の例では、ｄ軸の補正ゲインＫｔｒｄとｑ軸の補正ゲインＫｔｒｑとで同じ設定値となる。しかしながら、ｄ軸の補正ゲインＫｔｒｄとｑ軸の補正ゲインＫｔｒｑとで異なる設定値となってもよい。具体的には、Ｋｔｒ_Ｈ、Ｋｔｒ_Ｌ、ΔＶ１、およびΔＶ２のうち１つ以上を、ｄ軸とｑ軸とで異なる値に設定してもよい。

　このように、第２変形例における電圧指令値演算部２４は、直流母線電圧Ｖｄｃが急増した場合に補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを高い値（Ｋｔｒ_Ｈ）に設定するため、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させることが可能である。

　また、第２変形例におけるｄ軸およびｑ軸の他軸積分出力増幅器１２３ｄ、１２３ｑは、変化量演算器３６が算出したΔＶｄｃの値に応じて，積分出力切替ゲインＫｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を図２０のように変動させる。ΔＶｄｃがΔＶ１以下の場合，Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を１に設定し、干渉補償を有効とする。ΔＶｄｃがΔＶ２以上の場合，直流母線電圧Ｖｄｃが急増したことを意味するので、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を０に設定し、干渉補償を無効とする。ΔＶｄｃがΔＶ１～ΔＶ２のときは、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値が０～１の範囲でスロープに沿って連続的に切り替えられる。これにより、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの設定値が切り替わる際のショックの影響を軽減できる。ただし、上記スロープはなくてもよいし、ΔＶ１＝ΔＶ２としても良い。

　このように、第２変形例における電圧指令値演算部２４は、直流母線電圧Ｖｄｃが急増した場合に干渉補償項を零とする（すなわち、積分出力切替ゲインＫｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの設定値を０として干渉補償を無効とする）ため、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させることが可能である。

　なお、第２変形例では、交流回転機１０の外的要因の一例として、直流母線電圧Ｖｄｃの変動を挙げて説明した。しかしながら、上記の説明をその他の外的要因（例えば回転機１０の負荷トルクの変動等）に適用して制御を行ってもよい。

　以上説明したように、実施の形態１，第１変形例、および第２変形例に係る制御装置１は、交流回転機１０に電圧を印加するインバータ１２と、インバータ１２に直流電力を供給する直流電源ＢＴと、回転機１０を流れる回転機電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する電流検出器２２と、回転機１０の回転二軸におけるｄ軸（第１軸）の電圧指令値ｖｄを演算するｄ軸電圧指令値演算器２４ｄ（第１軸電圧指令値演算器）と、回転二軸におけるｑ軸（第２軸）の電圧指令値ｖｑを演算するｑ軸電圧指令値演算器２４ｑ（第２軸電圧指令値演算器）と、を備える。ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｄ軸における電流指令値ｉｄ_ｒｅｆと、ｄ軸における検出電流値ｉｄと、の偏差であるｄ軸電流偏差ｅｄ（第１偏差）に補正ゲインＫｔｒｄを乗算した補正ｄ軸電流偏差ｅｄ’（補正第１偏差）、ｑ軸における電流指令値ｉｑ_ｒｅｆと、ｑ軸におけるｑ軸検出電流値ｉｑと、の偏差であるｑ軸電流偏差ｅｑ（第２偏差）、および交流回転機１０の回転角速度ωに基づいてｄ軸の電圧指令値ｖｄを演算する。そして、補正ゲインＫｔｒｄの設定値は、交流回転機１０における物理量が急変した場合あるいは直流電源ＢＴにおける直流母線電圧Ｖｄｃ（出力電圧）が上昇した場合に増加されて第１補正値Ｋｔｒ_Ｈに設定される。また、ｑ軸の補正ゲインＫｔｒｑも、同様に設定されてもよい。

　このように補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの値を設定することで，過渡状態（例えば回転角速度ωが急減した場合、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが急増した場合、直流母線電圧Ｖｄｃが急増した場合、等）において、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させることができる。したがって、回転機１０の過電流状態を適切に抑制できる。また、過渡状態にのみ補正ゲインＫｔｒｄを増加させること、すなわち通常動作時には補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを低い値（第２補正値Ｋｔｒ_Ｌ）に設定することで、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出結果に含まれるノイズの影響によるモータ駆動音やトルクリップルの悪化を抑制できる。

　また、電圧指令値演算器２４ｄ、２４ｑは、交流回転機１０の物理量が急変した場合あるいは出力電圧の変化量ΔＶｄｃが上昇した場合に、補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑを第１補正値Ｋｔｒ_Ｈに設定するとともに、干渉補償項を零に設定してもよい。より具体的には、Ｋｏｕｔｄ，Ｋｏｕｔｑの値を０に設定し、干渉補償を無効としてもよい。この構成により、過渡状態において、交流回転機１０に通電される電流の超過量をより小さくすることが可能となる。

　また、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｑ軸電流偏差ｅｑに対し、交流回転機の回転角速度ωと、ｑ軸インダクタンスＬｑと、電流指令値に対する回転機電流の周波数応答を調整するための応答角周波数ωｃｃと、を乗算した値を用いて、積分演算を行い、前記積分演算の結果に基づいて干渉補償項を演算してもよい。これにより、回転機の回転角速度ωに依存せず、所望の周波数応答を得ることができる。同様に、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｄ軸電流偏差ｅｄに対し、交流回転機の回転角速度ωと、ｄ軸におけるインダクタンスＬｄと、電流指令値に対する回転機電流の周波数応答を調整するための応答角周波数ωｃｃと、を乗算した値を用いて積分演算を行い、その結果に基づいて干渉補償項を演算してもよい。

　また、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄが閾値Ｉｔｈより大きい場合に、干渉補償項を演算するための積分演算への入力値を零に設定してもよい。より具体的には、図１０に示すように、積分入力切替ゲインＫｉｎｄの値を０に設定してもよい。この構成により、回転角速度ωが急減した際に、インバータ１２の出力電圧が過剰に大きくなることを抑制できる。

　また、前記物理量は、交流回転機１０の回転角速度ωであってもよく、電圧指令値演算器２４ｄ、２４ｑは、回転角速度ωが急減した場合に補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの設定値を増加させて第１補正値Ｋｔｒ_Ｈとしてもよい。この構成により、回転角速度ωが急減した際に、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させて、回転機１０の過電流状態を適切に抑制できる。

　また、前記物理量は、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗであってもよく、電圧指令値演算器２４ｄ、２４ｑは、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが目標値に対して急増した場合に補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの設定値を増加させて第１補正値Ｋｔｒ_Ｈとしてもよい。この構成により、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが急増した際に、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させて、回転機１０の過電流状態を適切に抑制できる。

　また、前記物理量は、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆであってもよく、電圧指令値演算器２４ｄ、２４ｑは、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆが急減した場合に補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの設定値を増加させて第１補正値Ｋｔｒ_Ｈとしてもよい。この構成により、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆが急減した際に、インバータ１２の出力電圧を速やかに減少させて、回転機１０の過電流状態を適切に抑制できる。

　また、前記物理量は、直流母線電圧Ｖｄｃを除く交流回転機１０の外的要因（例えば負荷トルク）であってもよく、電圧指令値演算器２４ｄ、２４ｑは、前記外的要因が急変した場合に補正ゲインＫｔｒｄ、Ｋｔｒｑの設定値を増加させて第１補正値Ｋｔｒ_Ｈとしてもよい。この構成により、外的要因が急変した際にインバータ１２の出力電圧を速やかに減少させて、回転機１０の過電流状態を適切に抑制できる。

実施の形態２．
　次に、本開示における実施の形態２について説明するが、基本的な構成は実施の形態１と同様である。このため、実施の形態１と重複する部分については説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　図２１は、実施の形態２に係る回転機の制御装置２の概略構成を示すブロック図である。図２１に示すように、制御装置２は、振幅演算器２９を備える点で、実施の形態１に係る制御装置１と異なる。また、図２２、図２３は、実施の形態２に係るｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑの構成をそれぞれ示すブロック図である。ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑの構成も、実施の形態１と実施の形態２とで異なっている。

　図２１に示すように、振幅演算器２９には、ｄ軸電圧指令値ｖｄ，ｑ軸電圧指令値ｖｑ，および直流母線電圧Ｖｄｃが入力される。振幅演算器２９は、下記数式（２－１）に基づき、電圧振幅ｍを算出する。電圧振幅ｍは、ｄ軸電圧指令値ｖｄおよびｑ軸電圧指令値ｖｑの大きさを、インバータ１２の直流母線電圧Ｖｄｃを用いて規格化した数値である。
ｍ＝{(ｖｄ²+ｖｑ²)／(Ｖｄｃ／２)}^0.5　…(２－１)

　図２２に示すように、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、制限増幅器１１２ｄを備えている。制限増幅器１１２ｄは、他軸積分入力増幅器１２１ｄから出力された補正他軸積分入力Ｂｉｄ’をＫ倍した結果を、二次補正他軸積分入力Ｂｉｄ”として、積分器１２２ｄに入力する。「Ｋ」は、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄから見て、制御対象ではない方のｑ軸における電流偏差ｅｑを積分入力する際に乗算する制限ゲインである。制限増幅器１１２ｄには電圧振幅ｍが入力され、電圧振幅ｍの値に基づいて制限ゲインＫの値が決定される。
　積分器１２２ｄは、二次補正他軸積分入力Ｂｉｄ”を入力して積分演算を行い、その結果を他軸積分出力Ｖｄｉ２として出力する。
　本実施の形態に係るｄ軸電圧指令値演算器２４ｄでは、ｄ軸比例増幅器１０１ｄにも、電圧振幅ｍが入力される。本実施の形態は、電圧振幅ｍに応じて、ｄ軸の比例ゲインＫｐｄおよび制限ゲインＫを変動させる点で、実施の形態１と異なる。

　図２３に示すように、実施の形態２のｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、制限増幅器１１２ｑを備えている。制限増幅器１１２ｑは、乗算器１０７ｑから出力された他軸積分入力ＢｉｑをＫ倍した結果を、補正他軸積分入力Ｂｉｑ”として、積分器１２２ｑに入力する。「Ｋ」は、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑから見て、制御対象ではない方のｄ軸における電流偏差ｅｄを積分入力する際に乗算する制限ゲインである。制限増幅器１１２ｑには電圧振幅ｍが入力され、電圧振幅ｍの値に基づいて制限ゲインＫの値が決定される。
　積分器１２２ｑは、、補正他軸積分入力Ｂｉｑ”を入力して積分演算を行い、その結果を他軸積分出力Ｖｑｉ２として出力する。
　本実施の形態に係るｑ軸電圧指令値演算器２４ｑでは、ｑ軸比例増幅器１０１ｑにも、電圧振幅ｍが入力される。本実施の形態は、電圧振幅ｍに応じて、ｑ軸の比例ゲインＫｐｑおよび制限ゲインＫを変動させる点で、実施の形態１と異なる。

　図２４に、電圧振幅ｍと比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑ，および制限ゲインＫの関係を示す。図２４における上側のグラフの縦軸が比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑであり、下側のグラフの縦軸が制限ゲインＫである。上側および下側の両方において、横軸は電圧振幅ｍである。図２４において、ｍ１は電圧第一閾値であり、ｍ２は電圧第二閾値である。
　比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは、第１比例値Ｋｐ_Ｈと、第２比例値Ｋｐ_Ｌと、の間で切り替えられる。第２比例値Ｋｐ_Ｌは第１比例値Ｋｐ_Ｈよりも小さい。
　制限ゲインＫは、第１制限値Ｋ_Ｈと、第２制限値Ｋ_Ｌと、の間で切り替えられる。第２制限値Ｋ_Ｌは第１制限値Ｋ_Ｈよりも小さい。

　図２４に示すように、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より高いとき、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値は第２比例値Ｋｐ_Ｌに設定される。また、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より低いとき、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは第１比例値Ｋｐ_Ｈに設定される。
　電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２より高いとき、制限ゲインＫは第１制限値Ｋ_Ｈに設定される。また、電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２より低いとき、制限ゲインＫは第２制限値Ｋ_Ｌに設定される。ここで、電圧第一閾値ｍ１は電圧第二閾値ｍ２より高い。よって，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値がＫｐ_Ｌのとき，制限ゲインＫの値はＫ_Ｈである。

　このように、制限ゲインＫが高い値Ｋ_Ｈであるとき（すなわちｄ－ｑ軸間の非干渉制御が十分に効く状態)に限り、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを低下させるように処理することで、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑが低い状態でも制御の安定性を確保できる。また、制限ゲインＫが低い値Ｋ_Ｌであるとき、ｄ－ｑ軸間の非干渉制御が十分でない状態でも制御の安定性を確保できるように、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは安定性を確保できるだけの高い値Ｋｐ_Ｈに設定される。Ｋｐ_Ｈ，Ｋｐ_Ｌの値は、具体的には、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ、ｉｑ_ｒｅｆから回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗまでの応答が、それぞれ３００Hz～１０００Hz，１００Hz～３００Hzの範囲内において良好となるように設定される。例えばＫ_Ｈの値は０．７以上に設定され、Ｋ_Ｌの値は０．３以下に設定される。

　次に，電圧第一閾値ｍ１の好ましい設定について述べる。図２５に示すＧｘｎは、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎにおけるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎのうちいずれか１つの波形の例を示している。また、ＶＲｘは、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗにおける両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗのうちいずれか１つの波形の例を示している。図２５に示す例では、信号Ｇｘｎが０から１に変化した後、数μsにわたり、シャント抵抗の両端電圧ＶＲｘにリンギングが生じている。リンギングとは、インバータ１２においてスイッチングが行われた際、一定時間の間、シャント抵抗の両端電圧が変動する現象である。このリンギングを含んだシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗに基づいて、電流検出器２２が変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓを取得してしまうと、検出結果に誤差が含まれてしまう。変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓに誤差が含まれると、座標変換後の検出電流値ｉｄ、ｉｑにも誤差が含まれる。

　変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓを正確に得るためには、対応する下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎのオン時間が、リンギングの収束時間に応じて設定された時間閾値Ｔｍｉｎより長いことが好ましい。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎのオン時間を時間閾値Ｔｍｉｎより長くするために，ＰＷＭ信号生成器２７に入力される電圧が、図２の一点鎖線に示すＶｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ以下であるとよい。

　図２においては，修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’（すなわち、ＰＷＭ信号生成器２７に入力される電圧）がすべてＶｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ以下である。したがって、リンギングによる誤差を排除し、シャント抵抗における両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗに基づいて、精度よく変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓを取得することが可能である。このように，３つの相にそれぞれ対応したシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗに基づき、変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを求める検出法を，「３相検出」という。

　ところで、回転機１０の回転数の上昇等により、電圧振幅ｍが上昇すると、修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’の一部が、キャリア三角波Ｃの最大値Ｖｄｃに近い、大きな値をとる場合がある。図２６の例では、修正電圧指令ｖｕ’の値が、Ｖｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃの値（以下、「上限値」ともいう）よりも大きくなっている。この場合，Ｇｕｎが０から１に切り替わる時刻と、タイミングＸにおける時刻と、の差が小さくなる。したがって、タイミングＸにおいて取得されるｕ相のシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕに、リンギングの影響が含まれる。

　そこで、下アームスイッチング素子のスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い相に関する変換前検出電流は、その他の２相から生成してもよい。このように、３相のうちの１つの変換前検出電流を、残りの２つの相の変換前検出電流に基づいて求める検出法を、「２相検出」という。例えば，スイッチング信号Ｇｕｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い場合，Ｕ相の変換前検出電流ｉｕｓを、ｉｕｓ=－ｉｖｓ－ｉｗｓによって演算してもよい。同様に、スイッチング信号Ｇｖｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い場合、ｉｖｓ=－ｉｕｓ－ｉｗｓのように演算してもよく、スイッチング信号Ｇｗｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い場合、ｉｗｓ=－ｉｕｓ－ｉｖｓのように演算してもよい。

　電流検出に用いる相の数と電圧振幅ｍとの関係は以下の通りである。すなわち、電圧振幅ｍが低く、３相の修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’の瞬時値がいずれも上限値（Ｖｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ）以下となるとき、「３検出」を用いる。あるいは、電圧振幅ｍが高く、３相の修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’のうちいずれかの瞬時値が上限値（Ｖｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ）以上となるとき，「２相検出」を用いる。ここで，「３相検出」と「２相検出」とを比較すると，「３相検出」の方が精度が良好である。したがって、回転機１０の制御精度を高めるためには、「３相検出」を可能な限り用いることが好ましい。しかしながら、回転機１０の出力を上げるという観点では，電圧振幅ｍを大きくして「２相検出」を用いることが好ましい場合がある。

　そこで、本実施の形態では，電圧第一閾値ｍ１の値を、「(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ」に設定する。「(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ」は、先述の上限値である「Ｖｄｃ×（Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ」を、Ｖｄｃで割って規格化した数値であると言える。このように電圧第一閾値ｍ１を設定することで、以下の効果が得られる。電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より大きいとき、「２相検出」を用いるが、その際に比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは低い値Ｋｐ_Ｌに設定される。これにより、電流検出精度の低下が及ぼす影響を低減し、回転機１０から生じる振動・騒音が増大することを防げる。それと同時に、制限ゲインＫは高い値Ｋ_Ｈに設定されるため、非干渉制御が効いて制御安定性が保たれる。また、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より小さいとき、「３相検出」を用いるが、その際に比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは大きい値Ｋｐ_Ｈに設定される（図２４参照）。３相検出では電流検出精度が良好であるため、非干渉制御への依存を小さくする。これにより、回転角速度ωに含まれるノイズに起因して回転機１０に生じる振動・騒音を低減することができる。

　電圧第二閾値ｍ２は，電圧第一閾値ｍ１より低い値に設定しておけばよい。ただし、回転角速度ωの検出値に含まれるノイズが問題にならなければ，電圧第二閾値ｍ２における制限ゲインＫの値の切り替えは、必ずしも必要でない。具体的には，電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１以上であれば，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｌとし，そうでなければ比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｈとし、制限ゲインＫの値は電圧振幅ｍに関わらず常に一定（Ｋ_Ｈ）に設定してもよい。

　また，本実施の形態に係る交流回転機１０を含めて、一般的に、回転機への印加電圧と回転機の回転数（あるいは回転角速度ω）は概ね比例関係にある。そこで，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑおよび制限ゲインＫの切り替えを，先に述べた電圧振幅ｍに係る閾値ではなく，回転数（あるいは回転角速度ω）に係る閾値を用いて行ってもよい。例えば，電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１に一致する場合の回転数を回転数第一閾値ｎ１とし，電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２に一致する場合の回転数を回転数第二閾値ｎ２としてもよい。この場合，上記した電圧振幅ｍと閾値ｍ１、ｍ２との比較に基づく比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑまたは制限ゲインＫの切り替えを，回転数と閾値ｎ１，ｎ２との比較に基づく切り替えに置き換えることができる。同様に、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１に一致する場合の回転角速度ωを回転角速度第一閾値ω１とし，電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２に一致する場合の回転角速度ωを回転角速度第二閾値ω２としてもよい。この場合，上記した電圧振幅ｍと閾値ｍ１、ｍ２との比較に基づく比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑまたは制限ゲインＫの切り替えを，回転角速度ωとω１，ω２との比較に基づく切り替えに置き換えることができる。

　あるいは、電圧振幅ｍに応じた切り替えと、回転数（または回転角速度ω）に応じた切り替えと、を併用してもよい。具体例としては、電圧振幅ｍと電圧第一閾値ｍ１との比較に基づいて比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの切替えを行い、回転数（または回転角速度ω）と回転数第二閾値ｎ２（または回転角速度第二閾値ω２）との比較に基づいて制限ゲインＫの切替えを行ってもよい。

　以上の説明においては，電圧振幅ｍと電圧第一閾値ｍ１との比較，または回転数と回転数第一閾値ｎ１との比較、または回転角速度ωと回転角速度第一閾値ω１との比較に基づいて，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値を切り替えると説明した。しかしながら、例えば回転機電流が過大となり閾値を超えた場合，電圧振幅ｍまたは回転数に関わらず、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｈで一定としてもよい。回転機電流が過大となっている場合に，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを大きな値に設定することで、回転機電流が過大となる状態を短くできる。これにより，回転機１０の制御装置の故障を予防することができる。

　また，回転機１０の制御装置の一部に故障が生じて，残りの故障していない部分で継続運転する場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを常に大きな値（Ｋｐ_Ｈ）に設定して，システムの安全性を高めてもよい。
　また、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_ＬとＫｐ_Ｈとの間で切り替える際は、制御が不連続にならないように、スロープ(傾き)をつけて徐々に切り替えてもよい。同様に、制限ゲインＫの値をＫ_ＬとＫ_Ｈとの間で切り替える際も、スロープ(傾き)をつけて徐々に切り替えてもよい。

　以上の通り、本実施の形態２において、第１軸電圧指令値演算器（例えばｄ軸電圧指令値演算器２４ｄ）は、補正第１偏差（例えば補正ｄ軸電流偏差ｅｄ’）に対して比例ゲイン（例えばＫｐｄ）を乗算した値を用いて第１軸の電圧指令値（例えばＶｄ）を演算する。比例ゲインは、第１比例値Ｋｐ_Ｈと、第１比例値Ｋｐ_Ｈよりも小さい第２比例値Ｋｐ_Ｌと、の間で切り替えられる。そして、電圧指令値に基づいて算出される電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１以上である場合、あるいは、交流回転機１０の回転数が回転数第一閾値ｎ１以上である場合、あるいは、交流回転機１０の回転角速度ωが回転角速度第一閾値ω１以上である場合、比例ゲインが第２比例値Ｋｐ_Ｌに設定される。この構成によれば、回転角速度ωが大きい場合に、比例ゲインを小さい値（Ｋｐ_Ｌ）に設定することで、補正第１偏差に含まれる高周波ノイズ成分を低減でき、低騒音な交流回転機１０の制御装置２を提供できる。

　また、本実施の形態２において、第１軸電圧指令値演算器は、第２偏差に対して制限ゲインＫを乗算した値を用いて積分演算を実行し、制限ゲインＫは、第１制限値Ｋ_Ｈと、第１制限値Ｋ_Ｈよりも小さい第２制限値Ｋ_Ｌと、の間で切り替えられる。そして、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１よりも小さい電圧第二閾値ｍ２以下である場合、あるいは、交流回転機１０の回転数が回転数第一閾値ｎ１よりも小さい回転数第二閾値ｎ２以下である場合、あるいは、交流回転機１０の回転角速度ωが回転角速度第一閾値ω１よりも小さい回転角速度第二閾値ω２以下である場合に、制限ゲインＫが第２制限値Ｋ_Ｌに設定される。この構成によれば、回転角速度ωが小さい場合に、制限ゲインを小さい値（Ｋ_Ｌ）に設定することで、積分演算への第２偏差の入力を小さく制限できる。このため、第２偏差に含まれる高周波ノイズ成分を低減でき、低騒音な交流回転機１０の制御装置２を提供できる。

　また、インバータ１２は、３つの相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）にそれぞれ対応する、３組の上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ、およびシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備える。電流検出器２２は、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１よりも小さいとき、３つの相における回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、それぞれの対応するシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗに基づいて検出する（つまり「３相検出」を用いる）。この構成によれば、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出結果にリンギングの影響による誤差が含まれることを抑制できる。したがって、精度よく交流回転機１０の制御を行うことができる。

　また、回転機電流が閾値を超えた場合（すなわち過大である場合）に、電圧振幅ｍ等に関わらず、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑが第１比例値Ｋｐ_Ｈに設定されてもよい。この場合、回転機電流が過大となっている状態が継続する時間を短くできる。したがって，制御装置２の故障を予防することができる。

　また、制御装置２において、少なくとも１か所に故障が生じた場合に、電圧振幅ｍ等に関わらず、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑが第１比例値Ｋｐ_Ｈに設定されてもよい。この場合、故障発生時におけるシステムの安定性を向上させて、二次故障が発生することを抑制できる。

実施の形態３．
　次に、実施の形態３について述べる。本実施の形態では、実施の形態１または２で説明した技術を、電動パワーステアリング装置に含まれる回転機の制御に適用する場合を説明する。
　図２７に示すように、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置１００は、制御装置３と、ハンドル１０１と、回転機１０と、トルク検出器１０３と、を備えている。電動パワーステアリング装置１００は、車両に搭載される。ハンドル１０１は運転手によって操作される。ハンドル１０１の操作により、車両の前輪１０２が駆動させられる。制御装置３の基本的な構成は、実施の形態１における制御装置１と同様であるため、詳細な説明を省略し、異なる点を中心に述べる。

　トルク検出器１０３は，運転者によるハンドル１０１の操舵トルクＴｓを検出し、検出結果を制御装置３に出力する。回転機１０の駆動力は，駆動力伝達機構１０４を介して、車両の操舵系１００ｓに伝達される。操舵系１００ｓには、ハンドル１０１、前輪１０２等が含まれている。電動パワーステアリング装置１００は、回転機１０が生じさせる駆動力をアシストトルクとして用い、運転者による車両の操舵を補助する。

　制御装置３における電流指令値演算器２１は、実施の形態１とはトルク電流指令値（ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ）に関する演算が異なるため，その点について述べる。電流指令値演算器２１には，操舵トルクＴｓおよび車の走行速度Ｓが入力され、これらの入力に基づいて，ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを演算する。

　図２８は、操舵トルクＴｓおよび車の走行速度Ｓに応じたｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの設定値を示すグラフである。このグラフに示すように、操舵トルクＴｓが大きいほど電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの値が大きくなり、且つその変化の勾配が大きくなる。又、車の走行速度Ｓが大きいほど電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの値が小さくなる。尚、回転角速度ωに基づいて求められたダンピングトルク等を更に加味して、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの値を定めてもよい。

　図２８に示す通り、車の走行速度Ｓが低いほど，操舵トルクＴｓに対するｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの勾配が大きくなる。その結果、操舵トルクＴｓに検出ノイズが含まれた場合に、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆへの影響が大きくなり、回転機１０からの振動・騒音の発生、あるいはハンドル１０１への手触りの不快感などにつながる。

　そこで、本実施の形態３における電圧指令値演算部２４においては，車の走行速度Ｓに応じて，ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄにおける比例ゲインＫｐｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおける比例ゲインＫｐｑを、図２９のように変動させる。「Ｋｐ_Ｈ１」を第１速度参照値といい、「Ｋｐ_Ｌ１」を第２速度参照値という。第２速度参照値Ｋｐ_Ｌ１は、第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１より小さい。

　車の走行速度Ｓがｓ１以下の場合，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値が、Ｋｐ_Ｌ１に設定される。このように、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値を低く設定することで，操舵トルクＴｓの脈動に対してｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆが敏感に反応することを抑制できる。また、車の走行速度Ｓがｓ２以上の場合、操舵トルクＴｓの脈動によりｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆが受ける影響が小さいため、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを高い値Ｋｐ_Ｈ１に設定する。このように、車の走行速度Ｓに応じて比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを切り替えることで，操舵トルク検出値に含まれるノイズに起因する回転機１０の振動・異音の発生や、運転者がハンドル１０１から不快感を感じることを抑制した電動パワーステリング装置を提供できる。

　図２９のように、車の走行速度Ｓがｓ１～ｓ２の範囲内の場合は、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｈ１～Ｋｐ_Ｌ１の範囲内で連続的に変化させる。これにより、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの設定値が急激に切り替わることで運転者が感じる違和感等を抑制することができる。なお、比例ゲインＫｐｄ，ＫｐｑをＫｐ_Ｈ１とＫｐ_Ｌ１との間でステップ状に切り替えてもよい。

　以上の通り、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置１００は、制御装置３と、交流回転機１０と、交流回転機１０の駆動力を車両の操舵系１００ｓに伝達する駆動力伝達機構１０４と、を備える。このような構成により、静粛性と操舵安定性を両立した電動パワーステアリング装置１００を提供できる。

　また、本実施の形態において、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは、第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１と、第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１よりも小さい第２速度参照値Ｋｐ_Ｌ１と、の間で切り替えられる。電圧指令値演算部２４は、車両の走行速度Ｓが閾値ｓ２よりも小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１よりも低い値に設定する。この構成によれば、操舵音が響きやすい、車速が低い状況において、静粛性を高めることができる。

実施の形態４
　次に、実施の形態４について述べる。図３０に示すように、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置１００は、実施の形態３と同様の制御装置３を備えている。本実施の形態４は，実施の形態３で述べた技術に対し，電圧指令値演算部２４に入力する検出値を車の走行速度Ｓから操舵トルクＴｓへと変更する点と，電圧指令値演算部２４における演算内容の一部が異なる点と、において相違する。その他の点は、実施の形態３と同様であるため、説明を省略する。

　実施の形態３で説明した図２９において，車の走行速度Ｓが低速の場合も高速の場合も、操舵トルクＴｓが小さいほど、操舵トルクＴｓに対するｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの傾きが小さい。つまり、操舵トルクＴｓが小さいほど、操舵の安定性に余裕が生じるため，実施の形態２で述べた制限ゲインＫを低下させる余地がある。そこで，本実施の形態４における電圧指令値演算部２４においては、図３１に示すように、制限ゲインＫを変動させる。

　図３１において、「ΔＴｓ」は操舵トルクＴｓの単位時間あたりの変化量であり、「Ｋ_Ｈ１」は第１トルク参照値であり、「Ｋ_Ｌ１」は第２トルク参照値である。第２トルク参照値Ｋ_Ｌ１は、第１トルク参照値Ｋ_Ｈ１より小さい。制限ゲインＫは、変化量ΔＴｓの大きさに応じて、Ｋ_Ｌ１～Ｋ_Ｈ１の範囲で変動する。具体的には、ΔＴｓが第１トルク閾値ΔＴｓ１以下の場合、制限ゲインＫの値がＫ_Ｌ１に設定される。ΔＴｓが第２トルク閾値ΔＴｓ２以上の場合、制限ゲインＫの値がＫ_Ｈ１に設定される。ΔＴｓがΔＴｓ１～ΔＴｓ２の範囲内の場合は、制限ゲインＫの値がＫ_Ｌ１～Ｋ_Ｈ１の範囲内で連続的に変動する。これによって，操舵トルクＴｓの変動が小さい領域における、回転機１０の振動・騒音を低減することが可能である。

　図３１では，横軸をΔＴｓとした。ただし、図２８のグラフの勾配(Δｉｑ_ｒｅｆ／ΔＴｓ)を横軸としても同様の効果が得られる。上記勾配（Δｉｑ_ｒｅｆ／ΔＴｓ）を、本明細書では「電流トルク勾配」という。つまり、電流トルク勾配とは、操舵トルクＴｓの変化量（ΔＴｓ）に対するｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの変化量（Δｉｑ_ｒｅｆ）の比である。電流トルク勾配が閾値より小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを小さい値Ｋｐ_Ｌ１に設定してもよい。また、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆの少なくとも一方が閾値より小さい場合、あるいは操舵トルクＴｓが閾値より小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを小さい値（例えばＫｐ_Ｌ１）に設定してもよい。

　操舵トルクＴｓまたは電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆが小さい場合は、操舵音が目立ちやすくなる。そこで、本実施の形態４では、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆが閾値以下の場合、あるいは、操舵トルクＴｓとトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとの関係を表すグラフにおける勾配（電流トルク勾配Δｉｑ_ｒｅｆ／ΔＴｓ）が閾値より小さい場合、あるいは、操舵トルクＴｓの単位時間あたりの変化量ΔＴｓが第１トルク閾値ΔＴｓ１より小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１よりも低い値に設定する構成を提案する。これにより、操舵音が目立ちやすい状況において、非干渉制御を弱めて、静粛性を確保することができる。

　実施の形態３、４において、非干渉制御に伴ってインダクタンス増幅器１０６ｄ，１０６ｑに回転角速度ωを入力することに代えて、回転角速度ωが低域通過フィルタを通過した結果を入力してもよい。低域通過フィルタのカットオフ周波数は、電動パワーステアリング装置１００の操舵周波数の上限値（例えば５Ｈｚ）より高いとよい。この場合，非干渉制御を導入することで発生する、回転角速度ωに含まれるノイズ成分に起因する回転機１０の異音・振動を、低減する効果を奏する。したがって、静粛な電動パワーステアリング装置１００を提供することができる。

　以上、実施の形態１～４について説明したが、本開示は、上記の実施の形態に限定されず、本開示の趣旨を逸脱しない範囲で自由に変更が可能である。また、上述した実施の形態１～４は、適宜組み合わせることも可能である。

　尚、上述した回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成は、内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより上述した回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成における処理を行ってもよい。ここで、「記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行する」とは、コンピュータシステムにプログラムをインストールすることを含む。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳ及び周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

　また、「コンピュータシステム」は、インターネット又はＷＡＮ、ＬＡＮ、専用回線等の通信回線を含むネットワークを介して接続された複数のコンピュータ装置を含んでもよい。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。このように、プログラムを記憶した記録媒体は、ＣＤ－ＲＯＭ等の非一過性の記録媒体であってもよい。

　また、記録媒体には、当該プログラムを配信するために配信サーバからアクセス可能な内部又は外部に設けられた記録媒体も含まれる。尚、プログラムを複数に分割し、それぞれ異なるタイミングでダウンロードした後に回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成で合体される構成であってもよく、また、分割されたプログラムのそれぞれを配信する配信サーバが異なっていてもよい。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、ネットワークを介してプログラムが送信された場合のサーバ又はクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また、上記プログラムは、上述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、上述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

１～４…制御装置　１０…交流回転機　１２…インバータ　２２…電流検出器　２４ｄ、２４ｑ…（第１軸電圧指令値演算器、第２軸電圧指令値演算器）　１００…電動パワーステアリング装置　１０４…駆動力伝達機構　ｉｄ，ｉｑ…検出電流値　ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆ…電流指令値　ｉｑ_ｒｅｆ…トルク電流指令値　ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ…回転機電流　Ｋ…制限ゲイン　Ｋ_Ｈ…第１制限値　Ｋ_Ｌ…第２制限値　Ｋｐ_Ｈ…第１比例値　Ｋｐ_Ｈ１…第１速度参照値　Ｋｐ_Ｌ…第２比例値　Ｋｐ_Ｌ１…第２速度参照値　Ｋｐｄ，Ｋｐｑ…比例ゲイン　
Ｌｄ…ｄ軸インダクタンス　ｍ…電圧振幅　ｍ１…電圧第一閾値　ｍ２…電圧第二閾値　ｎ１…回転数第一閾値　ｎ２…回転数第二閾値　Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ…シャント抵抗　Ｓ…走行速度　１００ｓ…車両の操舵系　Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ…下アームスイッチング素子　Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ…上アームスイッチング素子　Ｔｓ…操舵トルク　ｖｄ，ｖｑ…（第１軸の電圧指令値、第２軸の電圧指令値）　ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗ…両端電圧　ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ…電圧指令値　ΔＴｓ…操舵トルクの変化量　ω…回転角速度　ω１…回転角速度第一閾値　ω２…回転角速度第二閾値　ωｃｃ…応答角周波数

Claims

　交流回転機の制御装置であって、
　前記交流回転機に電圧を印加するインバータと、
　前記インバータに直流電力を供給する直流電源と、
　前記交流回転機を流れる回転機電流を検出する電流検出器と、
　前記交流回転機の回転二軸における第１軸の電圧指令値を演算する第１軸電圧指令値演算器と、
　前記回転二軸における第２軸の電圧指令値を演算する第２軸電圧指令値演算器と、を備え、
　前記第１軸電圧指令値演算器は、
　　前記第１軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第１軸における検出電流値と、の偏差である第１偏差に補正ゲインを乗算した補正第１偏差、
　　前記第２軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第２軸における検出電流値と、の偏差である第２偏差、および、
　　前記交流回転機の回転角速度に基づいて前記第１軸の電圧指令値を演算し、
　前記補正ゲインの設定値は、前記交流回転機における物理量が急変した場合あるいは前記直流電源における出力電圧が上昇した場合に増加される、交流回転機の制御装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記交流回転機における物理量が急変した場合あるいは前記直流電源における出力電圧が上昇した場合に、干渉補償項を零に設定する、請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第２偏差に対し、前記交流回転機の回転角速度と、前記第２軸におけるインダクタンスと、前記電流指令値に対する前記回転機電流の周波数応答を調整するための応答角周波数と、を乗算した値を用いて積分演算を行い、前記積分演算の結果に基づいて干渉補償項を演算する、請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１偏差が閾値より大きい場合に、干渉補償項を演算するための積分演算への入力値を零に設定する、請求項２または３に記載の交流回転機の制御装置。
　前記物理量は、前記交流回転機の回転角速度であり、
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記回転角速度が急減した場合に前記補正ゲインの設定値を増加させる、請求項１から４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記物理量は、前記回転機電流であり、
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記回転機電流が目標値に対して急増した場合に前記補正ゲインの設定値を増加させる、請求項１から４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記物理量は、前記第１軸における前記電流指令値であり、
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１軸における前記電流指令値が急減した場合に前記補正ゲインの設定値を増加させる、請求項１から４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記物理量は、前記直流電源における出力電圧を除く、前記交流回転機の外的要因であり、
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記外的要因が急変した場合に前記補正ゲインの設定値を増加させる、請求項１から４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記補正第１偏差に対して比例ゲインを乗算した値を用いて前記第１軸の前記電圧指令値を演算し、
　前記比例ゲインは、第１比例値と、前記第１比例値よりも小さい第２比例値と、の間で切り替えられ、
　前記電圧指令値に基づいて算出される電圧振幅が電圧第一閾値以上である場合、あるいは、前記交流回転機の回転数が回転数第一閾値以上である場合、あるいは、前記交流回転機の回転角速度が回転角速度第一閾値以上である場合に、前記比例ゲインが前記第２比例値に設定される、請求項１から８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第２偏差に対して制限ゲインを乗算した値を用いて積分演算を実行し、
　前記制限ゲインは、第１制限値と、前記第１制限値よりも小さい第２制限値と、の間で切り替えられ、
　前記電圧振幅が前記電圧第一閾値よりも小さい電圧第二閾値以下である場合、あるいは、前記交流回転機の回転数が前記回転数第一閾値よりも小さい回転数第二閾値以下である場合、あるいは、前記交流回転機の回転角速度が回転角速度第一閾値よりも小さい回転角速度第二閾値以下である場合に、前記制限ゲインが前記第２制限値に設定される、請求項９に記載の交流回転機の制御装置。
　前記インバータは、３つの相にそれぞれ対応する、３組の上アームスイッチング素子、下アームスイッチング素子、およびシャント抵抗を備え、
　前記電流検出器は、前記電圧振幅が前記電圧第一閾値よりも小さいとき、前記３つの相における前記回転機電流をそれぞれの対応する前記シャント抵抗の両端電圧に基づいて検出する、請求項９または１０に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記回転機電流が閾値を超えた場合に、前記比例ゲインの設定値を増加させる、請求項９から１１のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記交流回転機の制御装置において、少なくとも１か所に故障が生じた場合に、前記比例ゲインの設定値を増加させる、請求項９から１１のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　請求項１から１３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置と、
　前記交流回転機と、
　前記交流回転機の駆動力を車両の操舵系に伝達する駆動力伝達機構と、を備える、電動パワーステアリング装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記補正第１偏差に対して比例ゲインを乗算した値を用いて前記第１軸の前記電圧指令値を演算し、
　前記比例ゲインは、第１速度参照値と、前記第１速度参照値よりも小さい第２速度参照値と、の間で切り替えられ、
　前記第１軸電圧指令値演算器は、車両の走行速度が閾値よりも小さい場合に、前記比例ゲインを前記第１速度参照値よりも小さい値に設定する、請求項１４に記載の電動パワーステアリング装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記電流指令値が閾値以下の場合、あるいは、操舵トルクが閾値以下の場合、あるいは、操舵トルクとトルク電流指令値との関係を表すグラフにおける勾配が閾値より小さい場合、あるいは、操舵トルクの単位時間あたりの変化量が閾値より小さい場合に、前記比例ゲインを前記第１速度参照値よりも小さい値に設定する、請求項１５に記載の電動パワーステアリング装置。
　前記第１軸電圧指令値演算器は、カットオフ周波数が前記電動パワーステアリング装置の操舵周波数の上限値より高い低域通過フィルタに、前記交流回転機の回転角速度を通した結果を用いて積分演算を実行する、請求項１４から１６のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置。