WO2013007512A2 - Verfahren zur ansteuerung einer mehrphasigen maschine - Google Patents

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WO2013007512A2
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Paul Mehringer
Julian Roesner
Fabio Magini
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Robert Bosch Gmbh
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Definitions

  • the invention relates to a method for controlling a multi-phase machine.
  • Electric rotary field drives are known. Different types of modulation are used. Widely used in polyphase drives is the use of pulse width modulation (PWM). A control of such rotary field drives is carried out depending on the respective requirements by one of the following methods:
  • start-stop systems serve to stop and restart an internal combustion engine for the purpose of reducing fuel consumption and exhaust emissions.
  • a start-stop system developed by the applicant works on the basis of conventional starters. In this case, the respective starter is controlled by an electronic control unit and engages by means of a pinion in a ring gear provided on the flywheel.
  • boost converter For vehicles with voltages greater than 14 V and 42 V, for example, it is already known to use a boost converter. This makes it possible to allow a current output of the generator before reaching an open circuit voltage of 42 V.
  • a device and a method for controlling a generator with associated voltage converter are known, wherein the voltage converter operates as a boost converter. Said control takes place in at least two subregions, which are defined as speed ranges or as voltage ranges, in different ways.
  • a first, subordinate control device is used to control the voltage operating as a boost converter transducer.
  • a second control device serves as a regulator for the excitation current flowing through the field winding of the generator. Both control devices communicate with each other and exchange information.
  • the subordinate control for the step-up converter is conventionally realized by means of a center-centered PWM control (center-aligned drive) in which the drive ratio is continuously increased. This variation of the drive ratio is accompanied by a high DC link current.
  • the presence of a high intermediate circuit current is critical because the DC link capacitor is exposed to high ambient temperatures and the ambient temperatures mentioned and the DC link current determine the service life of the DC link capacitor.
  • a reduction of the DC link current opens up the possibility of using smaller capacity DC link capacitors, which leads to cost advantages.
  • Another advantage is the possibility of increasing the maximum permitted ambient temperatures by reducing the internal power loss of the DC link capacitor.
  • a method with the features specified in claim 1 has the advantage that the intermediate circuit currents occurring are minimized. It offers a drive strategy especially for electric generators in the
  • a drive connected to a battery multiphase machine which has a provided with an intermediate circuit capacitor DC link and per phase has a high-side switch and a low-side switch, wherein the individual phases associated switches of a control unit are supplied with control signals, wherein the control unit for reducing the DC link current control signals for the individual phases associated switches such that sinusoidal phase currents are given, at any time of each An horrzyklusses at least one phase current is switched on and for each drive cycle a fixed ge - Pulstes control pattern is present, in which the control widths of the phases associated with the drive signals are constant.
  • FIG. 2 shows diagrams for illustrating a known center-aligned drive pattern and occurring currents
  • FIG. 3 shows an enlarged detail of the diagrams shown in FIG. 2,
  • FIG. 4 shows diagrams for illustrating a five-phase sine system
  • FIG. 5 shows diagrams for illustrating a first improved control pattern and the intermediate circuit current occurring in the process
  • FIG. 6 shows diagrams for illustrating a second improved control pattern and the intermediate circuit current occurring in the process
  • Figure 7 shows a Anberichtmuster according to a first embodiment of the
  • FIG. 8 shows a drive pattern according to a second exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 9 shows a drive pattern according to a third exemplary embodiment of the invention
  • Phase currents are shown as a function of the driving time
  • FIG. 1 diagrams in which the courses of DC link, battery and
  • FIG. 12 shows diagrams for illustrating the DC link current during a speed ramp-up when using a known center-aligned drive pattern
  • FIG. 13 Diagrams for illustrating the DC link current during a speed ramp-up when using a drive pattern according to the invention.
  • the invention relates to a method for controlling a multiphase machine connected to a battery, which has a DC link capacitor provided with a DC link and per phase a high-side switch and a low-side switch, wherein the individual phases associated switch from a control unit with control signals be charged.
  • This method is not bound to a specific number of phases of the machine, but will be explained in more detail below using a five-phase machine.
  • Drudenfußverscnies is understood as an interconnection type in which the total of five phase windings of the circuit are electrically connected to each other such that the shape of the circuit diagram yields a pentagram.
  • the machine shown has a total of five phase terminals A1, A2, A3, A4, A5 and a total of five phase windings 1, 2, 3, 4, 5, wherein each of these phase windings is connected between two of said phase terminals. Furthermore, the machine shown has a power electronics LE connected to the phase terminals and a battery B. The battery B has a positive terminal B + and a negative terminal B-. Between the battery B and the power electronics LE is a DC link ZK, which contains a DC link capacitor C_ZK.
  • Power electronics LE includes five branches Ph1, Ph2, Ph3, Ph4 and Ph5, each of which has a series connection of two switches, with each of these switches having a diode connected in anti-parallel. This arrangement results in the use of conventional field effect transistors as switches, since these include an inverse diode. In principle, however, the use of other switching elements, such as IGBTs possible.
  • the branch Ph1 of the power electronics LE which contains the switches HS1 and LS1, is connected at a connection point between the two switches HS1 and LS1 to the phase connection A1 of the stator of the machine.
  • the switch HS1 of the branch Ph1 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS1, a diode is connected.
  • the switch LS1 of the branch Ph1 is a low-side switch. Anti-parallel to the switch LS1, a diode is connected.
  • the switches HS1 and LS1 are controlled by a control unit S with control signals S1 and S2.
  • the branch Ph2 of the power electronics LE which contains the switches HS2 and LS2, is connected at a connection point between the two switches HS2 and LS2 to the phase connection A2 of the stator of the machine.
  • HS2 of branch Ph2 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS2, a diode is connected.
  • Switch LS2 of branch Ph2 is a low side switch. Anti-parallel to the switch LS2, a diode is connected.
  • the switches HS2 and LS2 are controlled by the control unit S with control signals S3 and S4.
  • the branch Ph3 of the power electronics LE which includes the switches HS3 and LS3, is connected at a connection point between the two switches HS3 and LS3 to the phase terminal A3 of the stator of the machine.
  • Switch HS3 of branch Ph3 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS3, a diode is connected.
  • Switch LS3 of branch Ph3 is a low-side switch. Anti-parallel to the switch LS3, a diode is connected.
  • the switches HS3 and LS3 are controlled by the control unit S with control signals S5 and S6.
  • the branch Ph4 of the power electronics LE which includes the switches HS4 and LS4, is connected at a connection point between the switches HS4 and LS4 to the phase terminal A4 of the stator of the machine.
  • Switch HS4 of branch Ph4 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS4, a diode is connected.
  • the switch LS4 of the branch Ph4 is a low-side switch. At- Tiparallel to the switch LS4 is a diode connected.
  • the switches HS4 and LS4 are controlled by the control unit S with control signals S7 and S8.
  • the branch Ph5 of the power electronics LE which includes the switches HS5 and LS5, is connected to the phase terminal A5 of the stator of the machine at a connection point between the two switches HS5 and LS5.
  • Switch HS5 of branch Ph5 is a highside switch. Antiparallel to the switch HS5 is a diode connected.
  • Switch LS5 of branch Ph5 is a low side switch. Antiparallel to the switch LS5 is a diode connected.
  • the switches HS5 and LS5 are controlled by the control unit S with control signals S9 and S10.
  • l_ZK l_Bat - l_Gen.
  • the generator current I_Gen results from a superposition of the phase currents I_1 to I_5 for those phases whose high-side switch is turned on at the respective instant.
  • FIG. 2 a the control signals for the switches, in the FIG. 2 b the DC link current I_ZK, in FIG. 2 c the voltage V_B + applied to the positive pole of the battery, in FIG. 2 d the battery current I_Bat and in FIG. 2 e the phase currents I_X to I_Y shown.
  • FIG. 2d shows the battery current I_Bat and FIG. 2E shows the phase currents I_X to I_Y, which make a contribution to the DC link current or not depending on the position of the respectively associated highside switch.
  • FIG. 3 shows an enlarged detail of the diagrams shown in FIG. 3a, in turn, the control signals for the switches, in FIG. 3b the DC link current I_Zk, in FIG. 3C the voltage V_B + applied to the positive pole of the battery, in FIG. 3d the battery current I_Bat and in FIG. 3e the phase currents I_X to l_Y shown.
  • the intermediate circuit current I_ZK is formed by a superimposition of the battery current I_Bat with the respective active phase current (s) and that in the case of a through-connection of the high-side switches associated with the phase connections X, U and W, a high intermediate level circulating current, which in the present example is about-420 A, while the battery current is about 80A and the effective phase current is about 200A.
  • the arithmetic mean of the capacitor current is zero in the case of neglecting the intrinsic losses.
  • the RMS value increases sharply when the currents are heavily added up; H. Due to this large increase of the RMS value, the thermal load of the DC link capacitor is high, Such a high thermal load, as occurs when using a center-aligned drive, is avoided in a method according to the invention.
  • FIG. 4 a shows a diagram for illustrating a five-phase sine system as used in DE (R. 336 126), in which diagram the phase sequence is changed in comparison to the diagrams shown in FIGS. 2 and 3.
  • the associated phase currents are denoted by U, V, W, X and Y.
  • An upper limit is denoted by G_o and a lower limit by G_u. These limit values are illustrated by dashed lines in FIG. 4a.
  • the upper limit G_o is slightly smaller than the maximum positive target voltage value.
  • the other limit value G_u is slightly larger than the minimum negative target voltage value.
  • the control unit provides, in successive drive cycles, pulse-shaped control signals for the switches whose pulse widths and pulse starts are each varied within a drive cycle such that the DC link current is reduced.
  • angular intervals or fiattop windows ai, a10 are marked in which voltage presets exist in the sense that either the nominal voltage value assigned to a current phase is greater than the upper limit value G_o or less than the lower limit value G_u. If the nominal voltage value assigned to a current phase is greater than the upper limit value G_o, then the associated highside switch is controlled through in the associated angular interval. If, on the other hand, the nominal voltage value assigned to a current phase is smaller than the lower limit value G_u, then the associated low-side switch is controlled in the associated angular interval, as will be explained below with reference to FIG.
  • FIGS. 4a and 4b It can be seen from FIGS. 4a and 4b that
  • FIG. 5 shows diagrams for illustrating a control pattern according to the invention described in DE (R. 336126) and the DC link current occurring in the process. The control pattern is shown in FIG.
  • phase currents are avoided by appropriately shifting the associated drive pulses within a drive period. This shift can be done arbitrarily without limiting the effect of a sine commutation within a drive period. Consequently, the effective DC link current can be further reduced if the control of the phases whose two switches are not turned on in the current Fiattoprate, relative to each other are shifted so that overlaps of positive or negative
  • Phase currents are avoided and / or that positive and negative phase currents compensate each other at least partially.
  • FIG. 6 shows diagrams for illustrating a drive pattern according to the development described above, according to which a superimposition of positive and negative phase currents takes place in such a way that the intermediate phase is reduced circle, the occurring DC link current and associated instantaneous current values.
  • the drive pattern and the DC link current are shown in FIG. 6a and the associated instantaneous current values are shown in FIG. 6b.
  • the DC link current can be reduced by up to 40% compared to a conventional center-aligned drive.
  • sinusoidal setpoint current or setpoint voltage specifications are used.
  • the drive duration or the battery current is varied so that the pulses of the pulse pattern move towards each other until, in the example described above, ideally the drive pulses for the phases X and Y abut each other exactly flush.
  • FIG. 7 shows a pulse pattern according to a first exemplary embodiment of the invention.
  • the pulse pattern according to FIG. 7 is characterized in that the drive pulses for the phases U and W are arranged "below” the drive pulse for the phase Y and that the drive pulse for the phase X is exactly flush is connected to the drive pulse for the Y phase.
  • Phase V is continuously controlled. After every 18 degrees, the pulse arrangement is changed.
  • the drive pulses for the phases U and W are arranged after 18 angular degrees "below” the drive pulse for the phase X. Thereafter, a changeover to a low-side flatatt with a corresponding change of the drive pulses similar to FIG.
  • the pulse pattern ACCORDING FIG 7 leads to a five-phase system to current conditions where the following relationship: l_eff, phase "l_Bat.
  • FIG. 8 shows, as a second exemplary embodiment of the invention, an alternative drive pattern, which also leads to a reduction of the DC link current.
  • the effective phase and battery current are approximately in the ratio 3: 4.
  • Such a pulse pattern can be advantageously used when lower battery currents are requested in a boost converter operation.
  • no flattop method is used, since all five phases are switched within a drive cycle here.
  • the phase V drive window is located exactly on the edges of the drive pulses for phase X and phase Y.
  • FIG. 9 shows, as a third exemplary embodiment of the invention, a drive pattern for a three-phase machine, in which the resulting intermediate circuit current is reduced.
  • This control pattern is characterized in that within a An horrzyklusses no time gaps occur or that within each An horrzyklusses always a phase current is switched through, that the sum of the predetermined sinusoidal phase currents is equal to the battery current and that for the duration of a An horrzyklusses a fixed, not changed driving pattern is used.
  • FIG. 10 shows diagrams in which the characteristics of DC link, battery and phase currents are shown as a function of the drive duration.
  • FIG. 11 shows diagrams in which, in the case of an engine start, the courses of DC link, battery and phase currents are plotted as a function of the generator speed n RS G. 1 a, these currents are shown as they occur in the case of a known center-aligned drive, and in FIG. 11 b, the currents which are present in the case of a drive pattern according to FIG.
  • the phase current for the duration of the entire starting process is set to a constant value by an appropriate control or regulation of the driving width. It can also be seen from these diagrams that the DC link current is greatly reduced when using a drive according to the invention.
  • FIG. 12 illustrates a simulation of a speed-up of an electrical machine in the case of a known center-aligned drive, wherein this speed ramp-up takes place linearly from 0 rpm to 1000 rpm in 0.3 s. It can be seen that in this case an effective DC link current is established whose average value is 164 A.
  • FIG. 13 illustrates a simulation of a speed-up of an electrical machine in the case of a drive strategy according to the invention, whereby here too the speed ramp-up takes place linearly from 0 rpm to 1000 rpm in 0.3 s. It can be seen that, when using a drive pattern according to the invention, an effective DC link current is established whose mean value is 94 A, ie is significantly reduced.
  • the number of phases is greater than 5, results in a higher number of pulse patterns according to the invention, which leads to reduced Zwi lead schennikströmen.
  • These pulse patterns are determined in advance and permanently stored in the sequence control of the respective system.
  • a regulation of the generator current takes place via a graduation with the aid of the individual pulse patterns, the excitation current of the machine, the commutation angle, a pulsed battery current on a higher time level with intermediate buffering in the battery or a combination of these measures.
  • a method for controlling a multiphase machine according to the invention is advantageously suitable for reducing the effective intermediate circuit current, in particular in a boost converter mode, but can also be used in the motorized operation of the machine.
  • a simple calculation of the switching pulses of the switches assigned to the phases can take place independently of the current rotational speed and independently of the current phase position.
  • a method according to the invention is applicable to machines having an arbitrary number of phases, but in particular to machines whose phase number is greater than 3.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung einer mit einer Batterie verbundenen mehrphasigen Maschine, welche einen mit einem Zwischenkreiskon- densator versehenen Zwischenkreis, Phasenwicklungen und pro Phase einen Highside-Schalter und einen Lowside-Schalter aufweist. Die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter werden von einer Steuereinheit derart angesteuert, dass sinusförmige Phasenströme vorgegeben werden, zu jedem Zeitpunkt eines jeden Ansteuerzyklusses mindestens ein Phasenstrom zugeschaltet ist und für jeden Ansteuerzyklus ein festes, gepulstes Ansteuermuster vorliegt, in welchem die Ansteuerbreiten der den Phasen zugeordneten Ansteuersignale konstant sind, und die den einzelnen Phasen zugeordneten Ansteuerimpulse derart vorgegeben sind, dass der auftretende Zwischenkreisstrom minimiert ist.

Description

Beschreibung
Titel
Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine Stand der Technik
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine.
Stand der Technik
Elektrische Drehfeldantriebe sind bekannt. Dabei kommen verschiedene Modulationsarten zum Einsatz. Sehr verbreitet bei Drehfeldantrieben ist ein Einsatz einer Pulsweitenmodulation (PWM). Eine Regelung bei derartigen Drehfeldantrieben erfolgt in Abhängigkeit von den jeweils vorliegenden Erfordernissen nach einer der folgenden Methoden:
- Verwendung einer sinusförmigen Stromregelung (Sinuskommutierung),
- Verwendung einer blockförmigen Stromregelung (Blockbestromung),
- Verwendung von blockförmigen Spannungen (Steuerung mit Blockspannungen),
- Verwendung einer sinusförmigen Spannungsregelung mit überlagerten Nullspannungen.
Grundsätzlich lassen sich die vorstehend genannten Techniken bei elektrischen Maschinen mit einer beliebigen Phasenzahl anwenden. In der Praxis findet man am Häufigsten elektrische Maschinen mit drei Phasen. Es gibt jedoch auch elektrische Maschinen mit einer anderen Phasenzahl, beispielsweise elektrische Maschinen mit einer, zwei, vier, fünf, sechs, sieben oder neun Phasen. Des Weiteren sind bereits sogenannte Start-Stopp-Systeme bekannt. Diese dienen zum Stoppen und Wiederstarten eines Verbrennungsmotors zum Zwecke einer Reduktion des Kraftstoffverbrauchs und der Abgasemissionen. Ein von der Anmelderin entwickeltes Start-Stopp-System arbeitet auf der Basis von konventionellen Startern. Dabei wird der jeweilige Starter durch ein elektronisches Steuergerät angesteuert und greift mittels eines Ritzels in einen am Schwungrad vorgesehenen Zahnkranz ein. Des Weiteren wurde bereits vorgeschlagen, einen Startergenerator im Riementrieb (RSG) auf Basis eines Klauenpolgenerators mit einem zusätzlichen elektronischen Steuergerät zu realisieren. Bei derartigen Startergeneratoren werden oftmals die Phasen direkt über elektronische Halbleiterschalter mit der Batterie verbunden, ohne dass ein Taktverfahren wie beispielsweise die PWM angewen- det wird.
Um im Bremsfall höhere Energien rekuperieren zu können, sind Systeme mit höheren Spannungen notwendig. Bei höheren Spannungen wird für ein Starten des Verbrennungsmotors eine Taktung der Versorgungsspannung im Umrichter not- wendig, um den Strom in der Maschine auf einen vorgegebenen maximalen Wert zu begrenzen. Ein getakteter Umrichter erfordert einen Zwischenkreis mit Kondensatoren hoher Kapazität, um die Wechselanteile im Aufnahmestrom zu glätten. In den Endstufen bestimmt oftmals die Dimensionierung der Zwischenkreise den Platzbedarf für die jeweilige Endstufe.
Für Fahrzeuge mit Spannungen, die größer als 14 V sind und beispielsweise 42 V betragen, ist es bereits bekannt, einen Hochsetzsteller zu verwenden. Dadurch wird es ermöglicht, eine Stromabgabe des Generators bereits vor Erreichung einer Leerlaufspannung von 42 V zu ermöglichen.
Aus der DE 199 03 426 A1 sind eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Regelung eines Generators mit zugeordnetem Spannungswandler bekannt, wobei der Spannungswandler als Hochsetzsteller arbeitet. Die genannte Regelung erfolgt in wenigstens zwei Teilbereichen, die als Drehzahlbereiche oder als Spannungsbe- reiche definiert sind, auf unterschiedliche Weise. Eine erste, unterlagerte Regeleinrichtung dient zur Regelung des als Hochsetzsteller arbeitenden Spannungs- wandlers. Eine zweite Regeleinrichtung dient als Regler für den durch die Erregerwicklung des Generators fließenden Erregerstrom. Beide Regeleinrichtungen stehen miteinander in Verbindung und tauschen Informationen aus. Die unterlagerte Regelung für den Hochsetzsteller wird üblicher Weise mittels einer mittenzentrierten PWM-Ansteuerung (Center-Aligned-Ansteuerung) realisiert, bei welcher das Ansteuerverhältnis kontinuierlich erhöht wird. Mit dieser Variation des Ansteuerverhältnisses geht ein hoher Zwischenkreisstrom einher. Insbesondere für Anwendungen im Automobilbereich ist das Vorliegen eines hohen Zwi- schenkreisstromes kritisch, da der Zwischenkreiskondensator hohen Umgebungstemperaturen ausgesetzt ist und die genannten Umgebungstemperaturen und der Zwischenkreisstrom die Lebensdauer des Zwischenkreiskondensators bestimmen. Eine Reduzierung des Zwischenkreisstromes eröffnet die Möglichkeit, Zwischenkreiskondensatoren mit kleinerer Kapazität zu verwenden, was zu Kostenvorteilen führt. Ein weiterer Vorteil besteht in der Möglichkeit, die maximal erlaubten Umgebungstemperaturen durch eine Reduzierung der internen Verlustleistung des Zwischenkreiskondensators zu erhöhen.
Offenbarung der Erfindung
Ein Verfahren mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen weist den Vorteil auf, dass die auftretenden Zwischenkreisströme minimiert sind. Es bietet eine Ansteuerstrategie insbesondere für elektrische Generatoren im
Hochsetzstellerbetrieb, ist aber auch im motorischen Betrieb der Maschine nutz- bar. Bei einem Verfahren mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen erfolgt eine Ansteuerung einer mit einer Batterie verbundenen mehrphasigen Maschine, welche einen mit einem Zwischenkreiskondensator versehenen Zwischenkreis und pro Phase einen Highside-Schalter und einen Lowside-Schalter aufweist, wobei die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter von einer Steuereinheit mit Steuersignalen beaufschlagt werden, wobei die Steuereinheit zur Reduzierung des Zwischenkreisstromes Steuersignale für die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter derart bereitstellt, dass sinusförmige Phasenströme vorgegeben werden, zu jedem Zeitpunkt eines jeden Ansteuerzyklusses mindestens ein Phasenstrom zugeschaltet ist und für jeden Ansteuerzyklus ein festes, ge- pulstes Ansteuermuster vorliegt, in welchem die Ansteuerbreiten der den Phasen zugeordneten Ansteuersignale konstant sind. Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
Figur 1 eine Skizze zur Erläuterung einer an eine Batterie angeschlossenen fünfphasigen Maschine in Drudenfußverschaltung mit einer BI O- Brücke,
Figur 2 Diagramme zur Veranschaulichung eines bekannten Center-Aligned- Ansteuerungsmusters und dabei auftretender Ströme,
Figur 3 ein vergrößerter Ausschnitt aus den in der Figur 2 gezeigten Diagrammen,
Figur 4 Diagramme zur Veranschaulichung eines fünfphasigen Sinussystems,
Figur 5 Diagramme zur Veranschaulichung eines ersten verbesserten Ansteuermusters und des dabei auftretenden Zwischenkreisstromes,
Figur 6 Diagramme zur Veranschaulichung eines zweiten verbesserten Ansteuermusters und des dabei auftretenden Zwischenkreisstromes,
Figur 7 ein Ansteuermuster gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel für die
Erfindung,
Figur 8 ein Ansteuermuster gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel für die
Erfindung,
Figur 9 ein Ansteuermuster gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel für die
Erfindung,
Figur 10 Diagramme, in denen die Verläufe von Zwischenkreis-, Batterie- und
Phasenströmen in Abhängigkeit von der Ansteuerdauer gezeigt sind,
Figur 1 1 Diagramme, in denen die Verläufe von Zwischenkreis-, Batterie- und
Phasenströmen in Abhängigkeit von der Generatordrehzahl gezeigt sind, Figur 12 Diagramme zur Veranschaulichung des Zwischenkreisstromes bei einem Drehzahlhochlauf bei Verwendung eines bekannten Center- Aligned-Ansteuermusters und
Figur 13 Diagramme zur Veranschaulichung des Zwischenkreisstromes bei einem Drehzahlhochlauf bei Verwendung eines Ansteuermusters gemäß der Erfindung.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung einer mit einer Batterie verbundenen mehrphasigen Maschine, welche einen mit einem Zwischenkreiskon- densator versehenen Zwischenkreis und pro Phase einen Highside-Schalter und einen Lowside-Schalter aufweist, wobei die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter von einer Steuereinheit mit Steuersignalen beaufschlagt werden. Dieses Verfahren ist nicht an eine bestimmte Phasenzahl der Maschine gebunden, wird aber nachfolgend anhand einer fünfphasigen Maschine näher erläutert.
Die Figur 1 zeigt eine Skizze zur Erläuterung einer fünfphasigen Maschine in Drudenfußverschaltung mit einer B10-Brücke. Als Drudenfußverschaltung wird ein Verschaltungstyp verstanden, bei dem die insgesamt fünf Phasenwicklungen der Schaltung elektrisch derart miteinander verbunden sind, dass die Form des Schaltbildes ein Pentagramm ergibt.
Die gezeigte Maschine weist insgesamt fünf Phasenanschlüsse A1 , A2, A3, A4, A5 und insgesamt fünf Phasenwicklungen 1 , 2, 3, 4, 5 auf, wobei jede dieser Phasenwicklungen zwischen zwei der genannten Phasenanschlüsse geschaltet ist. Des Weiteren weist die gezeigte Maschine eine mit den Phasenanschlüssen verbundene Leistungselektronik LE und eine Batterie B auf. Die Batterie B hat einen Pluspol B+ und einen Minuspol B-. Zwischen der Batterie B und der Leistungselektronik LE befindet sich ein Zwischenkreis ZK, der einen Zwischenkreis- kondensator C_ZK enthält.
Die Leistungselektronik LE enthält fünf Zweige Ph1 , Ph2, Ph3, Ph4 und Ph5, von denen jeder eine Reihenschaltung zweier Schalter aufweist, wobei jedem dieser Schalter eine Diode antiparallel geschaltet ist. Diese Anordnung ergibt sich bei der Verwendung von herkömmlichen Feldeffekttransistoren als Schalter, da diese eine Inversdiode beinhalten. Grundsätzlich ist jedoch auch die Verwendung von anderen Schaltelementen, beispielsweise IGBTs, möglich.
Der Zweig Ph1 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS1 und LS1 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS1 und LS1 mit dem Phasenanschluss A1 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS1 des Zweigs Ph1 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS1 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS1 des Zweigs Ph1 ist ein Lowside- Schalter. Antiparallel zum Schalter LS1 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS1 und LS1 werden von einer Steuereinheit S mit Steuersignalen S1 und S2 angesteuert.
Der Zweig Ph2 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS2 und LS2 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS2 und LS2 mit dem Phasenanschluss A2 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter
HS2 des Zweigs Ph2 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS2 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS2 des Zweigs Ph2 ist ein Lowside- Schalter. Antiparallel zum Schalter LS2 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS2 und LS2 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S3 und S4 an- gesteuert.
Der Zweig Ph3 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS3 und LS3 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS3 und LS3 mit dem Phasenanschluss A3 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS3 des Zweigs Ph3 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS3 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS3 des Zweigs Ph3 ist ein Lowside- Schalter. Antiparallel zum Schalter LS3 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS3 und LS3 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S5 und S6 angesteuert.
Der Zweig Ph4 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS4 und LS4 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern HS4 und LS4 mit dem Phasenanschluss A4 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS4 des Zweigs Ph4 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS4 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS4 des Zweigs Ph4 ist ein Lowside-Schalter. An- tiparallel zum Schalter LS4 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS4 und LS4 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S7 und S8 angesteuert.
Der Zweig Ph5 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS5 und LS5 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS5 und LS5 mit dem Phasenanschluss A5 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS5 des Zweigs Ph5 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS5 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS5 des Zweigs Ph5 ist ein Lowside- Schalter. Antiparallel zum Schalter LS5 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS5 und LS5 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S9 und S10 angesteuert.
Im Betrieb der in der Figur 1 gezeigten Maschine gilt für jeden beliebigen Zeitpunkt die folgende Beziehung:
l_ZK = l_Bat - l_Gen.
Dabei ergibt sich der Generatorstrom l_Gen in Abhängigkeit von Stellung der Schalter der Leistungselektronik aus einer Überlagerung der Phasenströme l_1 bis l_5 für diejenigen Phasen, deren Highside-Schalter in dem jeweiligen Zeitpunkt durchgesteuert ist.
Es ist bereits eine sogenannte Center-Aligned-Ansteuerung bekannt. Bei dieser ist der Zeitbereich für den Stromfluss auf einen kleinen Zeitbereich konzentriert. Ein Ansteuermuster für eine derartige Center-Aligned-Ansteuerung und dabei auftretender Ströme sind in den in der Figur 2 gezeigten Diagrammen veranschaulicht, wobei in der Figur 2 die Ansteuerimpulse für die den Phasen zugeordneten Schalter mit U, V, W, X und Y und die Phasenströme mit l_U, l_V, l_W, l_X und l_Y bezeichnet sind.
Dabei sind in der Figur 2a die Ansteuersignale für die Schalter, in der Figur 2b der Zwischenkreisstrom l_ZK, in der Figur 2c die am Pluspol der Batterie anliegende Spannung V_B+, in der Figur 2d der Batteriestrom l_Bat und in der Figur 2e die Phasenströme l_X bis l_Y dargestellt.
Aus der Figur 2a ist insbesondere ersichtlich, dass bei einer Center-Aligned- Ansteuerung die Pulsmitten der Ansteuerimpulse zeitlich übereinstimmen, wie es durch eine senkrecht gestrichelte Linie in der Figur 2a angedeutet ist. Ferner geht aus der Figur 2a hervor, dass die Flanken der Ansteuerimpulse zeitlich voneinander verschieden sind und sich in einem begrenzten zeitlichen Bereich befinden. Mit dem Text„Freilauf LS" ist angedeutet, dass in diesem Zeitintervall alle Lowside-Schalter durchgesteuert sind. Mit dem Text„Freilauf HS" ist angedeutet, dass in diesem Zeitintervall alle Highside-Schalter durchgesteuert sind. Mit dem Text„Antrieb" wird zum Ausdruck gebracht, dass in diesem engen Zeitfenster durch die Schalterstellungen die el. Maschine an die äußere Spannung angeschlossen wird. Dadurch wird eine Stromänderung in den Ständerwicklungen hervorgerufen. Befindet sich ein Ansteuerimpuls auf dem Spannungsniveau 16 V, dann ist der jeweils zugehörige Highside-Schalter durchgesteuert. Befindet sich ein Ansteuerimpuls auf einem Spannungsniveau von 0 V, dann ist der jeweils zugehörige Lowside-Schalter durchgesteuert.
Der Figur 2b ist entnehmbar, dass der Zwischenkreisstrom l_ZK im zeitlichen Bereich der Flanken der Ansteuerimpulse starken Veränderungen unterworfen ist, wie noch anhand der Figur 3 näher veranschaulicht wird.
Aus der Figur 2c ist ersichtlich, dass auch die Batteriespannung V_B+ im zeitlichen Bereich der Flanken der Ansteuerimpulse starken Veränderung unterworfen ist.
Die Figur 2d zeigt den Batteriestrom l_Bat und die Figur 2e die Phasenströme l_X bis l_Y, welche in Abhängigkeit von der Stellung des jeweils zugehörigen Highside-Schalters einen Beitrag zum Zwischenkreisstrom leisten oder nicht.
Die Figur 3 zeigt einen vergrößerten Ausschnitt aus den in der Figur 2 gezeigten Diagrammen. Dabei sind in der Figur 3a wiederum die Ansteuersignale für die Schalter, in der Figur 3b der Zwischenkreisstrom l_Zk, in der Figur 3c die am Pluspol der Batterie anliegende Spannung V_B+, in der Figur 3d der Batteriestrom l_Bat und in der Figur 3e die Phasenströme l_X bis l_Y dargestellt.
Aus der Figur 3b ist ersichtlich, dass der Zwischenkreisstrom l_ZK durch eine Überlagerung des Batteriestromes l_Bat mit dem bzw. den jeweils aktiven Phasenströmen gebildet wird und dass im Falle einer Durchsteuerung der den Phasenanschlüssen X, U und W zugehörigen Highside-Schalter ein hoher Zwischen- kreisstrom fließt, der im vorliegenden Beispiel etwa - 420 A beträgt, während der Batteriestrom etwa 80A und der effektive Phasenstrom etwa 200A beträgt.
Nach alledem geht aus den Figuren 2 und 3 hervor, dass sich bei einer Verwendung der bekannten Center-Aligned-Ansteuerung im Zwischenkreis Stromsprünge einstellen, die mit den einzelnen Schaltereignissen zeitlich korrelieren. Während der Freilaufzeiten, die in der Figur 2 angedeutet sind, d. h. wenn alle Highside- bzw. Lowside-Schalter geschlossen sind, wird l_Gen = 0. Folglich gilt für den Zwischenkreisstrom: l_ZK = l_Bat. In dieser Phase wird der Zwischen- kreiskondensator nachgeladen. In der Ansteuerphase summieren sich die Ströme.
Für die Verlustleistungsbetrachtung des Zwischenkreiskondensators ist der Effektivstrom ausschlaggebend. Es gilt die folgende Beziehung:
Figure imgf000011_0001
Das arithmetische Mittel des Kondensatorstromes liegt im Falle einer Vernachlässigung der Eigenverluste bei 0. Der Effektivwert steigt stark an, wenn die Ströme stark aufaddiert werden, d. h. wenn der Stromverlauf„spitz" zuläuft. Aufgrund dieses starken Anstiegs des Effektivwertes ist die thermische Belastung des Zwischenkreiskondensators hoch. Eine derartige hohe thermische Belastung, wie sie bei Verwendung einer Center-Aligned-Ansteuerung auftritt, wird bei einem Verfahren gemäß der Erfindung vermieden.
In der DE (R. 336126) der Anmelderin wurde bereits vorgeschlagen, die
Stromverteilung durch ein neues Ansteuermuster in die Breite zu ziehen und damit den Effektivwert des Zwischenkreisstromes und die thermische Belastung des Zwischenkreiskondensator zu reduzieren.
Die Figur 4a zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung eines fünfphasigen Sinussystems, wie es in der DE (R. 336126) verwendet wird, wobei in diesem Diagramm die Phasenfolge im Vergleich zu den in den Figuren 2 und 3 gezeigten Diagrammen verändert ist. Dabei sind längs der Abszisse der Winkel in ττ-Einheiten und längs der Ordinate Sollspannungsvorgaben aufgetragen. Die zugehörigen Phasenströme sind mit U, V, W, X und Y bezeichnet. Ein oberer Grenzwert ist mit G_o und ein unterer Grenzwert mit G_u bezeichnet. Diese Grenzwerte sind in der Figur 4a gestrichelt veranschaulicht. Der obere Grenzwert G_o ist geringfügig kleiner als der maximale positive Sollspannungswert. Der andere Grenzwert G_u ist geringfügig größer als der minimale negative Sollspannungswert.
Die genannten Grenzwerte werden wie folgt ermittelt:
U_Soll_amplitude*cos (360 (4*PZ)) G o, wobei PZ die Phasenzahl der Maschine ist.
Gemäß der DE (R. 336126) stellt die Steuereinheit in aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen pulsförmige Steuersignale für die Schalter bereit, deren Pulsbreiten und Pulsanfänge innerhalb eines Ansteuerzyklus jeweils derart variiert sind, dass der Zwischenkreisstrom reduziert ist.
Dies geschieht beispielsweise nach dem Flattop-Verfahren. Bei diesem Verfahren erfolgt ein aufeinanderfolgendes Durchschalten bestimmter Schalter, wie es nachfolgend erläutert wird. In der Figur 4a sind Winkelintervalle bzw. Fiattopfenster ai , a10 markiert, in denen Spannungsvorgaben in dem Sinne existieren, dass entweder der einer Stromphase zugeordnete Sollspannungswert größer ist als der obere Grenzwert G_o oder kleiner ist als der untere Grenzwert G_u. Ist der einer Stromphase zugeordnete Sollspannungswert größer als der obere Grenzwert G_o, dann wird im zugehörigen Winkelintervall der zugehörige Highside-Schalter durchgesteuert. Ist hingegen der einer Stromphase zugeordnete Sollspannungswert kleiner als der untere Grenzwert G_u, dann wird im zugehörigen Winkelintervall der zugehörige Lowside-Schalter durchgesteuert, wie nachfolgend anhand der Figur 4b erläutert wird. Diese veranschaulicht eine Erzeugung von Ansteuermustern für sinuskommutier- te elektrische Maschinen durch einen Sinus-Dreiecks-Vergleich. Durch Beaufschlagung der Dreiecks-Funktion mit einem Offset-Faktor, der jeweils zum Zeitpunkt einer Flattop-Fenster-Umschaltung umgeschaltet wird, ergibt sich automa- tisch eine rotierende Durchsteuerung der 10 beteiligten Schalter. Die sinusförmigen Signale entsprechen den Sollspannungsvorgaben.
Aus den Figuren 4a und 4b ist ersichtlich, dass
- im Winkelintervall a1 der Highside-Schalter der Phase X durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a2 der Lowside-Schalter der Phase V durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a3 der Highside-Schalter der Phase W durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a4 der Lowside-Schalter der Phase U durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a5 der Highside-Schalter der Phase Y durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a6 der Lowside-Schalter der Phase X durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall ol der Highside-Schalter der Phase V durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a8 der Lowside-Schalter der Phase W durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a9 der Highside-Schalter der Phase U durchgeschaltet ist und
- im Winkelintervall a10 der Lowside-Schalter der Phase Y durchgeschaltet ist. Bei einer Phasenverschiebung von Strom und Spannung kann es sinnvoll sein, die Winkelintervalle α1 - a10 nach rechts oder links zu verschieben, wobei im vorliegenden Fall eine max. Verschiebung um 18°, allgemein um
3607(4*Phasenzahl), möglich ist. In jedem dieser Winkelintervalle werden abgesehen von dem Phasenstrom, der dem jeweils durchgesteuerten Schalter zugehörig ist, alle weiteren Phasenströme zur Reduzierung des Zwischenkreisstromes verwendet. Dies geschieht dadurch, dass die Steuereinheit durch ein geeignetes Ansteuermuster die genannten weiteren Phasenströme relativ zueinander derart verschiebt, dass der resul- tierende Zwischenkreisstrom reduziert ist. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die Verschiebung der genannten weiteren Phasenströme derart erfolgt, dass Überlappungen von positiven Phasenströmen reduziert werden und/oder dadurch, dass die Verschiebung der genannten weiteren Phasenströme derart erfolgt, dass positive und negative Phasenströme sich zumindest teilweise kom- pensieren. Die Figur 5 zeigt Diagramme zur Veranschaulichung eines Ansteuermusters gemäß der in der DE (R. 336126) beschriebenen Erfindung und des dabei auftretenden Zwischenkreisstromes. Dabei ist in der Figur 5a das Ansteuermuster und in der Figur 5b der dabei auftretende Zwischenkreisstrom gezeigt. Aus der Figur 5a ist ersichtlich, dass die den Phasen zugeordneten Ansteuerim- pulse für die jeweils zugehörigen Schalter zeitlich voneinander separiert sind, d. h. einander nicht überlagert sind. Aus der Figur 5b ist ersichtlich, dass mit jedem Schaltvorgang gemäß der Figur 5a ein entsprechender Ausgleichsstrom im Zwischenkreis fließt. Die Absolutwerte des Zwischenkreisstromes sind im Vergleich zu dem in der Figur 2b gezeigten Zwischenkreisstrom um ca. 30% und damit deutlich reduziert. Diese Reduktion ist darauf zurückzuführen, dass es nicht mehr aufgrund einer systematischen Überlagerung der Phasenströme zu einer starken Überhöhung des Zwischenkreisstromes kommt. In einem weiteren Optimierungsschritt können darüber hinaus die in positiver
Richtung verlaufenden Stromspitzen des in der Figur 5b gezeigten Zwischenkreisstromes eliminiert werden. Zum Zwecke dieser weiteren Reduzierung des Zwischenkreisstromes wird versucht, einen Zustand herbeizuführen, in welchem sich der Zwischenkreisstrom stets in der Nähe seiner Nulllinie bewegt. Beson- ders störend in diesem Zusammenhang sind Stromanteile, die eine Addition des
Batteriestromes bewirken.
Diese unerwünschte Überlagerung von Phasenströmen wird dadurch vermieden, dass die zugehörigen Ansteuerimpulse innerhalb einer Ansteuerperiode in ge- eigneter Weise verschoben werden. Diese Verschiebung kann ohne Einschränkung der Wirkung einer Sinuskommutierung innerhalb einer Ansteuerperiode beliebig erfolgen. Folglich kann der effektive Zwischenkreisstrom nochmals reduziert werden, wenn die Ansteuerung der Phasen, deren beide Schalter im momentanen Fiattopfenster nicht durchgeschaltet sind, relativ zueinander derart verschoben werden, dass Überlappungen von positiven oder auch negativen
Phasenströmen vermieden werden und/oder dass sich positive und negative Phasenströme gegenseitig zumindest teilweise kompensieren.
Die Figur 6 zeigt Diagramme zur Veranschaulichung eines Ansteuermusters ge- mäß der vorstehend beschriebenen Weiterbildung, gemäß welcher eine Überlagerung positiver und negativer Phasenströme derart erfolgt, dass der Zwischen- kreisstrom reduziert ist, des dabei auftretenden Zwischenkreisstromes und zugehöriger augenblicklicher Stromwerte. Dabei sind in der Figur 6a das Ansteuermuster und der Zwischenkreisstrom und in der Figur 6b die zugehörigen augenblicklichen Stromwerte gezeigt.
Mittels der vorstehend beschriebenen Ansteuermuster, wie sie Gegenstand der DE (R. 336126) sind, kann der Zwischenkreisstrom im Vergleich zu einer herkömmlichen Center-Aligned-Ansteuerung um bis zu 40% reduziert werden. Dabei werden sinusförmige Sollstrom- bzw. Sollspannungsvorgaben verwendet.
Gemäß der vorliegenden Erfindung soll eine weitere Reduktion des Zwischenkreisstromes erfolgen. Zu diesem Zweck werden beim letztgenannten System die Ansteuerdauer oder der Batteriestrom variiert, so dass sich die Pulse des Pulsmusters aufeinander zu bewegen, bis beim vorstehend beschriebenen Beispiel im Idealfall die Ansteuerpulse für die Phasen X und Y genau bündig aneinanderstoßen. Das resultierende Pulsmuster und der zugehörige Zwischenkreisstrom sind in der Figur 7 veranschaulicht, die ein Pulsmuster gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel für die Erfindung zeigt.
Aus einem Vergleich der Figuren 6 und 7 ist ersichtlich, dass im Falle einer An- steuerung gemäß der Figur 6 bei gleichem Phasenstrom ein effektiver Zwischenkreisstrom von etwa 100 A auftritt, während im Falle einer Ansteuerung gemäß der Figur 7 ein effektiver Zwischenkreisstrom von etwa 40 A auftritt. Da das Pulsmuster noch immer Freilaufphasen gewährleistet, ist beispielsweise ein Hochsetzstellerbetrieb mit minimalem Zwischenkreisstrom möglich.
Zur Erzeugung eines Pulsmusters gibt es die folgenden beiden Freiheitsgrade:
- den Startpunkt eines jeweiligen Ansteuerpulses und
- den Offset der Ansteuerdauern, d. h. dass die Ansteuerpulse stets die gleiche Stromwirkung erzielen, solange die zeitliche Differenz der Einzelimpulse konstant gehalten wird.
Das Pulsmuster gemäß der Figur 7 zeichnet sich dadurch aus, dass die An- steuerimpulse für die Phasen U und W„unter" dem Ansteuerimpuls für die Phase Y angeordnet sind und dass der Ansteuerimpuls für die Phase X genau bündig an den Ansteuerimpuls für die Phase Y anschließt. Die Phase V ist kontinuierlich durchgesteuert. Nach jeweils 18 Winkelgraden wird die Pulsanordnung verändert. Beim vorliegenden Beispiel werden die Ansteuerimpulse für die Phasen U und W nach 18 Winkelgraden„unter" dem Ansteuerimpuls für die Phase X ange- ordnet. Danach erfolgt eine Umschaltung auf einen Lowside-Flattop mit einer entsprechenden Änderung der Ansteuerimpulse ähnlich der Figur 7.
Folglich wird im Betrieb der Maschine ein momentanes Pulsmuster für eine Zeitdauer, die 18 Winkelgraden entspricht, konstant gehalten. Das Pulsmuster ge- mäß der Figur 7 führt bei einem fünfphasigen System zu Stromverhältnissen, bei denen die folgende Beziehung gilt: l_eff, Phase « l_Bat.
Die Figur 8 zeigt als ein zweites Ausführungsbeispiel für die Erfindung ein alternatives Ansteuermuster, das ebenfalls zu einer Reduzierung des Zwischenkreis- stromes führt. Im Unterschied zu dem Pulsmuster gemäß der Figur 7 stehen hier der effektive Phasen- und Batteriestrom etwa im Verhältnis 3:4. Ein derartiges Pulsmuster kann in vorteilhafter Weise angewendet werden, wenn in einem Hochsetzstellerbetrieb niedrigere Batterieströme angefordert werden. Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel kommt kein Flattop-Verfahren zur Anwendung, da hier innerhalb eines Ansteuerzyklusses alle fünf Phasen geschaltet werden. In diesem Fall liegt das Ansteuerfenster für die Phase V genau auf den Flanken der Ansteuerpulse für Phase X und Phase Y.
Die Figur 9 zeigt als ein drittes Ausführungsbeispiel für die Erfindung ein Ansteuermuster für eine dreiphasige Maschine, bei welchem der resultierende Zwi- schenkreisstrom reduziert ist. Auch dieses Ansteuermuster zeichnet sich dadurch aus, dass innerhalb eines Ansteuerzyklusses keine zeitlichen Lücken auftreten bzw. dass innerhalb jedes Ansteuerzyklusses stets ein Phasenstrom durchgeschaltet ist, dass die Summe der vorgegebenen sinusförmigen Phasenströme gleich dem Batteriestrom ist und dass für die Dauer eines Ansteuerzyklusses ein festes, nicht verändertes Ansteuermuster verwendet wird. Die Figur 10 zeigt Diagramme, in welchen die Verläufe von Zwischenkreis-, Batterie- und Phasenströmen in Abhängigkeit von der Ansteuerdauer gezeigt sind. Dabei sind in der Figur 10a die genannten Ströme gezeigt, wie sie im Falle einer bekannten Center-Aligned-Ansteuerung auftreten, und in der Figur 10b die genannten Ströme, wie sie im Falle eines Ansteuermusters gemäß der Figur 7 vorliegen. Es ist ersichtlich, dass in beiden Fällen die Höhe des Zwischen kreisstro- mes von der Ansteuerbreite abhängig ist. Aus der Figur 10b ist ersichtlich, dass ein minimaler Zwischenkreisstrom bei einer Ansteuerdauer von 0,6 vorliegt und dass sich in diesem Falle im Vergleich zu einer Center-Aligned-Ansteuerung eine Halbierung des Zwischenkreisstromes erreichen lässt.
Die Figur 1 1 zeigt Diagramme, in welchen im Falle eines Motorstartes die Verläufe von Zwischenkreis-, Batterie- und Phasenströmen in Abhängigkeit von der Generatordrehzahl nRSG aufgetragen sind. Dabei sind in der Figur 1 1 a die genannten Ströme gezeigt, wie sie im Falle einer bekannten Center-Aligned- Ansteuerung auftreten, und in der Figur 1 1 b die genannten Ströme, wie sie im Falle eines Ansteuermusters gemäß der Figur 7 vorliegen. Hier wird durch eine entsprechende Steuerung oder Regelung der Ansteuerbreite der Phasenstrom für die Dauer des gesamten Startvorganges auf einen konstanten Wert eingestellt. Auch aus diesen Diagrammen ist ersichtlich, dass der Zwischenkreisstrom bei Verwendung einer erfindungsgemäßen Ansteuerung stark reduziert ist.
Die Figur 12 veranschaulicht eine Simulation eines Drehzahlhochlaufs einer elektrischen Maschine im Falle einer bekannten Center-Aligned-Ansteuerung, wobei dieser Drehzahlhochlauf linear von 0 rpm bis 1000 rpm in 0,3 s erfolgt. Es ist ersichtlich, dass sich in diesem Falle ein effektiver Zwischenkreisstrom einstellt, dessen Mittelwert bei 164 A liegt.
Die Figur 13 veranschaulicht eine Simulation eines Drehzahlhochlaufes einer elektrischen Maschine im Falle einer Ansteuerstrategie gemäß der Erfindung, wobei auch hier der Drehzahlhochlauf linear von 0 rpm bis 1000 rpm in 0,3 s er- folgt. Es ist ersichtlich, dass sich bei Verwendung eines erfindungsgemäßen Ansteuermusters ein effektiver Zwischenkreisstrom einstellt, dessen Mittelwert bei 94 A liegt, also deutlich reduziert ist.
Für elektrische Maschinen, deren Phasenzahl größer als 5 ist, ergibt sich eine höhere Anzahl von erfindungsgemäßen Pulsmustern, die zu reduzierten Zwi- schenkreisströmen führen. Diese Pulsmuster werden im Vorfeld ermittelt und fest in der Ablaufsteuerung des jeweiligen Systems hinterlegt.
Eine Regelung des Generatorstromes erfolgt über eine Stufung mit Hilfe der ein- zelnen Pulsmuster, den Erregerstrom der Maschine, den Kommutierungswinkel, einen gepulsten Batteriestrom auf höherer Zeitebene mit Zwischenpufferung in der Batterie oder über eine Kombination dieser Maßnahmen.
Ein Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine gemäß der Erfin- dung ist in vorteilhafter Weise zu einer Reduzierung des effektiven Zwischen- kreisstromes insbesondere in einem Hochsetzstellerbetrieb geeignet, kann jedoch auch im motorischen Betrieb der Maschine verwendet werden. Es kann eine einfache Berechnung der Schaltpulse der den Phasen zugeordneten Schalter unabhängig von der aktuellen Drehzahl und unabhängig von der aktuellen Pha- senlage erfolgen. Ein Verfahren gemäß der Erfindung ist bei Maschinen mit einer beliebigen Phasenzahl verwendbar, insbesondere aber bei Maschinen, deren Phasenzahl größer ist als 3.

Claims

Ansprüche
1 . Verfahren zur Ansteuerung einer mit einer Batterie verbundenen mehrphasigen Maschine, welche einen mit einem Zwischenkreiskondensator versehenen Zwischenkreis, Phasenwicklungen und pro Phase einen Highside- Schalter und einem Lowside-Schalter aufweist, wobei die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter von einer Steuereinheit mit Steuersignalen beaufschlagt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit die Steuersignale für die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter derart bereitstellt, dass
- sinusförmige Phasenströme vorgegeben werden,
- zu jedem Zeitpunkt eines jeden Ansteuerzyklusses mindestens ein Phasenstrom zugeschaltet ist,
- für jeden Ansteuerzyklus ein festes, gepulstes Ansteuermuster vorliegt, in welchem die Ansteuerbreiten der den Phasen zugeordneten Ansteuersig- nale konstant sind, und
- die den einzelnen Phasen zugeordneten Ansteuerpulse derart vorgegeben sind, dass der auftretende Zwischenkreisstrom minimiert ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zum Einstellen des minimalen Zwischenkreisstromes die Position der Ansteuerpulse innerhalb des Ansteuerintervalls variiert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zum Einstellen des minimalen Zwischenkreisstromes die Amplitude der Sollspannung variiert wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zum Einstellen des minimalen Zwischenkreisstromes die Breite der einzelnen Ansteuerimpulse durch Offset der Ansteuerdauern variiert wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ansteuerzyklus einem Winkelbereich von 3607(2 · PZ) entspricht, wobei PZ die Anzahl der Phasen der mehrphasigen Maschine ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb eines Ansteuerzyklusses ein flattop-Verfahren verwendet wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerfrequenz der den Phasen zugeordneten Schalter derart nachgeführt wird, dass eine ganzzahlige Anzahl von Pulsmustern in einem Winkelbereich von 3607(2 · PZ) vorgesehen ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Breiten der den einzelnen Phasen zugeordneten Ansteuerpulse derart vorgegeben sind, dass ein Übergang zwischen Sinuskommutierung und Blockkommutierung vorliegt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerbreiten der den Phasen zugeordneten Ansteuer- signale anhand des jeweils aktuellen Spannungszeigers ermittelt werden.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass eine Regelung des Generatorstromes über eine Stufung mit
Hilfe der Pulsmuster, den Erregerstrom der Maschine, den Kommutierungswinkel, einen gepulsten Batteriestrom auf höherer Zeitebene mit Zwischen- pufferung in der Batterie oder über eine Kombination mehrerer dieser Maßnahmen vorgenommen wird.
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