CN103650322A - 用于操控多相电机的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于操控与电池相连接的多相电机的方法，该多相电机具有一带有中间电路电容器的中间电路、相绕组、并且对与每个相来说具有一高侧开关和一低侧开关。对应于各个相的开关由相电流预先规定，在每个操控周期的每个时刻接通至少一个相电流，并且在每个操控周期内存在一固定的、被脉动的操控模型，在该操控模型中，对应于相的操控信号的操控宽度是恒定的，并且对应于各个相的操控脉冲以下述方式被预先规定，即出现的中间电路电流被最小化。

Description

用于操控多相电机的方法

技术领域

本发明涉及一种用于操控多相电机的方法。

背景技术

已知了电旋转磁场驱动装置。在此使用了不同的调制方式。在旋转磁场驱动装置中非常广泛地使用脉冲宽度调制（PWM）。在这种旋转磁场驱动装置中的调节根据各个现有要求按照以下方法实现：

– 使用正弦形电流调节（正弦换向），

– 使用斩波（blockf?rmig）电流调节（斩波通电），

– 使用斩波电压（借助斩波电压的控制），

– 使用借助叠加的零电压的正弦形电压调节。

原则上，前面所述的技术可以应用于具有任意相数的电机上。在实践中，人们最经常发现具有三相的电机。然而，还存在具有其它相数的电机，例如具有一相、两相、四相、五相、六相、七相或九相的电机。

此外，已知所谓的启-停系统。启-停系统是用于停止和重新启动内燃机，用于减少燃料消耗和废气排放的目的。

由本申请人研发的启-停系统基于传统的启动器工作。在此，相应的启动器通过电控制器来操控并且借助设置在飞轮处的齿圈中的小齿轮进行干预。

此外已经提出，基于具有附加的电子控制器的爪形极发电机来实现带传动中的启动器发电机（RSG）。在这种启动器发电机中，这些相多次直接通过电子半导体开关与电池相连接，而不应用如PWM那样的时钟方法。

为了能够在制动情况下再生较高的能量，需要具有更高电压的系统。在较高的电压的情况下，为了启动内燃机，需要变流器中的供电电压定时，以便将电机中的电流限制为一预先给定的最大值。定时的变流器需要具有高电容的电容器的中间电路，以便使消耗电流（Aufnahmestrom）的交变分量平滑。在输出极中，中间电路的尺寸经常确定用于相应的输出极的空间需求。

对于具有大于14V、例如为42V的电压的车辆而言已经已知了，应用升压斩波器。由此能实现，在达到42V的空载电压之前就已经能实现发电机的电流输出。

由DE 199 03 426 A1已知了用于调节具有配属的变压器的发电机的装置和方法，其中变压器作为升压斩波器工作。所述调节在至少两个部分范围中以不同方式进行，该部分范围被定义为转速范围或电压范围。下级的第一调节装置用于调节作为升压斩波器工作的变压器。第二调节装置用作用于流过发电机的励磁绕组的励磁电流的调节器。两个调节装置相互连接并且交换信息。

用于升压斩波器的下级调节通常借助中间定心的PWM操控（Center-Aligned-Ansteuerung 中心对齐操控）来实现，其中操控比例连续地被提高。随着操控比例的这种变化提高了中间电路电流。特别是对于汽车领域中的应用而言，如果存在高的中间电路电流则是危险的，这是因为中间电路电容器承受了高的环境温度，且所述的环境温度和中间电路电流规定了中间电路电容器的使用寿命。中间电路电流的降低提供了应用具有较小电容的中间电路电容器的可能性，这引起了成本方面的优点。另一个优点在于通过降低中间电路电容器的内部损耗功率来提高最大允许的环境温度的可能性。

发明内容

具有在权利要求1中给出的特征的方法具有以下优点：出现的中间电路电流被最小化。这提供了特别用于在升压斩波器运行中发电机的操控策略，但也可以在电机的电机驱动运行中使用。在具有在权利要求1中给出的特征的方法中实现了与电池相连接的多相电机的操控，该多相电机具有一带有中间电路电容器的中间电路、并且对于每个相来说具有一高侧开关和一低侧开关，其中，对应于各个相的开关由控制单元加载控制信号，其中，控制单元为对应于各个相的开关这样提供控制信号以降低中间电路电流：预先规定正弦形的相电流，在每个操控周期的每个时刻接通至少一相电流，在每个操控周期内存在一固定的、被脉动的操控模型，在该操控模型中，对应于相的操控信号的操控宽度是恒定的。 

附图说明

下面根据附图详细说明本发明。图中示出：

图1示出了用于以具有B10桥的五角星连接结构说明连接在电池上的五相电机的简图，

图2示出了用于说明已知的中心对齐操控模型和在此出现的电流的图表，

图3示出了图2所示图表的放大部分，

图4示出了用于说明五相的正弦系的图表，

图5示出了用于说明第一改进的操控模型和在此出现的中间电路电流的图表，

图6示出了用于说明第二改进的操控模型和在此出现的中间电路电流的图表，

图7示出了根据本发明第一实施例的操控模型，

图8示出了根据本发明第二实施例的操控模型，

图9示出了根据本发明第三实施例的操控模型，

图10示出了其中根据操控持续时间示出的中间电路电流、电池电流和相电流的曲线的图表，

图11示出了其中根据发电机转速示出的中间电路电流、电池电流和相电流的曲线的图表，

图12示出了用于说明当应用已知的中心对齐操控模型时转速升高时的中间电路电流的图表，和

图13示出了用于说明当应用根据本发明的操控模型时转速升高时的中间电路电流的图表。

具体实施方式

本发明涉及一种用于操控与电池相连接的多相电机的方法，该多相电机具有一带有中间电路电容器的中间电路、和对于每个相来说具有一高侧开关和一低侧开关，其中配属于各个相的开关由控制单元加载控制信号。该方法不限于电机的确定的相数，但下面根据五相电机进行详细说明。

图1示出了用于以具有B10桥的五角星连接结构说明五相电机的简图。五角星连接结构理解为一种连接类型，其中电路的总共五个相绕组这样相互电连接，使得电路图的形状得出五角星。

所示出的电机总共具有五个相接线A1、A2、A3、A4、A5和总共五个相绕组1、2、3、4、5，其中这些相绕组中的每个都连接在所述的相接线中的两个相接线之间。此外，所示出的电机具有一与相接线连接的功率电子元件LE和电池B。电池B具有正极B+和负极B-。在电池B和功率电子元件LE之间设有一包含中间电路电容器C_ZK的中间电路ZK。

功率电子元件LE包含五个支路PH1、PH2、PH3、PH4、PH5，这些支路中的每个支路都具有两个开关的串联电路，其中这些开关中的每个都反并联于二极管。这种布置在传统的场效应晶体管被应用为开关时得到，这是因为其包含反向二极管。然而原则上也可以应用其它开关元件、例如IGBT。

功率电子元件LE的包含开关HS1和LS1的支路Ph1在两个开关HS1和LS1之间的连接点上与电机的定子的相接线A1相连接。支路Ph1的开关HS1是高侧开关。一个二极管反并联于开关HS1。支路Ph1的开关LS1是低侧开关。一个二极管反并联于开关LS1。开关HS1和LS1由控制单元S利用控制信号S1和S2来操控。

功率电子元件LE的包含开关HS2和LS2的支路Ph2在两个开关HS2和LS2之间的连接点上与电机的定子的相接线A2相连接。支路Ph2的开关HS2是高侧开关。一个二极管反并联于开关HS2。支路Ph2的开关LS2是低侧开关。一个二极管反并联于开关LS2。开关HS2和LS2由控制单元S利用控制信号S3和S4来操控。

功率电子元件LE的包含开关HS3和LS3的支路Ph3在两个开关HS3和LS3之间的连接点上与电机的定子的相接线A3相连接。支路Ph3的开关HS3是高侧开关。一个二极管反并联于开关HS3。支路Ph3的开关LS3是低侧开关。一个二极管反并联于开关LS3。开关HS3和LS3由控制单元S利用控制信号S5和S6来操控。

功率电子元件LE的包含开关HS4和LS4的支路Ph4在开关HS4和LS4之间的连接点上与电机的定子的相接线A4相连接。支路Ph4的开关HS4是高侧开关。一个二极管反并联于开关HS4。支路Ph4的开关LS4是低侧开关。一个二极管反并联于开关LS4。开关HS4和LS4由控制单元S利用控制信号S7和S8来操控。

功率电子元件LE的包含开关HS5和LS5的支路Ph5在开关HS5和LS5之间的连接点上与电机的定子的相接线A5相连接。支路Ph5的开关HS5是高侧开关。一个二极管反并联于开关HS5。支路Ph5的开关LS5是低侧开关。一个二极管反并联于开关LS5。开关HS5和LS5由控制单元S利用控制信号S9和S10操控。

在图1中所示的电机运行时下面的关系式适用于每个任意的时刻：I_ZK= I_Bat - I_Gen。

在此根据功率电子元件的开关位置，由叠加相电流I_1至I_5得出发电机电流I_Gen用于下述相，该相的高侧开关在各个时刻被控制。

已知了所谓的中心对齐操控。其中使用于电流的时间范围集中于一小的时间范围。这种中心对齐操控的操控模型和在此出现的电流在图2所示图表中显示，其中在图2中用U、V、W、X和Y表示用于对应于相的开关的操控脉冲，用I_U、I_V、I_W、I_X和I_Y表示相电流。

在此，在图2a中示出用于开关的操控信号，在图2b中示出用于中间电路电流I_ZK，在图2c中示出施加在电池的正极上的电压V_B+，在图2d中示出电池电流I_Bat，在图2e中示出相电流I_X至I_Y。

由图2a特别是可以看出，在中心对齐操控中，操控脉冲的脉冲中心在时间上一致，如通过图2a中垂直虚线所表明地那样。此外，由图2a得出，操控脉冲的边沿在时间上彼此不同并且位于限定的时间范围中。借助说明文字“空转LS”表示：在此时间间隔内所有低侧开关是接通的。借助说明文字“空转HS”表示：在此时间间隔内所有高侧开关是接通的。借助说明文字“驱动”表示：在此窄的时间窗中，通过开关位置，将电机连接到外部电压上。由此，引起了机器的定子绕组中的电流变化。如果操控脉冲处于电压水平16V上，则各个所属的高侧开关是接通的。如果操控脉冲处于电压水平0V上，则各个所属的低侧开关是接通的。

图2b中可获悉，中间电路电流I_ZK在操控脉冲的边沿的时间范围中明显变化，如还根据图3详细表明地那样。

由图2c可看到，电池电压V_B+也在操控脉冲的边沿的时间范围中明显变化。

图2d示出了电池电流I_Bat，且图2e示出了相电流I_X至I_Y，其根据分别从属的高侧开关的位置加入或不加入到中间电路电流中。

图3示出了图2中示出的图表的放大部分。在此，在图3a中又示出了用于开关的操控信号，在图3b中示出了中间电路电流I_ZK，在图3c中示出了施加在电池的正极上的电压V_B+，在图3d中示出了电池电流I_Bat，在图3e中示出了相电流I_X至I_Y。

由图3b可看出，中间电路电流I_ZK通过电池电流I_Bat与该一个或多个分别有效的相电流的叠加形成，在属于相接线X、U和W的高侧开关接通的情况下流过高的中间电路电流，其在本实施例中约为420A，而电池电流大约为80A，有效相电流约为200A。

尽管如此，由图2和3得出，当应用已知的中心对齐操控时在中间电路中调节电流阶跃，其与各个开关事件在时间上相关联。在图2中所示的空转时间期间，即当所有高侧开关或低侧开关被闭合时，I_Gen=0。因此对于中间电路电流适用的是：I_ZK=I_Bat。在这个阶段中中间电路电容器被再充电。在操控阶段中电流积累。

有效电流对于中间电路电容器的损耗功率是起决定性作用的。下面的关系式是适用的：

。

电容器电流的算术平均值在忽略固有损耗的情况下为0。当电流强烈相加时，也就是说当电流曲线“尖地”延伸时，有效值强烈升高。基于有效值的这种强烈的升高，中间电路电容器的热负荷是高的。这种高的热负荷，如其在应用中心对齐操控时出现地那样，在根据本发明的方法中被避免。

在申请人的未在先公开的DE 10 2011 076 676中已经提出，电流分布通过新的操控模型被拓宽并且因此降低中间电路电流的有效值和中间电路电容器的热负荷。

图4a示出用于说明五相的正弦系的图表，如应用在DE 10 2011 076 676中，其中在这个图表中相顺序与图2和3所示图表相比发生了变化。在此，沿横坐标记录了π单位的角度，沿纵坐标记录了理论电压规定值。从属的相电流用U、V、W、X和Y表示。上限值用G_o表示，下限值用G_u表示。这些限值在图4a中用虚线表明。上限值G_o略小于最大正理论电压值。另一个限值G_u略大于最小负理论电压值。

所述限值通过以下方式算出：

其中，PZ是电机的相数。

根据DE 10 2011 076 676，控制单元在依次的操控周期中为开关提供了脉冲形的控制信号，其脉冲宽度和脉冲起点在操控周期内分别这样变化，使得中间电路电流被降低。

这例如按照平顶（Flattop）方法进行。在这种方法中，依次接通特定开关，如下面所说明地。

在图4a中标记了角度区间α1,…, α10，其中，电压规定值以下述方式存在，即对应于一电流相的理论电压值或者大于上限值G_o或者小于下限值G_u。如果对应于一电流相的理论电压值大于上限值G_o，则在从属的角度区间中接通从属的高侧开关。如果相反地，对应于一电流相的理论电压值小于下限值G_u，则在从属的角度区间中接通从属的低侧开关，如下面根据图4b说明。

这表示，通过正弦-三角-比较产生了用于正弦换向的电机的操控模型。通过为三角函数施加分别在平顶-窗-转换的时刻被转换的偏移因数，自动得出10个参与的开关的旋转接通。正弦形的信号相应于理论电压规定值。

由图4a和4b可看出：

-在角度区间α1中，相X的高侧开关被接通，

-在角度区间α2中，相V的低侧开关被接通，

-在角度区间α3中，相W的高侧开关被接通，

-在角度区间α4中，相U的低侧开关被接通，

-在角度区间α5中，相Y的高侧开关被接通，

-在角度区间α6中，相X的低侧开关被接通，

-在角度区间α7中，相V的高侧开关被接通，

-在角度区间α8中，相W的低侧开关被接通，

-在角度区间α9中，相U的高侧开关被接通，

-在角度区间α10中，相Y的低侧开关被接通。

在电流和电压的相移时可能有利的是，角度区间α1-α10向右或向左移动，其中在当前情况下能最大移动18o、通常360o/（4*相数）。

在这些角度区间的每一个中，除了从属于被接通的开关的相电流，所有其它的相电流都被用于降低中间电路电流。这由此实现：控制单元通过适合的操控模型使所述其它的相电流以下述方式彼此相对移动，即产生的中间电路电流被减小。这可以由此实现，即所述其它的相电流的移动这样进行，即减小正相电流的叠加，和/或由此实现，即所述其它的相电流的移动这样进行，使正的和负的相电流至少部分地抵消。

图5示出了用于说明根据在DE 10 2011 076 676中描述的发明的操控模型和在此出现的中间电路电流的图表。在此，在图5a中示出了操控模型，在图5b中示出了在此出现的中间电路电流。由图5a可看到，对应于相的用于分别从属开关的操控脉冲在时间上彼此分开，也就是说彼此不叠加。由图5b可看到，随着根据图5a的开关过程，相应的补偿电流在中间电路中流动。中间电路电流的绝对值与图2b中所示的中间电路电流相比降低约30%并且因此明显降低。这种降低归因于，不再由于系统的相电流叠加而出现中间电路电流的强烈过高。

在另一个优化步骤中，还可以消去图5b中所示中间电路电流的沿正方向延伸的电流峰值。为了进一步降低中间电路电流而尝试，引起一种状态，在该状态中中间电路电流始终在其零线附近运动。在此特别造成干扰的是引起电池电流相加的电流分量。

这种不期望的相电流叠加由此避免，即从属的操控脉冲在操控周期内以合适的方式移动。这种移动可以在不限制正弦换向的作用的情况下在操控周期内任意地进行。因此可以在下述情况下再次降低有效的中间电路电流：操控相——其两个开关在瞬时的平顶窗中未被接通——以下述方式彼此相对移动，使得避免了正的或负的相电流的叠加和/或相互至少部分地抵消正的和负的相电流。

图6示出了用于说明根据前述改进方案的操控模型和用于说明在此出现的中间电路电流和从属的目前的电流值的图表，根据该改进方案以下述方式实现了正的和负的相电流叠加，使得降低中间电路电流。在此，在图6a中示出操控模型和中间电路电流，在图6b中示出从属的目前的电流值。

借助前述的操控模型，如其是DE 10 2011 076 676的主题，中间电路电流与常规的中心对齐操控相比可以被降低了直至40%。在此应用正弦形的理论电流规定值和理论电压规定值。

根据本发明应进一步降低中间电路电流。为此在最后所述的系统中改变操控周期或电池电流，从而脉冲模型的脉冲相继运动，直至在前述实施例中在理想情况下，用于相X和Y的操控脉冲恰好齐平地彼此相连。产生的脉冲模型和从属的中间电路电流在图7中表明，其示出了根据本发明第一实施例的脉冲模型。

由图6和7的比较可以看出，在根据图6的操控的情况下，当相电流相同时出现约为100A的有效的中间电路电流，而在根据图7的操控的情况下出现约为40A的有效的中间电路电流。由于脉冲模型还始终确保了空转阶段，因此例如可以实现具有最小化的中间电路电流的升压斩波器运行。

为了产生脉冲模型存在下面两个自由度：

-相应操控脉冲的起点，和

-操控周期的偏移，也就是说，只要单个脉冲的时间差保持恒定，操控脉冲始终获得相同的电流作用。

根据图7的脉冲模型的特征在于，用于相U和W的操控脉冲被布置在用于相Y的操控脉冲“下方”，而用于相X的操控脉冲恰好齐平地连接于用于相Y的操控脉冲。相V连续地接通。在分别18角度之后相布置被改变。在本实施例中，用于相U和W的操控脉冲在18角度之后被布置在用于相X的操控脉冲“下方”。随后转换到低侧-平顶，具有类似于图7的操控脉冲的相应变化。

因此在电机运行时，瞬间的脉冲模型在与18角度相应的时间段内保持恒定。根据图7的脉冲模型在五相系统中导致电流比例，其中适用的是下面的关系式：

。

图8示出了作为本发明第二种实施例的另选的操控模型，其同样导致中间电路电流降低。在此与根据图7的脉冲模型不同，有效的相电流和电池电流比例约为3:4。如果在升压斩波器运行中需要较低的电池电流，能以有利的方式应用这种脉冲模型。在该第二实施例中不应用平顶方法，这是因为，在此在操控周期内接通所有五个相。在这种情况下，用相V的操控窗恰好处于用于相X和相Y的操控脉冲的边沿上。

图9示出了作为本发明第三种实施例的用于三相电机的操控模型，其中产生的中间电路电流降低。该操控模型的特征也在于，在操控周期内不出现时间间隙，或者在每个操控周期内始终接通相电流，规定的正弦形相电流的总和等于电池电流，并且在操控周期的持续时间内应用了固定的、不改变的操控模型。

图10示出了图表，其中示出了根据操控持续时间的中间电路电流、电池电流和相电流的曲线。在此，在图10a中示出了所述电流，如其在已知的中心对齐操控中出现地那样，在图10b中示出了所述电流，如其在根据图7的操控模型的情况下那样。可以看到，在两种情况下中间电路电流的大小与操控宽度相关。根据图10b中可以看到，最小的中间电路电流在操控持续时间中处于0.6，并且在这种情况下与中心对齐操控相比可以实现中间电路电流减半。

图11示出图表，其中记录了根据发电机转速n_RSG的中间电路电流、电池电流和相电流的曲线。在此，在图11a中示出所述电流，如其在已知的中心对齐操控中出现地那样，在图11b中示出所述电流，如其在根据图7的操控模型的情况下那样。在此，通过对操控宽度的相应的控制或调节，在整个起动过程的持续时间内将相电流调节为恒定值。也从这个图表可以看到，中间电路电流在应用根据本发明的操控的情况下被大大降低。

图12表明在已知的中心对齐操控的情况下电机的转速加速的模拟，其中线性地从0rpm至1000rpm的转速加速在0.3s内实现。可以看到，在这种情况下调节了有效的中间电路电流，其平均值为164A。

图13表明在根据本发明的操控策略的情况下电机的转速加速的模拟，其中在此线性地从0rpm至1000rpm的转速加速也在0.3s内实现。可以看到，在应用根据本发明的操控模型时调节了有效的中间电路电流，其平均值为94A，即明显降低。

针对相数大于5的电机得出更高数量的根据本发明的脉冲模型，其导致了降低的中间电路电流。该脉冲模型在准备阶段中被算出并且固定的存储在各个系统的程序控制器中。

发电机电流的调节通过分级借助各个的脉冲模型、电机的励磁电流、换向角、在电池中具有中间缓冲的更高的时间层上被脉动的电池电流、或通过这些措施的组合来实现。

根据本发明的用于控制多相电机的方法适合于以有利的方式降低特别是在升压斩波器运行中的有效的中间电路电流，然而也可以应用在电机的马达驱动运行中。可以与当前转速以及当前相位无关地实现了配属于相的开关的开关脉冲的简单计算。根据本发明的方法可应用在具有任意相数的电机中，但特别可应用在相数大于3的电机中。

Claims (10)

1. 一种用于操控与电池相连接的多相电机的方法，所述多相电机具有一带有中间电路电容器的中间电路、相绕组，和对于每个相来说具有一高侧开关和一低侧开关，其中，对应于各个相的开关由控制单元加载控制信号，其特征在于，所述控制单元以下述方式为对应于各个相的开关提供控制信号：

- 预先规定正弦形的相电流，

- 在每个操控周期的每个时刻接通至少一相电流，

- 在每个操控周期内存在一固定的、被脉动的操控模型，在所述操控模型中，对应于相的操控信号的操控宽度是恒定的，并且

- 对应于各个相的操控脉冲以下述方式预先规定：出现的中间电路电流被最小化。

2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，为了设定最小的中间电路电流，在操控间隔内改变操控脉冲的位置。

3. 根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，为了设定最小的中间电路电流，改变理论电压的振幅。

4. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，为了设定最小的中间电路电流，通过操控持续时间的偏移来改变各个操控脉冲的宽度。

5. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，操控周期相应于360o/（2·PZ）的角范围，其中，PZ是所述多相电机的相的数量。

6. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，在操控周期内应用平顶方法。

7. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，对应于相的开关的操控频率以下述方式被修测：在360o/（2·PZ）的角范围中预先规定整数数量的脉冲模型。

8. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，对应于各个相的操控脉冲的宽度以下述方式预先规定：在正弦换向和斩波换向之间存在过渡。

9. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，对应于相的操控信号的操控宽度根据相应的当前的电压表来查明。

10. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，发电机电流的调节通过分级借助于脉冲模型、电机的励磁电流、换向角、在电池中具有中间缓冲的较高时间层上的被脉动的电池电流或者通过多个这种措施的组合来进行。

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