JP2011062010A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電力供給源と多相交流負荷との間で直流交流変換を行う電力変換装置において、多相交流負荷の中性点の電気的状態を適切に制御することを目的とする。
【解決手段】本発明の実施形態に係るシステムでは、二次電池１０の電圧をインバータ１２によって昇圧し、昇圧電圧によって第１コンデンサ２８を充電する。インバータ１２は、第１コンデンサ２８の充電電圧と二次電池１０の出力電圧に基づいて、モータ３０に３相交流電力を供給する。モータ３０が備える３相界磁巻線の中性点Ｎの電位、および中性点Ｎに流れる電流を適切な値に制御するため、二次電池１０の正極端子と中性点Ｎとの間にはコンバータ３４が接続される。中性点電位は第１コンデンサ２８の端子間電圧Ｖｄの半分となるよう調整される。中性点電位および二次電池正極電位の中間電位は、第２コンデンサ４６の両端子の電位の中間電位に一致するよう調整される。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力供給源と多相交流負荷との間で直流交流変換を行う電力変換装置に関する。

モータの駆動力によって走行するハイブリッド自動車、電気自動車等が広く用いられている。このような電力駆動車両は、繰り返し充放電が可能な二次電池、二次電池から供給される直流電力を交流電力に変換して駆動用モータに供給し、駆動用モータによる交流発電電力を直流電力に変換して二次電池を充電するインバータを備える。

電力駆動車両の運転操作性を良好にするためには、二次電池から駆動用モータに与えることができる最大電力を大きくし、駆動用モータが発生する最大トルクを大きくすることが好ましい。そのため、二次電池とインバータとの間に昇圧コンバータを設けた図８（ａ）に示す車両駆動用電力変換システムが用いられている。昇圧コンバータ１１２は、二次電池１１０の出力電圧を昇圧しインバータ１１４に印加する。インバータ１１４は、昇圧コンバータ１１２とモータ１１６との間の直流交流電力変換を行う。これによって、二次電池１１０の出力電圧よりも大きい電圧をインバータ１１４に印加して、モータ１１６に与えることのできる最大電力を大きくし、最大トルクを大きくすることができる。

図８（ａ）に示す車両駆動用電力変換システムでは、インバータ１１４の他、昇圧コンバータ１１２を必要とする。そのため、占有スペースが大きくなるという問題がある。そこで、昇圧コンバータを用いないシステムが特開平１１−１７８１１４号公報（特許文献１）において提案されている。図８（ｂ）に特許文献１に開示されているシステムと同様の車両駆動用電力変換システムの構成を示す。インバータ１１４には、コンデンサ１２２およびモータ１１６が接続される。モータ１１６の３相界磁巻線１１８の中性点Ｎとコンデンサ１２２の一端との間には、中性点Ｎ側を正極として二次電池１１０が接続される。

インバータ１１４は、各界磁巻線に対応して、上下に直列接続されたスイッチング素子１２０の組を備える。上側のスイッチング素子１２０の一端はコンデンサ１２２の一端に接続され、上側のスイッチング素子１２０の他端は、それと組をなす下側のスイッチング素子１２０の一端に接続される。下側のスイッチング素子１２０の他端はコンデンサ１２２の他端に接続される。組をなす上下のスイッチング素子１２０の接続点には、その組に対応する界磁巻線の一端が接続される。

インバータ１１４は、総ての上側のスイッチング素子１２０がオフになると共に、総ての下側のスイッチング素子１２０がオンになる状態をとり得る。また、総ての上側のスイッチング素子１２０がオンになると共に、総ての下側のスイッチング素子１２０がオフになる状態をとり得る。インバータ１１４は、これらの２つの状態をとることにより、各界磁巻線に含まれるインダクタンス成分に誘導起電力を発生させ、二次電池１１０に誘導起電力を加えた昇圧電圧によってコンデンサ１２２を充電する。この昇圧動作は、各界磁巻線に大きさおよび極性が同一の電流が流れる零相モード動作であるため、モータ１１６の回転状態に与える影響は少ない。

インバータ１１４は、昇圧制御と共に、コンデンサ１２２に蓄積された電力を３相交流電力に変換してモータ１１６に供給し、モータ１１６の発電電力を直流電力に変換してコンデンサ１２２に供給するよう各スイッチング素子１２０を制御する。すなわち、インバータ１１４は、３相界磁巻線１１８から回転磁界が発生するよう各スイッチング素子１２０を制御する。これよって、回転子（図示せず）にはトルクが発生する。回転子が回転することで３相界磁巻線１１８には３相誘導起電力が発生する。インバータ１１４は、運転操作に応じて３相誘導起電力を直流電力に変換し、変換後の電力がコンデンサ１２２に供給されるよう各スイッチング素子１２０を制御する。

このように、図８（ｂ）に示す車両駆動用電力変換システムは、零相モード動作に基づき、３相界磁巻線１１８に含まれるインダクタンス成分を用いて二次電池１１０の出力電圧を昇圧し、コンデンサ１２２を充電する。そして、コンデンサ１２２とモータ１１６との間の直流交流変換を行う。これによって、昇圧コンバータを用いなくとも、運転操作性を良好にするために十分な電力をモータ１１６に与えることができる。

なお、以下の特許文献２には、特許文献１と同様、直流電力供給源とモータとの間で直流交流変換を行う電力変換装置について記載されている。また、特許文献３には、直流交流変換を行うインバータの制御技術につき記載されている。

特開平１１−１７８１１４号公報 特開２００７−２７４８８０号公報 特開２００４−１２０９６５号公報

図８（ｂ）の車両駆動用電力変換システムによれば、モータ１１６に供給される交流電力を、インバータ１１４のスイッチング制御によって調整することができる。供給電力の調整可能範囲は、コンデンサ１１４の両端子の電位と中性点Ｎの電位との関係によって定まる。しかし、この構成では、３相界磁巻線１１８の中性点Ｎの電位およびコンデンサ１１４の一端の電位が二次電池１１０によって規定される。そのため、３相界磁巻線１１８に印加される交流電圧の調整可能範囲を最適に決定することが困難となることがある。これによって、モータ１１６に供給する電力の調整可能範囲が制限される場合があった。さらに、このような構成では、二次電池１１０と中性点Ｎとを結ぶ経路に高調波成分を含む中性点電流が流れ、ノイズ電磁波が発生するという問題、電気部品の寿命が短くなるという問題、モータ１１６の電力損失が大きくなるという問題等があった。

本発明はこのような課題に対してなされたものである。すなわち、直流電力供給源と多相交流負荷との間で直流交流変換を行う電力変換装置において、多相交流負荷の中性点の電位、中性点に流れる電流等の中性点の電気的状態を適切に制御することを目的とする。

本発明は、充電状態に応じた電圧を出力する蓄電手段と、前記蓄電手段と多相交流電力負荷との間で直流交流変換を行うインバータと、前記インバータのスイッチング制御を行うインバータ制御部と、を備え、前記多相交流電力負荷の中性点に至る経路に直流電圧源の第１の電圧出力端が接続され、前記蓄電手段の一端に至る経路に前記直流電圧源の第２の電圧出力端が接続される、電力変換装置において、前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に設けられ、当該第１の電圧出力端と前記中性点との間の電圧を調整するコンバータと、前記コンバータの制御を行うコンバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部および前記コンバータ制御部の少なくとも一方は、前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に前記インバータの制御に応じて流れる電流と、前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に前記コンバータの制御に応じて流れる電流とが減じ合うよう、前記インバータまたは前記コンバータを制御することを特徴とする。

また、本発明に係る電力変換装置においては、基準搬送波を生成する基準搬送波生成部と、前記多相交流電力負荷に与える電位の目標値と前記基準搬送波との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記基準搬送波のピークタイミングでピークを有する副基準搬送波を生成する副基準搬送波生成部と、前記第１の電圧出力端および前記中性点の各電位目標値と前記副基準搬送波との比較に基づいて、副ＰＷＭ信号を生成する副ＰＷＭ信号生成部と、を備え、前記インバータ制御部は、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記インバータのスイッチング制御を行い、前記コンバータ制御部は、前記副ＰＷＭ信号に基づいて前記コンバータのスイッチング制御を行うことが好適である。

また、本発明は、充電状態に応じた電圧を出力する蓄電手段と、前記蓄電手段と多相交流電力負荷との間で直流交流変換を行うインバータと、基準搬送波を生成する基準搬送波生成部と、前記多相交流電力負荷に与える電位の目標値と前記基準搬送波との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記インバータのスイッチング制御を行うインバータ制御部と、を備え、前記多相交流電力負荷の中性点に至る経路に直流電圧源の第１の電圧出力端が接続され、前記蓄電手段の一端に至る経路に前記直流電圧源の第２の電圧出力端が接続される、電力変換装置において、前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に設けられ、当該第１の電圧出力端と前記中性点との間の電圧を調整するコンバータと、前記基準搬送波のピークタイミングでピークを有する副基準搬送波を生成する副基準搬送波生成部と、前記第１の電圧出力端および前記中性点の各電位目標値と前記副基準搬送波との比較に基づいて、副ＰＷＭ信号を生成する副ＰＷＭ信号生成部と、前記副ＰＷＭ信号に基づいて前記コンバータのスイッチング制御を行うコンバータ制御部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る電力変換装置においては、前記コンバータ制御部は、前記中性点と前記第２の電圧出力端との間の電圧が、前記蓄電手段の出力電圧の半分となるよう、前記コンバータを制御することが好適である。

また、本発明に係る電力変換装置においては、前記基準搬送波および前記副基準搬送波は、時間変化に対して直線的に増加した後に時間変化に対して直線的に減少する過程を繰り返す三角波信号であることが好適である。

また、本発明は、充電状態に応じた電圧を出力する蓄電手段と、前記蓄電手段と多相交流電力負荷との間で直流交流変換を行うインバータと、を備え、前記多相交流電力負荷の中性点に至る経路に直流電圧源の第１の電圧出力端が接続され、前記蓄電手段の一端に至る経路に前記直流電圧源の第２の電圧出力端が接続される、電力変換装置において、前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に設けられ、当該第１の電圧出力端と前記中性点との間の電圧を調整するコンバータと、前記コンバータの制御を行うコンバータ制御部と、を備え、前記コンバータ制御部は、前記中性点と前記第２の電圧出力端との間の電圧が、前記蓄電手段の出力電圧の半分となるよう、前記コンバータを制御することが好適である。

また、本発明に係る電力変換装置においては、前記コンバータに接続され、充電状態に応じた電圧を出力する第２の蓄電手段を備え、前記コンバータ制御部は、前記第２の蓄電手段の２つの電圧出力端の中間電位と、前記中性点および前記第１の電圧出力端の中間電位と、が近づくよう、前記コンバータを制御することが好適である。

また、本発明に係る電力変換装置においては、前記多相交流電力負荷は、前記インバータに接続された３相巻線を備える車両駆動用モータであることが好適である。

本発明によれば、直流電力供給源と多相交流負荷との間で直流交流変換を行う電力変換装置において、多相交流負荷の中性点の電気的状態を適切に制御することができる。

本発明の実施形態に係る車両駆動用電力変換システムの構成を示す図である。 コントロールユニットが制御目標とする回路各部の直流電位の関係を示す図である。 コントロールユニットの構成を示す図である。 インバータの制御に用いる信号および指令値の時間波形を示す図である。 コンバータの制御に用いる信号および指令値の時間波形を示す図である。 中性点電流を減少させる制御について説明する図である。 コンバータの制御にのこぎり波信号を用いた場合において、中性点電流を減少させる制御について説明する図である。 従来の車両駆動用電力変換システム、および特許文献２に記載の車両駆動用電力変換システムの構成を示す図である。

図１に本発明の実施形態に係る車両駆動用電力変換システムの構成を示す。このシステムでは、二次電池１０の電圧をインバータ１２によって昇圧し、昇圧電圧によって第１コンデンサ２８を充電する。インバータ１２は、第１コンデンサ２８の充電電圧と二次電池１０の出力電圧に基づいて、モータ３０に３相交流電力を供給する。モータ３０が備える界磁巻線３２ｕ，３２ｖおよび３２ｗの中性点Ｎの電位、および中性点Ｎに流れる電流を適切な値に制御するため、二次電池１０の正極端子と中性点Ｎとの間にはコンバータ３４が接続される。なお、以下の説明では、二次電池１０の負極端子を電位の基準とする。また、中性点Ｎの電位を中性点電位と称し、中性点Ｎからコンバータ３４に流れる電流を中性点電流と称する。

インバータ１２は、スイッチング素子として６個のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備える。スイッチング素子としては、ＩＧＢＴの他、サイリスタ、トライアック、一般的なバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ等を用いてもよい。

上ＩＧＢＴ１４のエミッタ端子は、下ＩＧＢＴ１６のコレクタ端子に接続される。上ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子は第１コンデンサ２８の一端に接続され、下ＩＧＢＴ１６のエミッタ端子は第１コンデンサ２８の他端に接続される。上ＩＧＢＴ１４と下ＩＧＢＴ１６との接続点には、モータ３０の界磁巻線３２ｕの一端が接続される。

また、インバータ１２は、モータ３０の界磁巻線３２ｖに対応する上ＩＧＢＴ１８および下ＩＧＢＴ２０を備える。インバータ１２は、さらに、モータ３０の界磁巻線３２ｗに対応する上ＩＧＢＴ２２および下ＩＧＢＴ２４を備える。組をなす上下のＩＧＢＴは、上ＩＧＢＴ１４および下ＩＧＢＴ１６と同様に第１コンデンサ２８および対応する界磁巻線に接続される。すなわち、上ＩＧＢＴのエミッタ端子は、それと組をなす下ＩＧＢＴのコレクタ端子に接続される。上ＩＧＢＴのコレクタ端子は第１コンデンサ２８の一端に接続され、下ＩＧＢＴのエミッタ端子は、第１コンデンサ２８の他端に接続される。組をなす上下のＩＧＢＴの接続点には、ＩＧＢＴの組に対応する界磁巻線の一端が接続される。各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間には、エミッタ端子側をアノード端子として、フリーホイールダイオード２６が接続される。また、各下ＩＧＢＴのエミッタ端子および第１コンデンサ２８の接続点は二次電池１０の負極端子に接続される。

上ＩＧＢＴ１４，１８および２２は、それぞれ、コントロールユニット４８から出力される制御信号ｐｕ，ｐｖおよびｐｗによってオンまたはオフに制御される。下ＩＧＢＴ１６，２０および２４は、それぞれ、コントロールユニット４８から出力される制御信号ｎｕ，ｎｖおよびｎｗによってオンまたはオフに制御される。

モータ３０が備える各界磁巻線の一端は中性点Ｎで共通に接続される。各界磁巻線の他端は、対応する上下のＩＧＢＴの接続点に接続される。

コンバータ３４は、スイッチング素子として４個のＩＧＢＴを備える。スイッチング素子としては、ＩＧＢＴの他、サイリスタ、トライアック、一般的なバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ等を用いてもよい。

上ＩＧＢＴ４２および下ＩＧＢＴ４４は、二次電池１０の正極端子に対応する組をなす。上ＩＧＢＴ３８および下ＩＧＢＴ４０は、中性点Ｎに至る経路に対応する組をなす。上ＩＧＢＴ３８のエミッタ端子は下ＩＧＢＴ４０のコレクタ端子に接続される。上ＩＧＢＴ３８と下ＩＧＢＴ４０との接続点には、平滑リアクトル３６の一端が接続される。平滑リアクトル３６の他端は中性点Ｎに接続される。

上ＩＧＢＴ４２のエミッタ端子は下ＩＧＢＴ４４のコレクタ端子に接続される。上ＩＧＢＴ４２と下ＩＧＢＴ４４との接続点には、二次電池１０の正極端子が接続される。第２コンデンサ４６の一端は、各上ＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、第２コンデンサ４６の他端は各下ＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される。各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間には、エミッタ端子側をアノード端子として、フリーホイールダイオード２６が接続される。

上ＩＧＢＴ３８および４２は、それぞれ、コントロールユニット４８から出力される制御信号ｐｘおよびｐｙによってオンまたはオフに制御される。下ＩＧＢＴ４０および４４は、それぞれ、コントロールユニット４８から出力される制御信号ｎｘおよびｎｙによってオンまたはオフに制御される。

コントロールユニット４８は、インバータ１２およびコンバータ３４が備える各ＩＧＢＴを制御することで回路各部の電位を制御しつつ、モータ３０の供給電力制御を行う。図２にコントロールユニット４８が制御目標とする回路各部の直流電位の関係を示す。直線Ｇは基準電位、すなわち、二次電池１０の負極端子の電位を示す。点Ｃ１は第１コンデンサ２８の高電位側端子に対応する。コントロールユニット４８は、運転操作、モータ３０の回転速度等に基づいて第１コンデンサ２８の充電電圧目標値Ｖｄを求める。すなわち、点Ｃ１の制御目標電位をＶｄとする。

図２の点Ｎは中性点Ｎに対応する。コントロールユニット４８は、点Ｎの制御目標値をＶｄ／２とする。図２の点Ｂは二次電池１０の正極端子に対応する。二次電池１０の正極端子の電位Ｖｂは、電池電圧センサ５０の測定値として読み込まれる。

図２の点Ｃ２−１および点Ｃ２−２は、それぞれ、第２コンデンサ４６の上ＩＧＢＴ側の端子および下ＩＧＢＴ側の端子に対応する。コントロールユニット４８は、点Ｎおよび点Ｂの中間電位を、点Ｃ２−１および点Ｃ２−２の中間電位の目標値とする。ここで、中間電位とは、２つの電位を加算して２で除した値をいうものとする。図２の直線Ｍは点Ｎおよび点Ｂの中間電位を示す。

コントロールユニット４８は、さらに、点Ｃ２−２の電位を基準とした点Ｃ２−１の電位目標値Ｖｃを、点Ｎの電位から点Ｂの電位を減じた電位差の２倍とする。すなわち、第２コンデンサ４６の充電目標値Ｖｃを、Ｖｃ＝２（Ｖｄ／２−Ｖｂ）とする。コントロールユニット４８は、図２に示すような電位関係が成立するよう、インバータ１２およびコンバータ３４を制御する。

まず、インバータ１２の制御について説明する。図３にコントロールユニット４８の構成を示す。電圧指令部５２は、運転操作、モータ３０の回転速度等に基づいて、第１コンデンサ２８の充電電圧目標値Ｖｄ、およびモータ３０に印加する３相交流電圧に対する指令値を求める。

電圧指令部５２は、充電電圧目標値Ｖｄを第１三角波信号生成部５４に出力する。第１三角波信号生成部５４は、Ｖｄ／２を平均値とし振幅をＶｄ／２とする第１三角波信号Ｔｒ１を生成し、加算器５６ｕ，５６ｖおよび５６ｗに出力する。図４（ａ）に第１三角波信号Ｔｒ１の時間波形を示す。この三角波信号は、電力制御回路の技術分野において、いわゆる搬送波信号、キャリア信号等と称されているものである。

電圧指令部５２は、ｕ相電位指令値Ｖｕ、ｖ相電位指令値Ｖｖ、およびｗ相電位指令値Ｖｗを、それぞれ、加算器５６ｕ，５６ｖおよび５６ｗに出力する。これらの電位指令値の組は、モータ３０の界磁巻線３２ｕ，３２ｖおよび３２ｗの電圧印加端に与えられる３相交流電位に対する指令値を示す。すなわち、互いに位相が１２０°異なる正弦波に中性点電位として充電電圧目標値Ｖｄの半分Ｖｄ／２を加算した値とする。例えば、ＶｕをＶｍｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｄ／２とすれば、ＶｖおよびＶｗは、それぞれ、Ｖｍｓｉｎ（ωｔ＋１２０°）＋Ｖｄ／２、Ｖｍｓｉｎ（ωｔ＋２４０°）＋Ｖｄ／２となる。ここで、Ｖｍは各相電圧の振幅、ｔは時間変数、ωは角周波数である。

図４（ａ）にｕ相電位指令値Ｖｕ、ｖ相電位指令値Ｖｖ、およびｗ相電位指令値Ｖｗを第１三角波信号Ｔｒ１と重ねて示す。第１三角波信号Ｔｒ１の平均値は、ｕ相電位指令値Ｖｕ、ｖ相電位指令値Ｖｖ、およびｗ相電位指令値Ｖｗに含まれる直流値、すなわち、Ｖｄ／２と一致する。また、第１三角波信号Ｔｒ１の上限ピーク値から下限ピーク値を減じた値は、第１コンデンサ２８の充電電圧目標値Ｖｄとなる。

加算器５６ｕは、極性を反転した第１三角波信号Ｔｒ１にｕ相電位指令値Ｖｕを加算し、加算結果を波形成型器５８ｕに出力する。これによって波形成型器５８ｕには、ｕ相電位指令値Ｖｕから第１三角波信号Ｔｒ１を減算した値が出力される。波形成型器５８ｕは、加算器５６ｕの出力値が負であるときは、オフ制御値Ｌをドライバ６０ｕに出力する。一方、加算器５６ｕの出力値が正または０であるときは、波形成型器５８ｕは、オン制御値Ｈをドライバ６０ｕに出力する。波形成型器５８ｕからドライバ６０ｕに出力される値に基づく信号は、ｕ相電位指令値Ｖｕから第１三角波信号Ｔｒ１を減算した値に応じてオン制御値Ｈまたはオフ制御値Ｌが定まるＰＷＭ信号（ＰＷＭは、Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎの略である。）となる。図４（ｂ）に波形成型器５８ｕから出力されるＰＷＭ信号Ｗｕを示す。ＰＷＭ信号Ｗｕは、図４（ａ）において第１三角波信号Ｔｒ１がｕ相電圧指令値以下となるときにオン制御値Ｈとなり、第１三角波信号Ｔｒ１がｕ相電圧指令値を超えるときにオフ制御値Ｌとなる。

ドライバ６０ｕは、波形成型器５８ｕがオン制御値Ｈを出力するときは、上ＩＧＢＴ１４をオンにする制御信号ｐｕおよび下ＩＧＢＴ１６をオフにする制御信号ｎｕを出力する。一方、波形成型器５８ｕがオフ制御値Ｌを出力するときは、上ＩＧＢＴ１４をオフにする制御信号ｐｕおよび下ＩＧＢＴ１６をオンにする制御信号ｎｕを出力する。

加算器５６ｖ、波形成型器５８ｖ、およびドライバ６０ｖは、それぞれ、加算器５６ｕ、波形成型器５８ｕ、およびドライバ６０ｕと同様の処理を行う。すなわち、ｖ相電位指令値Ｖｖから第１三角波信号Ｔｒ１を減算した値に応じて、上ＩＧＢＴ１８に対する制御信号ｐｖおよび下ＩＧＢＴ２０に対する制御信号ｎｖを出力する。さらに、加算器５６ｗ、波形成型器５８ｗ、およびドライバ６０ｗは、それぞれ、加算器５６ｕ、波形成型器５８ｕ、およびドライバ６０ｕと同様の処理を行う。すなわち、ｗ相電位指令値Ｖｗから第１三角波信号Ｔｒ１を減算した値に応じて、上ＩＧＢＴ２２に対する制御信号ｐｗおよび下ＩＧＢＴ２４に対する制御信号ｎｗを出力する。

インバータ１２が備える各ＩＧＢＴは、コントロールユニット４８から出力される制御信号に基づいてオンオフ制御される。このようなインバータ１２の制御に併せて、後述のコンバータ３４の制御が実行されることにより、中性点電位をＶｄ／２に調整しつつ、モータ３０の界磁巻線３２ｕ，３２ｖおよび３２ｗの電圧印加端に与えられる電位を、それぞれ、ｕ相電位指令値Ｖｕ、ｖ相電位指令値Ｖｖ、およびｗ相電位指令値Ｖｗに調整することができる。

次に、コンバータ３４の制御について説明する。コントロールユニット４８は、中性点電位が第１コンデンサ２８の端子間電圧Ｖｄの半分となるようコンバータ３４を制御する。さらに、中性点電位および二次電池正極電位の中間電位と、第２コンデンサ４６の両端子の電位の中間電位とが一致するようコンバータ３４を制御する。

電圧指令部５２は、電池電圧センサ５０から電池電圧測定値を二次電池正極電位Ｖｂとして読み込む。そして、中性点電位の制御目標値Ｖｄから二次電池正極電位Ｖｂを減算した値を上回る所定の値を、第２コンデンサ４６の充電電圧目標値Ｖｃとして求める。すなわち、電圧指令部５２は、Ｖｃ＞Ｖｄ／２−Ｖｂの関係が成立するよう充電電圧目標値Ｖｃを求める。

なお、後述の原理に基づいて中性点電流を低減するためには、第２コンデンサ４６の充電電圧目標値Ｖｃは、中性点電位の制御目標値Ｖｄ／２から二次電池正極電位Ｖｂを減算した値の２倍、すなわち、Ｖｃ＝２（Ｖｄ／２−Ｖｂ）とすることが好ましい。以下の説明では、充電電圧目標値Ｖｃがこの関係に基づき決定されているものとする。

電圧指令部５２は、中性点電位および二次電池正極電位の中間電位の制御目標値を、コンバータ中間電位目標値Ｖｅとして求める。すなわち、電圧指令部５２は、Ｖｅ＝（Ｖｄ／２＋Ｖｂ）／２としてコンバータ中間電位目標値Ｖｅを求める。

電圧指令部５２は、コンバータ中間電位目標値Ｖｅおよび充電電圧目標値Ｖｃを第２三角波信号生成部６２に出力する。

第２三角波信号生成部６２は、コンバータ中間電位Ｖｅを平均値とし、振幅を充電電圧目標値Ｖｃの半分Ｖｃ／２とする第２三角波信号を生成し、加算器６４ｘおよび６４ｙに出力する。図５（ａ）に第２三角波信号Ｔｒ２の時間波形を示す。

電圧指令部５２は、中性点電位の制御目標値Ｖｄ／２および二次電池正極電位Ｖｂを、それぞれ、加算器６４ｘおよび６４ｙに出力する。これらの値は直流値である。

図５（ａ）に中性点電位の制御目標値Ｖｄ／２および二次電池正極電位Ｖｂを示す直線を第２三角波信号Ｔｒ２に重ねて示す。第２三角波信号Ｔｒ２の平均値を示す直線は、中性点電位の制御目標値Ｖｄ／２を示す直線、および二次電池正極電位Ｖｂを示す直線から等しい距離の位置にある。また、第２三角波信号Ｔｒ２の上限ピーク値から下限ピーク値を減じた値は、第２コンデンサ４６の充電電圧目標値Ｖｃとなる。

加算器６４ｘは、極性を反転した第２三角波信号Ｔｒ２に中性点電位目標値Ｖｄ／２を加算し、波形成型器６６ｘに出力する。これによって波形成型器６６ｘには、中性点電位目標値Ｖｄ／２から第２三角波信号Ｔｒ２を減算した値が出力される。波形成型器６６ｘは、加算器６４ｘの出力値が負であるときは、オフ制御値Ｌをドライバ６８ｘに出力する。一方、波形成型器６６ｘは、加算器６４ｘの出力値が正または０であるときは、オン制御値Ｈをドライバ６８ｘに出力する。波形成型器６６ｘからドライバ６８ｘに出力される値によって示される信号は、中性点電位目標値Ｖｄ／２から第２三角波信号Ｔｒ２を減算した値に応じてオン制御値Ｈまたはオフ制御値Ｈが定まるＰＷＭ信号となる。

ドライバ６８ｘは、波形成型器６６ｘがオン制御値Ｈを出力するときは、上ＩＧＢＴ３８をオンにする制御信号ｐｘおよび下ＩＧＢＴ４０をオフにする制御信号ｎｘを出力する。一方、波形成型器６６ｘがオフ制御値Ｌを出力するときは、上ＩＧＢＴ３８をオフにする制御信号ｐｘおよび下ＩＧＢＴ４０をオンにする制御信号ｎｘを出力する。

加算器６４ｙ、波形成型器６６ｙ、およびドライバ６８ｙは、それぞれ、加算器６４ｘ、波形成型器６６ｘ、およびドライバ６８ｘと同様の処理を行う。すなわち、二次電池正極電位Ｖｂから第２三角波信号Ｔｒ２を減算した値に応じて、上ＩＧＢＴ４２に対する制御信号ｐｙおよび下ＩＧＢＴ４４に対する制御信号ｎｙを出力する。

図５（ｂ）および（ｃ）に、それぞれ、波形成型器６６ｘおよび６６ｙが出力するＰＷＭ信号ＷｘおよびＷｙの時間波形を示す。ＰＷＭ信号Ｗｘは、図５（ａ）において第２三角波信号Ｔｒ２がＶｄ／２以下となるときにオン制御値Ｈとなり、第２三角波信号Ｔｒ２がＶｄ／２を超えるときにオフ制御値Ｌとなる。ＰＷＭ信号Ｗｙは、図５（ａ）において第２三角波信号Ｔｒ２がＶｂ以下となるときにオン制御値Ｈとなり、第２三角波信号Ｔｒ２がＶｂを超えるときにオフ制御値Ｌとなる。

コンバータ３４が備える各ＩＧＢＴは、コントロールユニット４８から出力される制御信号に基づいてオンオフ制御される。インバータ１２の制御に併せてこのような制御を行うことにより、中性点電位は第１コンデンサ２８の端子間電圧Ｖｄの半分となるよう調整される。また、中性点電位および二次電池正極電位の中間電位は、第２コンデンサ４６の両端子の電位の中間電位に一致するよう調整される。

インバータ１２については、第１コンデンサ２８の端子間電圧の半分よりも中性点電位が低いときは、モータ３０に印加する交流電圧の振幅を、中性点電位より大きくすることは困難である。また、第１コンデンサ２８の端子間電圧の半分よりも中性点電位が高いときは、モータ３０に印加する交流電圧の振幅を、第１コンデンサ２８の高電位側端子の電位から中性点電位を減じた電圧より大きくすることは困難である。したがって、中性点電位を第１コンデンサ２８の端子間電圧の半分に一致させたときに、モータ３０に印加する交流電圧の調整可能範囲を最も大きくすることができ、モータ３０に供給する電力の調整可能範囲を最も大きくすることができる。

本実施形態においては、コントロールユニット４８は、中性点電位が第１コンデンサ２８の端子間電圧Ｖｄの半分となるよう、インバータ１２およびコンバータ３４を制御する。これによって、モータ３０に供給する電力の調整可能範囲を大きくすることができる。

上記のように、コントロールユニット４８は、中性点電位および二次電池正極電位の中間電位と、第２コンデンサ４６の両端子の電位の中間電位とが一致するようコンバータ３４を制御する。コントロールユニット４８は、このような電位制御と共に、第１三角波信号Ｔｒ１および第２三角波信号Ｔｒ２の周波数および位相を調整することで中性点電流を低減する。

ここで、中性点電位がＶｄ／２に固定されているものと仮定し、中性点Ｎから平滑リアクトル３６に向かう電流を正とした場合における、インバータ１２の制御に基づく中性点電流の波形を図６（ｂ）に示す。図６（ａ）の時間波形は、ｕ相電位指令値Ｖｕ、ｖ相電位指令値Ｖｖ、ｗ相電位指令値Ｖｗおよび第１三角波信号Ｔｒ１の時間波形を図６（ｂ）に対応付けたものである。図６（ｂ）の時間帯Ｔａは、インバータ１２の総ての下ＩＧＢＴがオンとなる時間帯を示し、時間帯Ｔｂは、インバータ１２の総ての上ＩＧＢＴがオンとなる時間帯を示す。図６（ｂ）に示されるように、時間帯Ｔａでは中性点電流は減少し、時間帯Ｔｂでは中性点電流は増加する。そして、時間帯ＴａおよびＴｂに挟まれる時間帯では、中性点電流は極大値または極小値を示し、その増減は緩やかとなる。中性点電流の増減の周期は第１三角波信号Ｔｒ１の周期と一致する。また、時間帯Ｔａには第１三角波信号Ｔｒ１の上限ピークタイミングが含まれ、時間帯Ｔｂには第１三角波信号Ｔｒ１の下限ピークタイミングが含まれる。

次に、同一の条件下における、コンバータ３４の制御に基づく中性点電流の波形を図６（ｄ）に示す。図６（ｃ）の時間波形は、第２三角波信号Ｔｒ２の時間波形を図６（ｄ）に対応付けたものである。図６（ｄ）の時間帯Ｔｃは、コンバータ３４の２つの上ＩＧＢＴがオンとなる時間帯を示し、時間帯Ｔｄは、コンバータ３４の２つの下ＩＧＢＴがオンとなる時間帯を示す。図６（ｄ）に示されるように、時間帯ＴｃおよびＴｄのいずれにおいても中性点電流は減少する。その理由は、これらの時間帯では、中性点電位の方が二次電池正極電位より高い状態にあり、二次電池正極端子が平滑インダクタ３６に直接接続された状態となるためである。時間帯ＴｃおよびＴｄに挟まれる時間帯Ｔｅは、上ＩＧＢＴ３８および下ＩＧＢＴ４４がオンとなる時間帯、言い換えれば、上ＩＧＢＴ４２および下ＩＧＢＴ４０がオフとなる時間帯である。この時間帯では中性点電流が増加する。中性点電流の増減の周期は第２三角波信号Ｔｒ２の周期の半分である。また、時間帯Ｔｃには第２三角波信号Ｔｒ２の下限ピークタイミングが含まれ、時間帯Ｔｄには第２三角波信号Ｔｒ２の上限ピークタイミングが含まれる。

そこで、コントロールユニット４８の電圧指令部５２は、時間帯Ｔａと時間帯Ｔｅとが重なり、かつ、時間帯Ｔｂと時間帯ＴｃまたはＴｄとが重なるよう、第１三角波信号生成部５４または第２三角波信号生成部６２を制御する。具体的には次のような制御を行う。

電圧指令部５２は、第１三角波信号Ｔｒ１および第２三角波信号Ｔｒ２を検出する。そして、第２三角波信号Ｔｒ２の周波数が、第１三角波信号Ｔｒ１の周波数の半分となるよう、第１三角波信号生成部５４および第２三角波信号生成部６２の少なくともいずれかを制御する。さらに、第１三角波信号Ｔｒ１の下限ピークタイミングが、第２三角波信号Ｔｒ２の上限または下限ピークタイミングに一致するよう、第１三角波信号生成部５４および第２三角波信号生成部６２の少なくともいずれかを制御する。

このような制御によれば、インバータ１２の制御に基づく中性点電流と、コンバータ３４の制御に基づく中性点電流とが互いに減じ合うよう、これらの中性点電流を発生させることができる。これによって、インバータ１２およびコンバータ３４の両者の制御に基づく中性点電流を減少させることができる。本実施形態においては、さらに、インバータ１２およびコンバータ３４に対する上記の電位制御により、次のような効果を得ることができる。

インバータ１２の制御では、図６（ｂ）に示されるように時間帯Ｔａにおける中性点電流の変化量と、時間帯Ｔｂにおける中性点電流の変化量とがほぼ均等となる。この条件の下、コンバータ３４の制御では、中性点電位および二次電池正極電位の中間電位と、第２コンデンサ４６の両端子の電位の中間電位とを一致させる制御が行われる。さらに、第２コンデンサ４６の充電電圧目標値Ｖｃが、中性点電位の制御目標値Ｖｄ／２から二次電池正極電位Ｖｂを減算した値の２倍となるよう制御が行われる。これによって、図６（ｄ）の時間帯ＴｃおよびＴｄにおける中性点電流の変化量と、時間帯Ｔｅにおける中性点電流の変化量とがほぼ均等となる。

したがって、インバータ１２の制御に基づく中性点電流の大きさと、コンバータ３４の制御に基づく中性点電流の大きさとを互いに逆極性で近づけることができ、中性点電流を減少させる効果を高めることができる。これによって、中性点電流に含まれる高調波成分に基づくノイズ電磁波の発生、電気部品の寿命短縮、モータ３０における電力損失の増大等の問題を回避することができる。

コンバータ３４を制御するための搬送波信号としては、三角波形以外の時間波形を有する信号を用いることができる。例えば、図３の第２三角波信号生成部４６の代わりに、コンバータ中間電位Ｖｅを平均値とし、振幅を充電電圧目標値Ｖｃの半分Ｖｃ／２とする鋸歯状波信号を生成する構成部（以下、鋸歯状波信号生成部とする。）を設けてもよい。

図７（ｃ）に鋸歯状波信号ＳＷを示す。図７（ａ）および（ｂ）は、それぞれ、図６（ａ）および（ｃ）と同一の図を対応付けて示したものである。図７（ｄ）は、コンバータ３４の制御に基づく中性点電流の波形を示す。図７（ｄ）の時間帯Ｔｆは、コンバータ３４の２つの下ＩＧＢＴがオンとなった後に２つの上ＩＧＢＴがオンとなる時間帯を示す。図７（ｄ）に示されるように、時間帯Ｔｆにおいて中性点電流は減少する。各時間帯Ｔｆに挟まれる時間帯Ｔｇは、上ＩＧＢＴ３８および下ＩＧＢＴ４４がオンとなる時間帯、言い換えれば、上ＩＧＢＴ４２および下ＩＧＢＴ４０がオフとなる時間帯である。この時間帯では中性点電流が増加する。中性点電流の増減の周期は鋸歯状波信号ＳＷと一致する。また、時間帯Ｔｆには鋸歯状波信号ＳＷのピークタイミングが含まれる。

コントロールユニット４８の電圧指令部５２は、時間帯Ｔａと時間帯Ｔｇとが重なり、かつ、時間帯Ｔｂと時間帯Ｔｆとが重なるよう、第１三角波信号生成部５４または鋸歯状波信号生成部を制御する。すなわち、電圧指令部５２は、歯状波信号ＳＷの周波数が、第１三角波信号Ｔｒ１の周波数と一致するよう、かつ、第１三角波信号Ｔｒ１の下限ピークタイミングが歯状波信号ＳＷのピークタイミングに一致するよう、第１三角波信号生成部５４および鋸歯状波信号生成部の少なくともいずれかを制御する。

このような制御によれば、三角波信号を用いた場合と同様、インバータ１２の制御に基づく中性点電流と、コンバータ３４の制御に基づく中性点電流とが互いに減じ合うよう、これらの中性点電流を発生させることができる。これによって、インバータ１２およびコンバータ３４の両者の制御に基づく中性点電流を減少させることができる。

なお、上記では、モータ３０として界磁巻線に３相交流電力を供給するものについて採り上げた。本発明では、このようなモータの他、回転子側の巻線に電力を供給するモータに対する供給電力制御を行うことも可能である。また、上記では、モータ３０の供給電力を制御する実施形態について説明した。供給電力の制御対象は、その他の一般的な多相交流負荷であってもよい。

１０，１１０ 二次電池、１２，１１４ インバータ、１４，１８，２２，３８，４２ 上ＩＧＢＴ、１６，２０，２４，４０，４４ 下ＩＧＢＴ、２６ フリーホイールダイオード、２８ 第１コンデンサ、３０，１１６ モータ、３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ 界磁巻線、３４ コンバータ、３６ 平滑リアクトル、４６ 第２コンデンサ、４８ コントロールユニット、５０ 電池電圧センサ、５２ 電圧指令部、５４ 第１三角波信号生成部、５６ｕ，５６ｖ，５６ｗ，６４ｘ，６４ｙ 加算器、５８ｕ，５８ｖ，５８ｗ，６６ｘ，６６ｙ 波形成型器、６０ｕ，６０ｖ，６０ｗ，６８ｘ，６８ｙ ドライバ、６２ 第２三角波信号生成部，１１２ 昇圧コンバータ、１１８ ３相界磁巻線、１２０ スイッチング素子、１２２ コンデンサ、Ｎ 中性点。

Claims (8)

1. 充電状態に応じた電圧を出力する蓄電手段と、
   前記蓄電手段と多相交流電力負荷との間で直流交流変換を行うインバータと、
   前記インバータのスイッチング制御を行うインバータ制御部と、
   を備え、
   前記多相交流電力負荷の中性点に至る経路に直流電圧源の第１の電圧出力端が接続され、前記蓄電手段の一端に至る経路に前記直流電圧源の第２の電圧出力端が接続される、電力変換装置において、
   前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に設けられ、当該第１の電圧出力端と前記中性点との間の電圧を調整するコンバータと、
   前記コンバータの制御を行うコンバータ制御部と、
   を備え、
   前記インバータ制御部および前記コンバータ制御部の少なくとも一方は、
   前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に前記インバータの制御に応じて流れる電流と、前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に前記コンバータの制御に応じて流れる電流とが減じ合うよう、前記インバータまたは前記コンバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   基準搬送波を生成する基準搬送波生成部と、
   前記多相交流電力負荷に与える電位の目標値と前記基準搬送波との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記基準搬送波のピークタイミングでピークを有する副基準搬送波を生成する副基準搬送波生成部と、
   前記第１の電圧出力端および前記中性点の各電位目標値と前記副基準搬送波との比較に基づいて、副ＰＷＭ信号を生成する副ＰＷＭ信号生成部と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   前記ＰＷＭ信号に基づいて前記インバータのスイッチング制御を行い、
   前記コンバータ制御部は、
   前記副ＰＷＭ信号に基づいて前記コンバータのスイッチング制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
3. 充電状態に応じた電圧を出力する蓄電手段と、
   前記蓄電手段と多相交流電力負荷との間で直流交流変換を行うインバータと、
   基準搬送波を生成する基準搬送波生成部と、
   前記多相交流電力負荷に与える電位の目標値と前記基準搬送波との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記ＰＷＭ信号に基づいて前記インバータのスイッチング制御を行うインバータ制御部と、
   を備え、
   前記多相交流電力負荷の中性点に至る経路に直流電圧源の第１の電圧出力端が接続され、前記蓄電手段の一端に至る経路に前記直流電圧源の第２の電圧出力端が接続される、電力変換装置において、
   前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に設けられ、当該第１の電圧出力端と前記中性点との間の電圧を調整するコンバータと、
   前記基準搬送波のピークタイミングでピークを有する副基準搬送波を生成する副基準搬送波生成部と、
   前記第１の電圧出力端および前記中性点の各電位目標値と前記副基準搬送波との比較に基づいて、副ＰＷＭ信号を生成する副ＰＷＭ信号生成部と、
   前記副ＰＷＭ信号に基づいて前記コンバータのスイッチング制御を行うコンバータ制御部と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記コンバータ制御部は、
   前記中性点と前記第２の電圧出力端との間の電圧が、前記蓄電手段の出力電圧の半分となるよう、前記コンバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記基準搬送波および前記副基準搬送波は、
   時間変化に対して直線的に増加した後に時間変化に対して直線的に減少する過程を繰り返す三角波信号であることを特徴とする電力変換装置。
6. 充電状態に応じた電圧を出力する蓄電手段と、
   前記蓄電手段と多相交流電力負荷との間で直流交流変換を行うインバータと、
   を備え、
   前記多相交流電力負荷の中性点に至る経路に直流電圧源の第１の電圧出力端が接続され、前記蓄電手段の一端に至る経路に前記直流電圧源の第２の電圧出力端が接続される、電力変換装置において、
   前記第１の電圧出力端から前記中性点に至る経路に設けられ、当該第１の電圧出力端と前記中性点との間の電圧を調整するコンバータと、
   前記コンバータの制御を行うコンバータ制御部と、
   を備え、
   前記コンバータ制御部は、
   前記中性点と前記第２の電圧出力端との間の電圧が、前記蓄電手段の出力電圧の半分となるよう、前記コンバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記コンバータに接続され、充電状態に応じた電圧を出力する第２の蓄電手段を備え、
   前記コンバータ制御部は、
   前記第２の蓄電手段の２つの電圧出力端の中間電位と、前記中性点および前記第１の電圧出力端の中間電位と、が近づくよう、前記コンバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記多相交流電力負荷は、
   前記インバータに接続された３相巻線を備える車両駆動用モータであることを特徴とする電力変換装置。

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