JP4683387B2 - 交流交流直接電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する半導体電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、マトリクスコンバータのように電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電圧を直接、交流電圧に変換する直接電力変換器において、入力電流の安定化制御を行うための制御装置に関するものである。

マトリクスコンバータは、長寿命、省スペースであって入力電流を制御できるために電力回生が可能であり、電源高調波を抑制できるという特徴がある。
一方、マトリクスコンバータでは、入力電圧に高調波が含まれる場合に入力電流を正弦波に制御すると、有効電力が脈動する。この有効電力脈動は、大形のエネルギーバッファを有する電力変換器では吸収可能であるが、エネルギーバッファのないマトリクスコンバータでは、入力電圧の歪みが出力電圧を歪ませる原因となる。この出力電圧の歪みは、負荷として電動機が接続されている場合に電動機の脈動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させるため好ましくない。

このため、瞬時有効電力を一定にするような入力電流指令を演算し、入力電圧に高調波が含まれる場合や入力電圧が不平衡である場合にも出力電圧を歪ませないようにした制御装置が、本出願人による特願２００４−８０３０２（本件出願時において未だ出願公開されていない）として提案されている。
図１１はこの先願発明の構成を示しており、１０は三相交流電源、２０は系統インピーダンス、３０はＬＣフィルタ等からなる入力フィルタ、４０は双方向に電流を制御可能な複数の交流スイッチＳからなるマトリクスコンバータ、５０は交流電動機等の負荷、６０はいわゆる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式を用いた制御装置である。

上記制御装置６０において、電圧検出手段６１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出し、入力電流制御手段６２は、検出された入力電圧と瞬時有効電力指令ｐ^＊及び瞬時無効電力指令ｑ^＊とから、数式１により入力電流指令を演算する。

なお、瞬時有効電力により入力電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力指令ｐ^＊は“１”となる。また、瞬時無効電力指令ｑ^＊をゼロとすることにより、入力力率を１に制御することができる。
整流器制御手段６３は、得られた入力電流指令から、仮想的な整流器のＰＷＭパルスパターンを演算し、インバータ制御手段６４は、出力電圧指令から仮想的なインバータのＰＷＭパルスパターンを演算する。ＰＷＭパルス合成手段６５は、各制御手段６３，６４から出力されたＰＷＭパルスパターン（スイッチング関数）を合成し、マトリクスコンバータ４０のＰＷＭパルスパターンを生成する。このパルスパターンに従ってマトリクスコンバータ４０の交流スイッチのオンオフを制御し、所望の出力電圧を得る。
これにより、入力電圧に高調波が含まれていても常に瞬時有効電力が一定となるように入力電流を制御することができ、原理的に出力電圧の歪みは発生せず、負荷５０である電動機に脈動や騒音等を生じさせることなく高効率に運転することが可能である。

ここで、図１１における系統インピーダンス２０は、電源１０と受電端との間の配線長やトランスの漏れインダクタンス等によるものであり、瞬時値制御では、この系統インピーダンス２０が装置容量に対して無視できない場合に、制御系が不安定になる恐れがある。
図１２は、図１１の系統インピーダンス２０及び入力フィルタ３０の構成を詳細に示したものであり、ここでは、系統インピーダンス２０がトランスの漏れインダクタンス等のインダクタンス成分であるとして説明する。なお、Ｌ_ｓは上記インダクタンス成分、Ｌ_ｆ，Ｃ_ｆ，Ｒ_ｆは入力フィルタ３０の各インピーダンスを示す。

図１３は、図１２に基づいて伝達関数を導出し、安定解析を行った場合の特性方程式の根軌跡であり、上記系統インピーダンス２０によるリアクタンス（Ｘ_ｓ＝ωＬ_ｓ、ただし、ωは入力周波数）をマトリクスコンバータ４０の装置容量の０％〜３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
この図１３から、上記リアクタンス（系統リアクタンスという）が大きくなるにつれて、特性方程式の根が徐々に右側に移動し、その実部が正になっていくことが分かる。特性方程式の根の実部が正になると、制御系は振動が減衰せず不安定になることが知られており、図１３によれば、系統リアクタンスが装置容量の１％以上では、実部が正になって不安定となる。

上記のように制御系が不安定になると、入力電流の歪みが増大し、マトリクスコンバータ４０の過熱、損傷のみならず、電源１０と受電端との間に接続されたトランスの損傷、破壊を招く恐れがあり、好ましくない。また、制御を安定化させるためにフィルタ等の外部装置を追加することは、装置の体積やコストの増加を招く。
更に、瞬時値制御以外でも、入力電流の歪みや不平衡が存在すると出力電圧も歪み、騒音や効率低下などが問題となる。

ここで、系統インピーダンスや入力フィルタの値、マトリクスコンバータの負荷条件等によって制御系が不安定になり、入力電流が振動するという問題を解決するために、マトリクスコンバータの入力電流を補正するようにした従来技術が、非特許文献１に記載されている。
図１４は、この従来技術を示すブロック図であり、１０は三相交流電源、２１は系統インピーダンス、３１は入力フィルタ、４０はマトリクスコンバータ、５１は受動負荷や誘導電動機等の負荷を示している。また、７０は制御装置であり、７１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出する電圧検出手段、７２は検出した入力電圧を振幅Ｖ及び位相角θに分離する三相／二相変換手段、７３，７４はそれぞれ時定数τ_１，τ_２を有するローパスフィルタ、７５は乗算手段、７６は乗算手段７５から出力される指令に基づいてマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに対するＰＷＭパルスを生成するパルス生成手段である。

上記従来技術によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の振幅Ｖ及び位相角θに含まれる振動成分をローパスフィルタ７３，７４により除去することで入力電流指令を補正し、これによってマトリクスコンバータ４０の入力電流の振動成分をある程度抑制することが可能である。

一方、ＰＷＭサイクロコンバータの入力フィルタに起因する共振電流を抑制するために、入力フィルタのリアクトルにダンピング抵抗を並列接続して入力電流の高調波成分をダンピング抵抗により消費させる方法や、上記ダンピング抵抗を用いずに、入力フィルタにＰＷＭコンバータ（アクティブフィルタ）を接続して共振電流を抑制する補正電流を注入することにより、入力電流波形を改善するようにした方法が特許文献１に開示されている。

Furong Liu, Christian Klumpner, Frede Blaabjerg, "Stability Analysis and Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System", IEEE, 2003, p.2059-2065 特開２００３−２４４９６０号公報（［０００２］〜［０００７］、図１，図６等）

前述した非特許文献１の従来技術では、入力電流指令の補正分がローパスフィルタ７３，７４の特性によって決まってしまうという問題がある。図１５は、この従来技術による特性方程式の根軌跡であり、系統リアクタンスＸ_ｓがマトリクスコンバータ４０の装置容量の１％までは安定であるが、１．５％以上では不安定になっている。
従って、入力電流や出力電圧の歪みの抑制は未だ十分ではない。

また、特許文献１に記載された従来技術によれば、ダンピング抵抗による熱損失をなくすことは可能であるが、共振電流抑制用のＰＷＭコンバータやその制御回路が必要になり、装置全体が大形化してコスト高になるといった問題がある。
更に、特許文献１は、もっぱら入力フィルタによる共振電流に起因した入力電流の歪み低減を目的としており、電源と受電端との間の配線インピーダンスやトランスの漏れインダクタンス等により、一般的に系統インピーダンスが大きくなった場合の入力電流歪みの低減技術については開示されていない。

そこで本発明の解決課題は、種々の原因により系統インピーダンスが大きくなった場合にも、新たに電力変換器等を付加することなく入力電流や出力電圧の歪みを抑制可能とした安価な制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置であって、
電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この手段により得た入力電圧検出値から電力変換器の入力電流指令を演算する入力電流制御手段と、を備えた制御装置において、
前記入力電流制御手段は、
前記入力電圧検出値の振動成分を抽出する抽出手段と、
この抽出手段の出力に補償ゲインを乗じて補正量を求める手段と、
前記補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段と、
を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
前記入力電流制御手段は、
前記入力電圧検出値から検出した入力電圧位相を用いて、前記入力電圧検出値を入力角周波数で回転する直交２軸成分に変換する座標変換手段と、
この座標変換手段の出力から直交２軸上の入力電流指令を演算する演算手段と、を備え、
前記補正手段は、
前記座標変換手段の出力に含まれる振動成分を前記抽出手段により抽出し、この抽出手段の出力に補償ゲインを乗じた値を補正量として、直交２軸上の入力電流指令を補正するものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
前記入力電流制御手段は、
前記入力電圧のベクトルの大きさを演算する第1の演算手段と、この演算手段の出力から入力電流指令のベクトルの大きさを演算する第２の演算手段と、を備え、
前記補正手段は、
前記入力電圧のベクトルの大きさに含まれる振動成分を前記抽出手段により抽出し、この抽出手段の出力に補償ゲインを乗じた値と前記入力電流指令のベクトルの大きさとを用いて、入力電流指令を補正するものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の出力電力に応じて、前記補償ゲインを調節するものである。

請求項１〜請求項３に記載した発明によれば、直接電力変換器の入力電圧から所定の周波数成分をハイパスフィルタ等により抽出し、この周波数成分に補償ゲインを乗じて大きさを調節した補正量により入力電流指令を補正するようにしたため、系統インピーダンスが大きく変化しても、新たに電力変換器等を付加することなく入力電流や出力電圧の歪みを抑制して、装置容量にかかわらず安定した制御を実現することができる。
また、請求項４に記載した発明によれば、上記補償ゲインを直接電力変換器の出力電力に応じて自動的に変化させることにより、電力変換器の出力電力を常に安定して制御することが可能である。
総じて、本発明によれば、外部装置を追加せず、系統インピーダンスが変化する場合にも入力電流の振動成分を効果的に抑制して良好な制御を行うことができ、出力電圧の歪みも発生しない安価な制御装置を提供することが可能である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図である。図１において、三相交流電源１０から負荷５０に至る主回路の構成は図１１と同一であり、また、制御装置は、入力電流制御手段６２Ａの構成を除いて図１１と実質的に同一である。なお、図１１と同一の構成要素には同一の番号を付してある。

上記入力電流制御手段６２Ａの構成を、図２を参照しつつ説明する。
この入力電流制御手段６２Ａは、図１の電圧検出手段６１により検出された静止座標上の直交二軸成分の入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_βに基づいて入力電流指令を補正する機能を有する。

すなわち、図２における演算手段６２ａは、電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから、前述した数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊を演算する。なお、演算手段６２ａには、規格化された瞬時有効電力指令ｐ^＊（＝１）が入力されている。
一方、電圧検出値ｖ_α，ｖ_βをハイパスフィルタ６２ｂに入力して入力電圧の高調波成分ｖ_αｒｉｐ，ｖ_βｒｉｐを抽出し、ゲイン乗算手段６２ｃにより補償ゲインＫ_ｄを乗じて電流の補償成分ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐを得る。そして、加算手段６２ｄ，６２ｅにおいて、前記電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊に上記補償成分ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐをそれぞれ加えることにより、最終的な入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を求める。すなわち、入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊は数式２により与えられる。なお、数式３はハイパスフィルタ６２ｂから出力される高調波成分ｖ_αｒｉｐ，ｖ_βｒｉｐである。

図３は、本実施形態における伝達関数の特性方程式の根軌跡を示しており、図１３，図１５と同様にマトリクスコンバータ４０の装置容量の系統リアクタンスを０％から３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
図３から明らかなように、根の全ての実部が負に配置されており、図１３，図１５と比べて制御系が安定化できている。
すなわち、本実施形態によれば、入力電圧検出値の振動成分をハイパスフィルタ６２ｂにより抽出し、これに補償ゲインＫ_ｄを乗じて大きさを調節した補正成分ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐをもとの電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊に加えて最終的な入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を得るようにしたので、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制し、制御系の交差角周波数を位相余有が確保できるように移動させる結果として、制御系全体の安定化が可能となる。

図４は、この実施形態を用いたシミュレーション結果であり、上から受電端の相電圧ｖ_ｉｎ（p.u.）、系統リアクタンスの電流ｉ_ｓ（p.u.）、ローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖ_ｕｖ（p.u.）を示している。シミュレーションでは、系統リアクタンスを１％とし、図４の領域Ａでは、入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊を数式１のみを用いて制御し、領域Ｂでは、数式２により補正した入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を用いた。

この図４から、領域Ａでは、マトリクスコンバータ４０の入力電流ｉ_ｉｎが変動し、これに伴って系統リアクタンスに流れる電流ｉ_ｓが変動していると共に、この電流ｉ_ｓの変動によって受電端電圧ｖ_ｉｎが変動している。瞬時値制御では、図１１，図１２に示したように受電端電圧ｖ_ｉｎの変動に応じて入力電流ｉ_ｉｎを演算し制御するため、入力電流ｉ_ｉｎが更に変動することとなり、結果として正帰還ループに陥って制御が不安定になっている。
一方、図４の領域Ｂでは、数式２の入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を用いて入力電流の変動成分を抑制することにより、正帰還ループのゲインを抑制することができ、電流ｉ_ｓの歪みが小さく抑えられている。
また、領域Ａでは受電端電圧ｖ_ｉｎが変動するため、ＰＷＭ可能範囲外となって出力線間電圧Ｖ_ｕｖに歪みが生じているが、領域Ｂではこの歪みもほとんど発生していない。

上記実施形態では、瞬時値制御の数式１に基づいて入力電流指令の直交二軸成分につき補正しているが、受電端電圧を用いて入力電流を直接制御する方法であれば、三相交流成分を対象として入力電流指令を補正しても同様な効果を得ることができる。
また、入力電流指令の補正成分を抽出するためにハイパスフィルタを用いたが、補償するべき周波数成分に応じてバンドパスフィルタを用いてもよい。

次に、図５は本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
この実施形態は、回転座標上の瞬時値制御により入力電流指令を補正するものであり、第１実施形態に対して、電圧検出手段６１の出力から入力電圧の位相を求める電圧位相検出手段６６が付加され、また、入力電流制御手段６２Ｂにおける演算内容が異なっている。その他の構成は図１と同様である。

電圧位相検出手段６６は、入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから数式４を用いて入力電圧位相θ_ｉｎを求める。なお、この位相θ_ｉｎは、ＰＬＬを用いて検出してもよい。

図６は、入力電流制御手段６２Ｂの構成を示すブロック図である。
座標変換手段６２ｆは、入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_β及び位相θ_ｉｎを用いて、入力角周波数ωで回転する直交座標成分ｖ_ｄ，ｖ_ｑを演算する。次に、これらの直交座標成分ｖ_ｄ，ｖ_ｑから、数式５に示す回転座標上の瞬時値制御により、入力電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。

一方、補償成分ｉ_ｄｒｉｐ，ｉ_ｑｒｉｐは、ハイパスフィルタ６２ｈ及びゲイン乗算手段６２ｉにより、数式６のように演算される。

加算手段６２ｊ，６２ｋは、数式７の演算により、入力電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に補償成分ｉ_ｄｒｉｐ，ｉ_ｑｒｉｐをそれぞれ加算して補正後の入力電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊を求める。

座標変換手段６２ｌでは、これらの入力電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊及び位相θ_ｉｎを用いて静止座標上の入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を求める。以後の動作は、第１実施形態と同様である。

本実施形態では、第１実施形態と異なり、補償成分の演算を電源周波数で回転する座標軸上で行うため、電源周波数の基本成分は直流量となる。従って、ハイパスフィルタ６２ｈによる所望の周波数成分の抽出が容易となり、安定化制御の性能向上が見込めるという利点がある反面、電圧位相検出手段６６や座標変換手段６２ｆ，６２ｌを要するため、マイクロプロセッサ等の演算装置の負荷は増加する。

次いで、本発明の第３実施形態を説明する。この実施形態では、図７に示すように、入力電流制御手段６２Ｃが、入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_β、入力電圧位相θ_ｉｎ及び入力力率指令φ_ｉｎ ^＊を用いて入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を求めるものである。入力電流制御手段６２Ｃ以後の構成は、第１，第２実施形態と同様である。

図８は、入力電流制御手段６２Ｃの構成を示している。
本実施形態では、受電端の電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから入力電圧ベクトルの大きさを演算する第１の演算手段６２ｍを有する。この入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｉｎ｜は、数式８によって求められる。

ここで、瞬時有効電力Ｐを入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｉｎ｜と入力電流ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ｜とを用いて表すと、数式９となる。

数式９から瞬時有効電力を１として規格化し、入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊｜を求めると、数式１０となる。

図８の第２の演算手段６２ｎは、上記数式１０を演算する。ここで、補正後の入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊＊｜を、数式１１のように仮定する。なお、｜Ｉ_ｒｉｐ｜を数式１２とおく。

詳細な式の変形は省略するが、数式２を極座標表示で表すと数式１１と等価となる。
従って、数式１１に基づいて入力電流指令ベクトルを補正し、直交二軸の入力電流指令が数式２と同一であれば、第１実施形態と全く同様の効果を得ることができる。
以上より、数式１１の入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊＊｜から求めた直交二軸の入力電流指令ｉ_α ^＊＊’，ｉ_β ^＊＊’が、数式２のｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊と等価になればよい。
まず、数式１１を、数式１３のように直交二軸の入力電流指令ｉ_α ^＊＊’，ｉ_β ^＊＊’によって表す。なお、数式１３における｜Ｉ_ｉｎ ^＊｜は数式１４の通りである。

数式２を、入力位相指令θ_ｉｎ ^＊、入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊｜、及び補正電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｉｐ｜とによって表すと、数式１５となる。

数式１３と数式１５とが等価になるための補正量Δα，Δβは、数式１６となる。

数式１３により求めた入力電流指令ｉ_α ^＊＊’，ｉ_β ^＊＊’（ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊）によりマトリクスコンバータ４０を制御すれば、第１，第２実施形態と同様の作用効果を得ることができる。なお、図８における第３の演算手段６２ｏは、数式１３の演算を行うものである。
また、図8において、６２ｐは｜Ｖ_ｉｎ｜から振動成分の大きさ｜Ｖ_ｒｉｐ｜を抽出するためのハイパスフィルタ、６２ｑは｜Ｖ_ｒｉｐ｜に補償ゲインＫ_ｄを乗じて｜Ｉ_ｒｉｐ｜を求めるためのゲイン乗算手段、６２ｒはｖ_α，ｖ_βからｖ_αｒｉｐ，ｖ_βｒｉｐを求めるためのハイパスフィルタ、６２ｓ，６２ｔは数式１６を演算する除算手段、６２ｕ，６２ｖは数式１３の演算に必要な補償成分を演算するための乗算手段、６２ｗは加算手段である。

本実施形態では、Δα，Δβによる補正を行ったが、マイクロプロセッサ等の演算負荷を軽減するためにθ_ｒｉｐを簡易的にθ_ｉｎ ^＊に等しいとみなして制御を行っても、効果は減少するが実現は可能である。
また、第１〜第３実施形態の何れにおいても、仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式のみならず、マトリクスコンバータの出力電圧指令を直接演算する制御装置にも適用可能である。例えば、第３実施形態を用いて、出力電圧指令ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｏｕｔ ^＊｜を入力電圧ベクトル｜Ｖ_ｉｎ｜によって規格化し、入力電圧ベクトルの大きさによらず所望の出力電圧を得る場合に、数式１５に示される補償成分を用いて、数式１７のようにマトリクスコンバータの出力電圧指令を補正すればよい。

次に、図９は本発明の第４実施形態の主要部を示すブロック図である。
この実施形態は、マトリクスコンバータ４０の出力電力に応じて補償ゲインＫ_ｄを自動的に変更することにより、安定性を一層改善するものである。

マトリクスコンバータ４０の出力電力が増加すると、系統リアクタンスに流れるｉ_ｓが増加するため、受電端電圧ｖ_ｉｎの変動が大きくなる。また、系統リアクタンスが増加すれば、ｉ_ｓが一定の場合、受電端電圧ｖ_ｉｎの変動が大きくなる。つまり、出力電力が増加することと系統リアクタンスＸ_ｓが増加することとは、受電端電圧ｖ_ｉｎの変動が大きくなる点で等価であり、制御を不安定化させる原因となる。そこで、本実施形態では、出力電力の増加に応じて補償ゲインＫ_ｄを変化させるようにした。

マトリクスコンバータ４０の出力電力Ｐ_ｏｕｔは、直交二軸の出力電圧検出値ｖ_ｄｏｕｔ，ｖ_ｑｏｕｔ及び電流検出値ｉ_ｄｏｕｔ，ｉ_ｑｏｕｔから、数式１８によって表すことができる。図９に示す演算手段６２ｘは、この数式１８を演算する。

演算された出力電力Ｐ_ｏｕｔに定数Ｋを乗じ、更に、図１０に示す如くリミッタ６２ｙにより上限値Ｋ_ｄｍａｘ、下限値Ｋ_ｄｍｉｎを設けて、数式１９のように補償ゲインＫ_ｄを求める。

なお、本実施形態では、出力電力Ｐ_ｏｕｔを出力電圧検出値及び出力電流検出値から演算しているが、出力電圧及び出力電流の指令値を用いてもよい。また、出力電力Ｐ_ｏｕｔの代わりに、簡易的にトルク指令やトルク電流指令を用いてもよい。
更に、本実施形態のように出力電力に応じて補償ゲインＫ_ｄを変更する着想は、第１〜第３実施形態にも適用可能である。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 図１における入力電流制御手段のブロック図である。 第１実施形態において安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。 第１実施形態によるシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 図５における入力電流制御手段のブロック図である。 本発明の第３実施形態を示すブロック図である。 図７における入力電流制御手段のブロック図である。 本発明の第４実施形態における補償ゲインの演算ブロック図である。 図９におけるリミッタの動作説明図である。 先願発明のブロック図である。 図１１における主要部の構成図である。 図１２の構成を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。 非特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図である。 図１４の従来技術を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。

符号の説明

１０：三相交流電源
２０：系統インピーダンス
３０：入力フィルタ
４０：マトリクスコンバータ
５０：負荷
６１：電圧検出手段
６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃ：入力電流制御手段
６２ａ，６２ｇ，６２ｍ，６２ｎ，６２ｏ，６２ｘ：演算手段
６２ｂ，６２ｈ，６２ｐ，６２ｒ：ハイパスフィルタ
６２ｃ，６２ｉ，６２ｑ：ゲイン乗算手段
６２ｄ，６２ｅ，６２ｊ，６２ｋ，６２ｗ：加算手段
６２ｆ，６２ｌ：座標変換手段
６２ｓ，６２ｔ：除算手段
６２ｕ，６２ｖ：乗算手段
６２ｙ：リミッタ
６３：整流器制御手段
６４：インバータ制御手段
６５：ＰＷＭパルス合成手段
６６：電圧位相検出手段

Claims (4)

1. 大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置であって、
   電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この手段により得た入力電圧検出値から電力変換器の入力電流指令を演算する入力電流制御手段と、を備えた制御装置において、
   前記入力電流制御手段は、
   前記入力電圧検出値の振動成分を抽出する抽出手段と、
   この抽出手段の出力に補償ゲインを乗じて補正量を求める手段と、
   前記補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
   前記入力電流制御手段は、
   前記入力電圧検出値から検出した入力電圧位相を用いて、前記入力電圧検出値を入力角周波数で回転する直交２軸成分に変換する座標変換手段と、
   この座標変換手段の出力から直交２軸上の入力電流指令を演算する演算手段と、を備え、
   前記補正手段は、
   前記座標変換手段の出力に含まれる振動成分を前記抽出手段により抽出し、この抽出手段の出力に補償ゲインを乗じた値を補正量として、直交２軸上の入力電流指令を補正することを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。
3. 請求項１に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
   前記入力電流制御手段は、
   前記入力電圧のベクトルの大きさを演算する第1の演算手段と、この演算手段の出力から入力電流指令のベクトルの大きさを演算する第２の演算手段と、を備え、
   前記補正手段は、
   前記入力電圧のベクトルの大きさに含まれる振動成分を前記抽出手段により抽出し、この抽出手段の出力に補償ゲインを乗じた値と前記入力電流指令のベクトルの大きさとを用いて、入力電流指令を補正することを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
   前記電力変換器の出力電力に応じて、前記補償ゲインを調節することを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。

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