JPH0360380A - 交流電力変換器制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はフィルタを持った三相交流電力変換器の出力
電圧制御に関するものである。

〔従来の技術〕

第４図は例えば電気学会半導体電力変換研究会資料５Ｐ
Ｃ−８６−５９ｒ定周波正弦波インバータの波形制御方
式」に示された従来の交流電力変換器制御装置の第１の
例を示すものである。

図において、（１００）　はインバータ本体、（１０２
）はりアクドル、（１０３）　　はコンデンサ、（１２
１）　　は電流制御器、（１２２）は減算器、（１２３
）は電流指令を制限するり逅ツタ、（１２４）は加算器
、（１２６）は電圧制御器、（１２７）　はコンデンサ
電流基準発生器、（１２Ｂ）は減算器、（１２９）は出
力電圧基準発生器、（１３１）　は負荷電流検出器、（
１３４）　はＰＷＭ変調回路、（１５１）　はクロック
回路である。

次に動作について説明する。インバータ本体（１００）
は電流制御器（１２１）の出力を電圧指令として、ＰＷ
Ｍ回路（１３４）にてＰＷＭ制御され、リアクトル（１
０２）　　　コンデンサ（１０３）のＬＣフィルタを通
して負荷へ交流電力を供給している０図は単相のインバ
ータについて示されているが、三相の場合も原理は同し
である。インバータ本体（１００）の出力電流は、電流
指令リミッタ（１２３）の出力を電流指令として減算器
（１２２）に電流検出信号との偏差を取り、電流制御器
（１２１）を通して電圧指令を作ることにより高速に制
御される。そのため、負荷のインピーダンスの急激な変
化による過電流などを抑制し、インバータ本体（１００
）の電力変換素子を保護することができる。出力電流指
令は、出力母線電圧が確立するために流すべきＬＣフィ
ルタのコンデンサ電流と負荷電流との和で表される。そ
こで、出力母線電圧に同期したクロック回路（１５１）
の信号より、コンデンサ電流基準発生器（１２７）を通
してコンデンサ電流基準を演算し、負荷電流検出器（１
３１）　によって検出された負荷電流検出信号と加えて
電流指令とする。更に、負荷にかかる出力電圧の検出信
号と出力電圧基準発生器（１２９）によって作られた電
圧基準との偏差を電圧制御器（１２６）を通して電流指
令に加え合わせることによって電圧制御される。電圧制
御器の出力に負荷電流検出値とコンデンサ電流基準を加
えて電流指令とすると電圧制御特性が向上する効果があ
る。

第４図の制御系を式で表すと次のようになる。

Ｖｉａ　＝　Ｇｌ　ｉｌｌ　　（Ｉｉｕ本−１ｉｕ）　
　　　　　　　　　　　　　　（２１）ｉｕ＊　　＝Ｉ
ｏｕ＋　ωｃＥｃｏｓ（ωｔ）＋Ｇｖ　　ｆ！１）　　
（Ｅｓｉｎ（ω　ｔ）−Ｖｏｕ）　　　　　　　　　　
　＋３まただし、Ｖｉｕはインバータ本体のＵ相出力電
圧、ＶｏｕはＵ相出力母線電圧、Ｉｉｕはインバータ本
体のＵ相出力電流、Ｉｉｕ本はインバータ本体のＵ相出
力電流指令、ＩｏｕはＵ相貫荷電流、ωは出力母線電圧
の角周波数、Ｅは出力母線電圧の実効値指令。

Ｃはコンデンサの静電容量、Ｇ　Ｉ　（ｓｌ、Ｇ　ｖ　
（ｓｌは電流制御装置、電圧制御装置の制御要素である
。

第４図の制御系は交流の検出信号を直接制御する方式で
あり追値制御であるため制御要素Ｇｌ（３１、Ｇｖ（ｓ
ｌに積分要素が入れられず、負荷によっては電圧波形が
歪み、負荷装置の誤動作などの原因となることがある。

また、第１の例の外に次に示すように座標変換器を通し
て交流信号を直流信号に変換して制御する方式もある。

第５図は例えば同一出願人による先ＩＩ（特願昭６３−
１３３０７３号）明細書に示された従来の交流電力変換
器制御装置の第２の例を示すものである。

図において、１号インバータ＋１）は同じ構成の２号イ
ンバータ（２）と母線（３）を通して並列運転しつつ負
荷（４）へ電力を供給している。インバータ（１）の構
成要素として、（１００）　はインバータ本体、（１０
２）はリアクトル、（１０３）はコンデンサ、（１０４
）は出力開閉器、（１２０）　は加算器、（１２１）は
電流制御器、（１２２）　は減算器、（１２３）　は電
流指令を制限するりミンク、（１２４）　　は加算器、
（１２５）　　はりミンク、（１２６）は電圧制御器、
（１２７）はコンデンサ電流基準発生器、（１２Ｂ）　
は減算器、（１２９）　は出力電圧基準発生器、（１３
１）は分担電流検出器、（１３２）は電圧検出器、（１
３３）　は電流検出器、（１３４）　はＰＷＭ変調回路
、（１４０）は２相３相変換器、（１４１）（１４２）
　、（１４３）は３相２相変換器、（１５０）は３相正
弦波発生器、（１５１）はＰＬＬ回路、（１６０）（１
６１）　はＣＴである。第４図と同一または同様の動作
をする部分には同じ番号をつけている。

次に第５図に示す第２の例の交流電力変換器制御装置の
動作について説明する。インバータｆｉ＋はインバータ
本体（１００）　　　リアクトル（１０２）　　コンデ
ンサ（１０３）を主要構成要素とし、直流電源（５）の
電力を交流に変換し、出力開閉器（１０４）を通して出
力母線（３）へ接続され、負荷（４）へ電力を供給する
。

インバータ電流はＣＴ　（１６０）及び電流センサ（１
３３）より、負荷電流は（１６１ａ）より、出力母線電
圧は電圧センサＶ　Ｓ　（１３２）で検出される。これ
ら電流、電圧は交流量であるが、基本波と同期して回転
する直交座標系に写像すると基本波は直流に見えるので
制御が容易になる。そのため、出力母線電圧からＰ　Ｌ
　Ｌ　（１５１）　と正弦波発生器（１５０）を用いて
座標変換用の基準正弦波を作成し、３相２相変換器（１
４１）　、（１４２）　、（１４３）によって電流、電
圧を直流に変換している。

出力電圧基準発生器（１２９）　は出力母線電圧の線間
実効値指令を出力する。出力電圧指令と出力母線電圧の
偏差は減算器（１２８）を用いて演算され、電圧制御器
（１２６）にて、電圧偏差を修正するためのｔ流指令が
作成される。また、コンデンサに一定の交流電圧が発生
するためには進み電流をコンデンサに流さねばならない
ため、その電流基準をコンデンサ電流基準発生器（１２
７）で作成する。さて、第５図の例ではインバータを並
列に出力母線に接続しているため、それぞれのインバー
タが負荷電流を分担するように分担電流検出器（１３１
）にて負荷電流指令を決める。負荷電流指令はリミッタ
によって制限され、インバータの能力を越える負荷電流
指令が発生するのを防いでいる。これら負荷電流指令、
コンデンサ電流基準、電圧制御器（１２６）の出力を加
算器（１２４）で加え、リミッタ（１２３）を通してイ
ンバータ電流の指令値とする。

さて、インバータ電流制御系は減算器（１２２）で電流
偏差をとり、電流制御器（１２１）を通した値と出力母
線電圧を加えてインバータ電圧指令としている。インバ
ータ電圧指令は２相３相変換器（１４０）にて３相交流
電圧指令に変換され、ＰＷＭ回路（１３４）にてＰＷＭ
制御されてインバータ本体から出力される。

これを、式で説明すると次のようになる。

（４）、（５）式はＬＣフィルタを含めたインバータの
方程式である。１を圧、電流は回転座標軸上の値を示し
ており、■γｉ、Ｖ／Ｊ＋はインバータ電圧、ｖｒＯ１
ｖδＯは出力母線電圧、ｌｙｉ、Ｉδｉはインバータ電
流、■ＴＯ１■δＯは負荷ｉｉｔ流である。Ｃ，Ｇはコ
ンデンサの容量、コンダクタンス、 Ｌ　。

Ｒはリアクトルのりアクタンス、抵抗である。

これに対して、 第５図の制御系を式で表すと（６）、 （７）式になる。

ここで、 γ　Ｏ＊、 ■ δ０＊はＴ軸、 δ軸出力母線電 圧指令である。

（６）式で電流制御装置の出力にＶｙｏ、Ｖｌｊｏを 加えているのは（５）式より電流ｗｉ御にとってはＶｒ
ｏ、Ｖ６ｏが外乱となるため、その影響を補償するため
であることがわかる。また、（７）式のＩｒｅ、■δＯ
１ωＣｖγＯ１ωＣｖδＯの項は（４）式より電圧制御
にとってはＩｒｏ、Ｉδ０は外乱に、ωＣＶｒｏ、ωＣ
■δ０は干渉項になるため、その影響を補償するためで
ある。この様にして、電流、電圧制御系の制御性能を向
上させることにより、負荷変動やインバータの故障など
によってインバータが過電流になることを防止すること
ができる。

ところで、負Ｎ　（４１にはコンデンサインプット型の
整流器など、非線形な負荷が多く、出力母線には高調波
を多く含んだ電流が流れることが多い。

（４）式よりわかるように、負荷電流！γ０、■δ０の
変動は直接に出力母線電圧の変動として現れる。

１４＋　、（６１式を変形すると次のようになる。

また、 （６）、 ＋７１式を変形すると（２）、 ０式になる。

（８）、（９）式とαＤ、ｕ式を比べると第５図のＭＩ
Ｉ系は前記したように出力母線電圧が変動するのを抑制
するため出力母線電圧成分や、コンデンサ電流成分を補
償しようとしていることがわかるが、次のような理由に
より出力母線電圧が歪み、第１の例と同様、負荷に対し
て誤動作などの影響を引き起こすことがある。

１） ２） （９）式より充電電流ＤＴ、Ｄδを制御しようとすると
１ｒＬ、ｒδｉやＤｒ、Ｄδが干渉項として入っている
ので、過渡時にそれが変動すると、Ｄｒ、Ｄδが変動し
、出力電圧変動を引き起こす。

００式はコンデンサ電流指令の項 の演算に電圧指令を使用しているので、外乱などの影響
で電圧が指令値からずれてしまった場合、コンデンサ電
流が正しく制御されず、Ｄｒ、Ｄδ第１の発明に係る交
流電力変換器制御装置は、コンデンサ電流指令を電圧フ
ィードバンク値より演算して与え、更に交流電力変換器
の電圧指令にリアクトルやコンデンサによる干渉成分を
加えた。

第２の発明に係る交流電力変換器制御装置は、コンデン
サ電流指令を電圧フィードバック値より演算して与え、
更に交流電力変換器の電圧指令に−次進みフィルタを通
した負荷電流成分を加えた。

（作用〕 本発明における交流電力変換器制御装置は、外乱、特に
負荷電流の変動に対して出力母線電圧が変動しないよう
な最適なインバータ電圧、インバータ電流を与えるため
、出力母線電圧歪みを抑制する。

〔実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す０図において、（１７
１）　、（１７２）は加算器、（１７３）は演算器、（
１７４）は加算器、（１７５）は−次進みフィルタ、（
１７６）　は加算器、（１８０）は演算器、（１９０）
は干渉電圧演算器である。第４図、第５図と同一の部分
には同じ番号をつけている。また、第５図では三相分の
演算器を分離していないが、第１図では分離しているた
め、同一の作用を行なうものには同じ番号をつけ、添え
字ａ、ｂを付加して区別している。

第１図の実施例にて演算器（１８０）　は００式を実行
し、Ｄｙ、Ｄδを求める。演算器（１８０）のブロック
図を第２図に示す、Ｄｒ、Ｄδ、■γｌ。

Ｉδ　ｌ５Ｖｒｏ、Ｖａｏより演算器（１９０）は０式
を実行し、電圧指令ＶＴＸ、ＶδＸに加えてインバータ
電圧指令Ｖγｉ％ｖｌｊＩを出力する。演算器（１９０
）のブロック図を第３図に示す。

電圧指令Ｖｒｘ、ＶδＸよりみた系の法定式は、（２）
式になる。

（２）式はＴ軸の量と、６輪の量が分離され、非干渉化
されている。

さて、出力像′Ｉａｍ圧Ｖｒｏ、ＶδＯを一定に制御す
るためには（８）式よりＤｒ、Ｄδを０に制御すればよ
いことが分かる。開式において、Ｄｒ。

Ｄδは負荷電流ｆｒｏｓｔδＯの微分によって変動する
ことが分かる。従って、Ｄｒ、Ｄδをｍｍするために電
圧指令Ｖｒｘ、ＶδＸが負荷電流Ｅｙｅ、ＩδＯの微分
項を持てばＤｒ、Ｄδの変動を抑制することができる。

実際には微分はノイズを増幅するため、−次進みフィル
タ（１７５）を通して加算する。

電ｔｊＬｗ４ｍは６９式で示される。これは書き換える
と（至）式になる。

０＠式の（）で囲んだ項はインバータ電流の指令値と考
えられる。演算器（１７１）　、（１７２）　、（１７
３）はそれらを演算する。インバータ電流はインバータ
本体の素子を保護するため、リミッタ（１２３）で飽和
させる。更に、（１２２）の減算器でインバータ電流誤
差を演算し、電流制御器（１２１）にて電流制御を行な
う。

更に、演算器（１２８）　、電圧制御器（１２６）にて
電圧が指令値からずれたときに補正する充電電流を制御
し、定電圧制御を行なっている。１を圧制御をａｉ式に
示す。

この様にして出力母線電圧が変動しないように電流を制
御したため、出力母線電圧の変動は最小に抑えられ、出
力電圧歪を小さくすることができる。

上記実施例ではりアクドルの抵抗やコンデンサのコンダ
クタンスＧを考慮した制御系を組んだが、抵抗やコンダ
クタンスが無視できる場合は抵抗Ｒまたはコンダクタン
スＧをＯとおいて制御しても問題ない。

また、上記実施例では一次進みフィルタを入れた制御を
行なっているが、−次進みフィルタがなくても従来の制
御系よりも出力電圧歪抑制性能の向上が可能である。

逆に、−次進みフィルタを入れ、電圧指令をＱｌｌ弐の
ように簡単化しても出力電圧歪抑制性能の向上が可能で
ある。

以上の説明では本発明をインバータを使用するものとし
て説明したが、他の電力変換器でもよい。

また、第１図の原理を実現するためにはアナログ演算増
幅器を用いたディスクリート回路でもよいし、マイクロ
プロセッサや、デジタルシグナルプロセッサによるデジ
タル制御でソフトウェア処理によってもよい。

〔発明の効果〕

以上のように本発明は出力線電圧を変動させる成分を演
算し、電圧指令、電流指令に入れて制御したので、電流
制御性能が向上し、出力電圧歪の抑制効果が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例による交流電力変換器制御装
置を示すブロック図、第２図は本発明の一実施例を説明
する出力母線電圧を変動させる電流成分の演算器（１８
０）を示すブロック図、第３図は本発明の一実施例を説
明する演算器（１９０）の動作を示すブロック図、第４
図は従来の交流電力変換器制ｍ装置の第１の例を示すブ
ロック図、第５図は従来の交流電力変換器制御装置の第
２の例を示すブロック図である。 （１００）は　インバータ本体、（１０２）はりアクド
ル、（１０３）はコンデンサ、（１２１）　は電流ｆｉ
ｌＪ御器、（１２２）　は減算器、（１２６）　は電圧
制御器、（１２８）　は減算器、（１４１）　、（１４
２）　、（１４３）は３相２相変換器、（１７１）　、
（１７２）は加算器、（１７３）は演算器、（１７４）
　　は加算器、（１７５）　　は−次進みフィルタ、（
１７６）は加算器、（１８０）は演算器、（１９０）　
は干渉電圧演算器である。 なお、図中同一符号は同一、または相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）出力母線を通じて負荷に接続されたＬＣフィルタ
   を持った交流電力変換器において、上記交流電力変換器
   の出力電流、出力母線電圧及び負荷電流を検出する手段
   、上記交流電力変換器の出力母線電圧に同期した位相信
   号を発生する手段、その位相信号を用いて上記出力電流
   、出力母線電圧および負荷電流の検出信号をそれぞれγ
   軸とδ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換する
   手段、出力母線電圧のγ軸成分の基準とδ軸成分の基準
   を設定する手段、このγ軸とδ軸の出力母線電圧基準と
   上記出力母線電圧検出信号の偏差を入力とし、この偏差
   を修正するための第一の信号をγ軸、δ軸それぞれにつ
   いて導出する電圧制御手段、上記出力母線電圧検出信号
   から上記フィルタのコンデンサに流れるべきγ軸とδ軸
   の電流値を推定し、その電流値と上記第一の信号および
   負荷電流検出信号の和をγ軸とδ軸のそれぞれについて
   求め、上記変換器の電流指令値とする手段、その電流指
   令値と上記出力電流検出信号との偏差を入力として、こ
   の偏差を修正するための第二の信号をγ軸、δ軸それぞ
   れについて導出する電流制御手段、（１）式にて示され
   る第三の信号をγ軸、δ軸それぞれについて導出する手
   段を持ち、上記第二の信号と上記第三の信号の和を上記
   交流電力変換器のγ軸、δ軸電圧指令とすることを特徴
   とした交流電力変換器制御装置。 ▲数式、化学式、表等があります▼……………（１） 但し、Ｖγ、Ｖδ：γ軸、δ軸の第三の信号、Ｖγｏ、
   Ｖδｏ：γ軸、δ軸の出力母線電圧検出信号、Ｉγｉ、
   Ｉδｉ：ｒ軸、δ軸の交流電力変換器の出力電流、Ｉγ
   ｏ、Ｉδｏ：γ軸、δ軸の負荷電流、ω：出力母線電圧
   の角周波数、Ｌ、Ｒ：フィルタのリアクトルのリアクタ
   ンス、抵抗、Ｃ、Ｇ：フィルタのコンデンサの静電容量
   、コンダクタンス。
2. （２）出力母線を通じて負荷に接続されたＬＣフィルタ
   を持った交流電力変換器において、上記交流電力変換器
   の出力母線電圧及び負荷電流を検出する手段、上記交流
   電力変換器の出力母線電圧に同期した位相信号を発生す
   る手段、その位相信号を用いて上記出力電流、出力母線
   電圧および負荷電流の検出信号をそれぞれγ軸とδ軸に
   よる同期回転座標系の２つの成分に変換する手段、出力
   母線電圧のγ軸成分の基準とδ軸成分の基準を設定する
   手段、このγ軸とδ軸の出力母線電圧基準と上記出力母
   線電圧検出信号の偏差を入力とし、この偏差を修正する
   ための第一の信号をγ軸、δ軸それぞれについて導出す
   る電圧制御手段、上記出力母線電圧検出信号から上記フ
   ィルタのコンデンサに流れるべきγ軸とδ軸の電流値を
   推定し、その電流値と上記第一の信号および負荷電流検
   出信号の和をγ軸とδ軸のそれぞれについて求め、上記
   変換器の電流指令値とする手段、その電流指令値と上記
   出力電流検出信号との偏差を入力として、この偏差を修
   正するための第二の信号をγ軸、δ軸それぞれについて
   導出する電流制御手段、γ軸、δ軸それぞれについて負
   荷電流検出信号を入力とする一次進みフィルタを持ち、
   上記第二の信号と一次進みフィルタの出力信号の和を上
   記交流電力変換器のγ軸、δ軸電圧指令とすることを特
   徴とした交流電極変換器制御装置。