CN103493364B - 交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

交流电动机的控制装置对交流电动机（6）进行驱动控制，包括计算出对电容器电压的波动进行抑制的衰减操作量的衰减控制部（40），衰减控制部（40）计算出电容器电压的波动比例，基于该波动比例和规定值，计算出衰减操作量，其中，所述规定值是设定为以交流电动机的最大转矩为中心的规定范围内的值，衰减控制部（40）基于该衰减操作量来生成交流电动机（6）的转矩指令或电流指令，基于转矩指令或电流指令进行控制，使得流过逆变器（4）的电流朝抑制电容器电压波动的方向变化。

Description

交流电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及对交流电动机进行驱动控制的交流电动机的控制装置。

背景技术

使用逆变器对交流电动机进行驱动控制的技术已在业内得到广泛利用。该技术以往还广泛利用在电气铁路上，但将上述系统应用到直流电的电气铁路的情况下，已知在由高次谐波吸收用电抗器和电容器构成的、配置在逆变器的直流侧的LC滤波电路中会产生电振荡，电容器的两端电压（电容器电压）会发生振荡，使得电动机的控制变得不稳定，而在下述专利文献1中揭示了用于抑制以上振荡的衰减控制方法。

在下述专利文献1中公开了以下结构：通过将电容器电压Efc的波动比例的平方值即衰减操作量与转矩指令Tm^*相乘，从而进行控制以使得逆变器相对于电容器电压Efc的波动量具有正电阻特性，抑制LC滤波电路的电振荡以使其稳定。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4065901号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，在上述现有技术中，为了改变逆变器输入功率Pinv以使得逆变器具有正电阻特性，采用转矩指令Tm^*乘上衰减操作量的结构。因此，若转矩指令Tm^*为零或者接近零的较小值，则衰减操作量会成为零或者接近零的较小值，从而无法改变逆变器输入功率Pinv。

例如，存在如下问题：若转矩指令Tm^*为零，则无法利用衰减操作量DAMPCN来操作逆变器输入功率Pinv，且在电容器电压Efc因架空线电压波动等干扰而发生振荡的情况下，抑制电容器电压Efc振荡的性能不够。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供即使转矩指令Tm^*的大小较小时或者接近零时，也能抑制LC滤波电路的电振荡，能稳定地对交流电动机进行驱动控制的交流电动机的控制装置。

解决技术问题所采用的技术方案

为了解决上述问题，达到目的，本发明提供一种交流电动机的控制装置，该交流电动机的控制装置在直流电源侧具有由电抗器和电容器构成的LC滤波电路，经由将所述电容器的两端电压即电容器电压转换成任意频率的交流电压的逆变器对交流电动机进行驱动控制，其特征在于，包括衰减控制部，该衰减控制部计算出抑制所述电容器电压波动的衰减操作量，所述衰减控制部计算出所述电容器电压的波动比例，基于所述波动比例和规定值，计算出衰减操作量，其中，所述规定值是设定为以所述交流电动机的最大转矩为中心的规定范围内的值，所述衰减控制部基于所述衰减操作量来生成所述交流电动机的转矩指令或电流指令，基于所述转矩指令或电流指令对所述逆变器进行控制，使得流过所述逆变器的电流朝抑制所述电容器电压波动的方向变化。

发明效果

根据本发明，带来如下效果：即使在转矩指令Tm^*的大小较小时或者接近零时，也能抑制LC滤波电路的电振荡，能稳定地对交流电动机进行驱动控制。

附图说明

图1是表示实施方式的交流电动机系统的结构例的框图。

图2是表示在连接至直流电源的LC滤波器上连接有受恒定功率控制的逆变器的电路的一个示例的说明图。

图3是表示图2所示系统的传递函数框的图。

图4是表示在连接至直流电源的LC滤波器上连接有由电阻构成的负载的电路示例的说明图。

图5是表示图4所示系统的传递函数框的图。

图6是对衰减控制部各部的信号关系进行说明的图。

具体实施方式

下面，基于附图详细说明本发明所涉及的交流电动机的控制装置的实施方式。另外，本发明并非由该实施方式所限定。

实施方式

图1是表示实施方式的交流电动机系统的结构例的框图。如图1所示，本实施方式的交流电动机系统具有：直流电源1；用于抑制高次谐波电流流出至电源侧的、由电抗器2和电容器3构成的LC滤波电路；将电容器3的两端电压（电容器电压）Efc转换成任意频率的交流电压的逆变器4；交流电动机6；以及对交流电动机进行驱动控制的交流电动机的控制装置50。

交流电动机的控制装置50由矢量控制部30和衰减控制部40构成，其输入有来自检测交流电动机6的转速的速度检测器7的信号ωr、来自检测电动机电流的电流检测器5a～5c的信号Iu、Iv、Iw、以及电容器3的电压Efc。另外，在本实施方式中，构成为在3相中分别具有电流检测器，但是只要至少对2相设置电流检测器，则剩下1相的电流就可通过运算计算得出，因此也可构成为有2相设置电流检测器。

此外，不设置速度检测器7而是通过运算计算出交流电动机6的转速的无速度传感器矢量控制方式也已得到实用，在这种情况下，无需设置速度传感器7。

此外，作为交流电动机6，下面使用感应电动机的结构例来进行说明，但本发明所揭示的衰减控制部40在将同步电动机用作交流电动机6的情况下也是有用的。

接下来，对矢量控制部30的结构进行说明。矢量控制部30在dq轴旋转坐标系上进行交流电动机的控制，即进行所谓的矢量控制，其中，将与交流电动机6的二次磁通轴一致的轴设为d轴，与上述d轴正交的轴定义为q轴。

矢量控制部30的结构为：向其输入有上级控制部（未图示）所生成的转矩基本指令Tm0^*、二次磁通指令Φ2^*、电流检测器5a～5c所检测出的U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw，且矢量控制部30进行控制使得由交流电动机6所产生的转矩Tm与根据转矩基本指令Tm0^*生成的转矩指令Tm^*（生成方法将在下文中进行说明）相一致。

接着，对矢量控制部30内部的各功能块的结构进行说明。在q轴电流指令生成部8、d轴电流指令生成部9中，根据将从外部控制部（未图示）所输入的转矩基本指令Tm0^*与衰减操作量DAMPCN（将在下文中进行阐述）相加后的转矩指令Tm^*、二次磁通指令Φ2^*、交流电动机6的电路常数，利用下式（1）和（2），运算出d轴（励磁量）电流指令Id^*、q轴（转矩量）电流指令Iq^*。其中，在下式（1）和（2）中，L2是电动机的二次自感，由L2=M+l2来表示。M是互感、l2是二次漏感、s是微分算子、PP是交流电动机6的极对数量、R2是交流电动机6的二次电阻。

Iq^*=(Tm^*/(Φ2^*·PP))·(L2/M)…(1)

Id^*=Φ2^*/M+L2/(M·R2)·sΦ2^*…(2)

转差角频率指令生成部19中，根据d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*和交流电动机6的电路常数，利用下式（3），来运算出提供给交流电动机6的转差角频率指令ωs^*。

ωs^*=(Iq^*/Id^*)·(R2/L2)…(3)

在加法器20中，将由该式（3）计算出的转差角频率指令ωs^*和安装在交流电动机6的轴端的速度检测器7的输出即旋转角频率ωr进行相加，将相加结果作为逆变器4输出的逆变器角频率ω，并在积分器21中对其进行积分，将积分结果作为坐标转换的相位角θ来输入到dq轴-三相坐标转换器22、三相-dq轴坐标转换器23。

在三相-dq轴坐标转换器23中，将电流检测器5a～5c检测出的U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw转换成利用下式（4）计算出的dq坐标上的d轴电流Id和q轴电流Iq。

[数学式1]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Iq}\\ \mathrm{Id}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \sin \mathrm{\θ}& \sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right)\·\·\·\left(4\right)$

减法器10获取q轴电流指令Iq^*和q轴电流Iq之差，将结果输入到下一级的q轴电流控制器12。q轴电流控制器12对所输入的值进行比例积分控制，并输出q轴电压补偿值qe。减法器11获取d轴电流指令Id^*和d轴电流Id之差，将结果输入到下一级的d轴电流控制器13。d轴电流控制器13对所输入的值进行比例积分放大，并输出d轴电压补偿值de。

q轴电流误差qe、d轴电流误差de由下式（5）、（6）来表示。

另外，在下式中，s是微分算子、K1为比例增益、K2为积分增益。

qe=(K1+K2/s)·(Iq^*-Iq)…(5)

de=(K1+K2/s)·(Id^*-Id)…(6)

在电压解耦运算部14中，根据d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*和交流电动机6的电路常数，利用下式（7）、（8）来运算出d轴前馈电压Ed^*、q轴前馈电压Eq^*。

其中，上式（7）和（8）中，σ是由σ=1-M²/(L1·L2)所定义的漏磁系数。此外，L1是电动机的一次自感，用L1=M+l1来计算。L2是二次自感，用L2=M+l2来计算。另外，l1是一次漏感，l2是二次漏感。

Ed^*=-ω·L1·σ·Iq^*+(M/L2)·sΦ2^*…(7)

Eq^*=ω·L1·σ·Id^*+(ω·M·Φ2^*)/L2…(8)

在加法器17、18中，将q轴电压补偿值qe和q轴前馈电压Eq^*相加的结果作为q轴电压指令Vq^*，将d轴电压补偿值de和d轴前馈电压Ed^*相加的结果作为d轴电压指令Vd^*，并将它们分别输入到dq轴-三相坐标转换器22。

q轴电压指令Vq^*、d轴电压指令Vd^*由下式（9）、（10）来表示。

Vq^*=Eq^*+qe…(9)

Vd^*=Ed^*+de…(10)

最后，利用dq轴-三相坐标转换器22，根据q轴电压指令Vq^*和d轴电压指令Vd^*来生成三相电压指令Vu^*、Vv^*和Vw^*，对逆变器4进行控制。

由此，矢量控制部30实施矢量控制，该矢量控制是对由转矩指令Tm^*和二次磁通指令Φ2^*计算出的q轴电流指令Iq^*、d轴电流指令Id^*施加电流反馈控制从而使其与实际交流电动机6的电流即q轴电流Iq、d轴电流Id相一致的控制，交流电动机6输出与转矩指令Tm^*相一致的转矩Tm并进行旋转。另外，以上控制动作基本上与公知的矢量控制相同，因此省略详细的动作说明。

接着，对作为本发明的主要部分的衰减控制部40的结构进行说明。在对图1所示的衰减控制部40进行具体说明之前，对LC滤波电路中发生电振荡的原因、以及成为本发明实施方式1所示的衰减控制部的结构依据的LC滤波电路的电振荡抑制原理进行简单说明。

图2是表示在连接至直流电源1的LC滤波器上连接有受恒定功率控制的逆变器4的电路的图。图2是将图1所示系统进行简化来表示的图。

如图2所示，其结构为，直流电源1连接有由电抗器2、电容器3构成的LC滤波电路，电容器3连接有对交流电动机6进行驱动控制的逆变器4。电抗器2由电感部分L和电阻部分R所构成。电容器3的静电电容为C。

另外，逆变器4受到控制，使得即使电容器电压Efc发生波动也能维持交流电动机6的输出恒定，也就是说对于电容器电压Efc的波动具有恒定功率特性。即，受到控制，使得即便Efc发生波动，逆变器4的输入功率Pinv也不发生变化。

具有这种结构的图2的系统中，从直流电源1一侧看时，逆变器4具有负电阻特性。负电阻特性是指若电容器电压Efc上升，则逆变器输入电流Idc减小，若电容器电压Efc降低，则逆变器输入电流Idc增大的特性，其相对于电压变化的电流变化特性与通常的电阻（正电阻）的特性相反。另外，作为常识已知在通常的电阻（正电阻）中，若电压上升，则电流增大，若电压减小，则电流减小。

如上所述，图2所示系统的直流部呈现负电阻特性，电容器电压Efc上升得越大，逆变器输入电流Idc就减小得越小，因此，成为促进电容器电压Efc增大的动作，相反，电容器电压Efc减小得越小，逆变器输入电流Idc就增大得越大，因此，成为促进电容器电压Efc减小的动作。因而，无法对电容器电压Efc的波动进行限制，LC滤波电路的电振荡会持续扩大，电容器电压Efc在LC滤波器的谐振频率附近将进行持续振荡。以上是定性说明。

接着，求出图2系统的传递函数，通过评价该传递函数来对以上所说明的现象进行定量说明。首先，从图2的系统中求出从直流电压Es到电容器电压Efc为止的传递函数。

如上所述，对逆变器4进行使其输出恒定的控制。在该情况下，逆变器的输入功率Pinv与电容器电压Efc、逆变器输出电流Idc之间的关系成为下式（11）。

[数学式2]

Efc·Idc=Pinv(=恒定)…（11）

上述关系是非线性关系，因此要对其进行线性化。设该情况下的动作点为Efc0、Idc0，则在其附近会成立下式（12）。

[数学式3]

$\mathrm{Idc}=-\frac{\mathrm{Pinv}\·(\mathrm{Efc}-\mathrm{Efc}0)}{\mathrm{Efc}{0}^2}+\mathrm{Idc}0\·\·\·\left(12\right)$

根据图2及（12）式，图2所示系统的传递函数框图成为图3所示那样。根据图3所示传递函数框图，从直流电压Es到电容器电压Efc为止的闭环传递函数G（s）成为下式（13）。

[数学式4]

$G\left(s\right)=\frac{\frac{1}{C\·L}}{s^2+(\frac{R}{L}-\frac{\mathrm{Pinv}}{C\·\mathrm{Efc}{0}^2})\·s-\frac{1}{C\·L}(\frac{R\·\mathrm{Pinv}}{\mathrm{Efc}{0}^2}-1)}\·\·\·\left(13\right)$

为了使该传递函数G（s）稳定，需要使G（s）的极全都为负。即，需要使作为G（s）的分母的下式（14）所示的特性方程式的解全都为负值。

[数学式5]

$s^2+(\frac{R}{L}-\frac{\mathrm{Pinv}}{C\·\mathrm{Efc}{0}^2})\·s-\frac{1}{C\·L}(\frac{R\·\mathrm{Pinv}}{\mathrm{Efc}{0}^2}-1)=0\·\·\·\left(14\right)$

若将上式的解设为α、β，两者都需要是负值，因此，能够导出下式（15）、（16）作为G(s)稳定的条件。根据解和系数之间的关系，求出下式（15）、（16）。

[数学式6]

$\mathrm{\&alpha;}+\mathrm{\&beta;}=-(\frac{R}{L}-\frac{\mathrm{Pinv}}{C\&CenterDot;\mathrm{Efc}{0}^2})<0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(15\right)$

$\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\mathrm{\&beta;}=-\frac{1}{C\&CenterDot;L}(\frac{R\&CenterDot;\mathrm{Pinv}}{\mathrm{Efc}{0}^2}-1)>0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(16\right)$

式（16）没有包含有用的信息，因此，此处将其忽略。将式（15）改写为下式（17）。

[数学式7]

$R>\frac{L}{C}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Pinv}}{\mathrm{Efc}{0}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(17\right)$

从式（17）可知L越小、C越大、Pinv越小、Efc0越大，则使系统稳定所需的R越小。例如，若将电车驱动用逆变器系统中的一般数值即L=12mH、C=6600μF、Pinv=1000KW、Efc0=1500V的条件代入至式（17），则能使系统稳定的R值成为R>0.8(Ω)。

然而，通常情况下，存在于直流侧的电阻分量是几十mΩ左右那样微小的值，难以满足式（17），系统将变得不稳定且LC滤波电路会发生振荡。即，可以理解为若在图2所示电路中不增加满足式（17）的电阻，或者无法使控制稳定，则电容器电压Efc将发生振荡而发散。

实际上，增加电阻会导致装置的大型化以及损耗的增大，因此，需要能使控制稳定的方法，其具体的现有例是如专利文献1所公开的技术。

此外，对于负载为电阻（通常的正电阻）负载的情况，也进行与上述相同的定量说明。图4是表示在连接至直流电源1的LC滤波器上连接有由电阻60构成的负载的电路的图。与图2所示电路相比较，图4是将逆变器4和交流电动机6换成电阻60的电路。另外，将电阻60的电阻值设为R0。

图4所示系统的传递函数框图如图5所示。根据图5，直流电源1的电压Es到电容器电压Efc为止的闭环传递函数Gp(s)成为下式（18）。

[数学式8]

$\mathrm{Gp}\left(s\right)=\frac{\frac{1}{C\&CenterDot;L}}{s^2+(\frac{1}{C\&CenterDot;R0}+\frac{R}{L})\&CenterDot;s+\frac{1}{C\&CenterDot;L}\&CenterDot;(\frac{R}{R0}+1)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

式（18）所示的闭环传递函数Gp(s)的特性方程式成为下式（19）。

[数学式9]

$s^2+(\frac{1}{C\&CenterDot;R0}+\frac{R}{L})\&CenterDot;s+\frac{1}{C\&CenterDot;L}\&CenterDot;(\frac{R}{R0}+1)=0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(19\right)$

由于R>0，因此，通常能满足式（19）所示特性方程式的解全都为负值的条件。由此可知，负载由电阻60构成的情况下，始终是稳定的。

另外，在图4中，忽略电抗器2的电阻R来进行考虑的情况下，若电阻60的电阻值为零，则系统中没有功耗，因此无法抑制振荡，系统达到稳定极限。因此，一旦因电源电压波动等干扰而发生振荡，便无法抑制振荡，LC滤波电路的振荡将持续。此外，已知电阻60的电阻值越小、即电阻60所消耗的功率（正电阻分量）越大，则系统越稳定。

如以上所说明，可知在连接至直流电源1的LC滤波器上连接有电阻60的电路通常是稳定的。本发明是着眼于该原理来完成的，其特征在于，对逆变器4进行控制，使得其对于电容器电压Efc的振荡分量的特性与连接有电阻60的情况下所示的特性等同。

下面，对图4所示LC滤波器的输出连接有电阻60的电路的特性进行说明。在图4的电路中，设在电容器电压Efc下，电流Idc流过电阻60，则电阻60中的功率PR成为下式（20）。

PR=Efc·Idc…(20)

电容器电压Efc发生波动而成为初始电压的n倍的情况下，流过电阻60的电流Idc也同样成为n倍，因此，此时电阻60中的功率PRn成为下式（21）。

PRn=n·Efc·n·Idc=n²·Efc·Idc=n²·PR…(21)

即，可知电阻60中的功率PRn与电容器电压Efc的变化比例的平方成正比。

由此，通过对逆变器4进行控制以使式（21）的关系成立，从而能使逆变器4以对于电容器电压Efc的波动具有正电阻特性的方式进行动作。

此外，交流电动机6的输出以交流电动机6的旋转频率FM×输出转矩Tm来表示，若忽略损耗，则其等于逆变器4的输入功率Pinv，因此，下式（22）成立。

Pinv=FM·Tm…(22)

为了使逆变器4以对于电容器电压Efc的波动具有正电阻特性的方式进行动作，电容器电压Efc成为n倍时的功率Pinvn与式（21）相同，成为下式（23）的关系即可。

Pinvn=n²·Pinv=n²·FM·Tm…(23)

此处，交流电动机6的旋转频率FM是根据电车速度而变化的值。另一方面，衰减控制部40处理的LC滤波电路的谐振频率是10Hz～20Hz，换算成周期则为50ms～100ms的时间。综上，LC滤波电路的振荡周期可视为相对于电车的速度变化而言是充分短的时间，因此，考虑衰减控制部40的结构时，即便假设交流电动机6的旋转频率FM恒定也无妨。

因而，电容器电压Efc成为n倍的情况下，若将交流电动机6的转矩Tm控制成使其成为n²倍，则能使逆变器输入功率Pinv与电容器电压Efc的变化比例的平方成正比地发生变化。由此，逆变器4相对于电容器电压Efc的波动量具有正电阻特性，能够抑制LC滤波电路的电振荡使其稳定。

因而，为了在转矩指令为Tm^*而电容器电压Efc成为n倍时使其稳定，应附加的逆变器输入功率的变化量ΔP可通过上式（22）和（23）成为下式（24）。

ΔP=Pinvn-Pinv=n²·FM·Tm^*-FM·Tm^*…(24)

为了获得上式（24）的逆变器输入功率的变化量ΔP所需的、应附加的转矩指令变化量ΔTm^*成为下式（25）。

ΔTm^*=ΔP/FM=(n²-1)·Tm^*…(25)

综上，对转矩指令Tm^*附加（加上）转矩指令变化量ΔTm^*来进行控制，从而能使逆变器4具有正电阻特性而得到稳定。然而，转矩指令Tm^*越小，正电阻量越小，因此，在转矩指令Tm^*较小的情况下，与转矩指令Tm^*充分大的情况（例如转矩指令Tm^*为额定转矩、或最大转矩的情况）相比，电容器电压Efc的振荡抑制效果降低。

例如，若转矩指令Tm^*为零或者接近零的较小值，则根据上式（25），ΔTm^*（即ΔP）成为零或者接近零的较小值，其结果是无法变更逆变器输入功率Pinv。因此，在电容器电压Efc由于架空线电压波动等外部原因而发生电振荡的情况下，难以抑制电振荡。

因此，本实施方式构成为，即使在转矩指令Tm^*为零的情况下也能获得与转矩指令Tm^*为某种程度以上的较大值（Tm^*=Tma）时相同的逆变器输入功率的变化量ΔPa。

为了在转矩指令为Tm^*=Tma而电容器电压Efc成为n倍时使其稳定，应附加的逆变器输入功率的变化量ΔPa可通过上式（24）和（25）成为下式（26）。

ΔPa=Pinvn-Pinv=n²·FM·Tma-FM·Tma…(26)

为了获得上式（26）的逆变器输入功率的变化量ΔPa所需的、应附加的转矩指令变化量ΔTma^*成为下式（27）。

ΔTma^*=ΔPa/FM=(n²-1)·Tma…(27)

综上，对转矩指令Tm^*附加（加上）上述转矩指令变化量ΔTma^*来进行控制，从而对于电容器电压Efc的波动，能够获得与转矩指令Tm^*为某种程度以上的较大值（Tm^*=Tma）时相同的逆变器输入功率的变化量Δpa，而与转矩指令Tm^*的大小无关。由此，在转矩指令Tm^*为零或较小值时，在电容器电压Efc由于架空线电压波动等外部原因而发生电振荡的情况下，也能抑制电振荡。

另外，优选将上式（27）等中使用的值Tma设为相当于控制对象即交流电动机6的最大转矩附近值的值，例如，可以是交流电动机6的最大转矩或小于最大转矩的较大值（例如额定转矩（通常为最大转矩的50％以上）、启动转矩（通常与最大转矩相等）等）。例如，若交流电动机6的最大转矩为1500Nm，则值Tma优选为1500或小于1500的尽可能大的值。从上述说明中可知，若值Tma较小，则电振荡的抑制效果下降，因此不是优选的。此外，若值Tma与交流电动机6的最大转矩相比过大（例如200％以上），则转矩指令Tm^*的变化量变得过大，动作会不稳定。另外，只要在并非过度地大于最大转矩的范围内，则值Tma可取比最大转矩大的值。根据发明者实施的仿真结果来看，值Tma的范围优选在交流电动机6的最大转矩的50％～200％的范围内。

接着，参照图1和图6来对以上所说明的方法的具体构成进行说明。图6是对本发明的实施方式1中的衰减控制部40内部的信号关系进行说明的图。

对衰减控制部40输入电容器3的电压Efc，然后分岔到2个系统。另一方面，利用高通滤波器（以下记为HPF）41、低通滤波器（以下记为LPF）43，将不需要的高频分量和不需要的低频分量阻断，计算出仅提取了LC滤波电路的谐振频率附近分量的振荡分量Efca。例如，如图6（a）所示，电容器电压Efc以1500V为中心在1650V～1350V的范围内振荡的情况下，Efca成为如图6（b）所示那样在+150V～-150V的范围内以与电容器电压Efc的振荡分量相同的相位发生波动的信号。

另一方面，利用LPF42仅提取出直流分量，设为直流分量Efcd。HPF41、LPF42、LPF43是由一阶延迟元件构成的一阶滤波器，其结构是公知的，因此省略其说明。当然，也可以是二阶以上的滤波器，但这会导致滤波器结构的复杂化。

此处，对HPF41、LPF43的作用进行说明。需要LPF43的理由是，为了去除电容器电压Efc中所包含的成为对控制系统的干扰的高频分量。然而，由于想要去除的高频分量的下限是几百Hz且接近衰减控制的对象即LC滤波器的谐振频带（通常10～20Hz左右），因此，若仅利用LPF43来去除高频分量，则还会影响到振荡分量Efca中所包含的LC滤波器的谐振频率分量，发生相位延迟，因此并非优选。

因此，串联地增加HPF41并将其与LPF43组合来构成滤波器，从而在确保与单独使用LPF43时相同的高频分量去除特性的同时，能改善振荡分量Efca中包含的LC滤波器的谐振频率分量的相位延迟。另外，对于HPF41、LPF43的特性而言，优选的是，增益为1的频率与LC滤波器的振荡频率（10Hz～20Hz）相匹配。

利用加法器44将如上所述那样计算出的振荡分量Efca和直流分量Efcd相加，将相加结果设为滤波后的电容器电压Efcad（图6（c））。进一步地，利用除法器45将滤波后的电容器电压Efcad除以直流分量Ecd，从而计算出电容器电压Efc的波动比例Efcfp。然后，将Efcfp输入到平方运算器48。

平方运算器48对电容器电压Efc的波动比例Efcfp进行平方运算，将其作为信号DM1输出至乘法器49。乘法器49将信号Dm1和值Tma相乘，将相乘结果即信号DM2输出至减法器46。减法器46从信号DM2减去值Tma，将该结果作为衰减操作量DAMPCN输出至矢量控制部30（图6（e））。最后，利用矢量控制部30的加法器24将衰减操作量DAMPCN和转矩基本指令Tm0^*相加，利用该相加结果即转矩指令Tm^*来实施矢量控制。

通过利用这样生成的转矩指令Tm^*来进行矢量控制，从而能使逆变器4以对于电容器电压Efc的波动具有正电阻特性的方式进行动作，能抑制电容器电压Efc的振荡。此外，对于电容器电压Efc的波动，能够获得与转矩指令Tm^*为某种程度以上的较大值（Tm^*=Tma）时相同的逆变器输入功率的变化量ΔPa，而与转矩指令Tm^*的大小无关，因此，在转矩指令Tm^*为零或较小值时，即使在电容器电压Efc由于架空线电压波动等外部原因而发生电振荡的情况下，也能抑制电振荡。因而，能抑制LC滤波电路的电振荡，能使交流电动机6稳定地运行。

如上所述，根据本实施方式，能构成自动计算出最佳衰减操作量DAMPCN且无需进行增益设定本身的衰减控制部。而且，在衰减操作量DAMPCN的计算中不使用交流电动机6的常数，因此，即使改变交流电动机6的种类，也无需调整控制系统。

在以上说明中，以交流电动机6使用感应电动机的情况为例进行了说明，但对于使用同步电动机、其它交流电动机的情况下的矢量控制部，也能适用以上所说明的衰减控制部的结构、衰减操作量的计算方法。

另外，在本实施方式所示的构成中，将衰减操作量DAMPCN与转矩基本指令Tm0^*相加，但将衰减操作量DAMPCN相加到与转矩指令同义的q轴电流指令Iq^*也能获得相同效果。另外，将DAMPCN相加到q轴电流指令Iq^*的情况下，需要利用式（1）从基于转矩指令的值换算成基于q轴电流指令的值，然后再进行相加。

具体而言，可利用下式（28），根据DAMPCN计算出DAMPCNIQ，将其相加到q轴电流指令Iq^*，将相加结果作为新的q轴电流指令Iq^*。

DAMPCNIQ=(DAPMCN/(Φ2^*·PP))·(L2/M)…(28)

此外，在本发明的结构中，无需根据交流电动机6的动力运行、再生运行来切换衰减操作量，能简化控制系统。

此外，在本发明的结构中，如以上所说明，衰减操作量的计算过程中需要的设定值仅为值Tma。值Tma是根据所使用的交流电动机6的规格而能容易掌握的值。因而，对于衰减控制的设计，无需通过仿真或实物调整操作等来导出设定增益等，能使控制系统的调整操作变得简单。

另外，以上的实施方式所示的构成是本发明内容的一个例子，也可以与其他已知的技术组合，在不脱离本发明宗旨的范围内，当然也可以省略一部分等、或进行变更而构成。

而且，本发明不限于电气铁路用的交流电动机的控制装置，当然能应用于各种相关领域。

标号说明

1 直流电源

2 电抗器

3 电容器

4 逆变器

5a～5c 电流检测器

6 交流电动机

7 速度检测器

8 ｑ轴电流指令生成部

9 d轴电流指令生成部

10、11 减法器

12 q轴电流控制器

13 d轴电流控制器

14 电压解耦运算部

17、18 加法器

19 转差角频率指令生成部

20 加法器

21 积分器

22 dq轴-三相坐标转换器

23 三相-dq轴坐标变换部

24 加法器

30 矢量控制部

40 衰减控制部

41 高通滤波器

42 低通滤波器

43 低通滤波器

44 加法器

45 除法器

46 减法器

48 平方运算器

49 乘法器

50 交流电动机的控制装置

60 电阻

Claims (5)

1.一种交流电动机的控制装置，在直流电源侧具有由电抗器和电容器构成的LC滤波电路，经由将电容器电压转换成交流电压的逆变器对交流电动机进行驱动控制，其特征在于，包括：

衰减控制部，该衰减控制部计算出所述电容器电压的波动比例，基于对所述波动比例进行平方而得到的信号与规定值之乘积减去所述规定值后的值，来计算出抑制所述电容器电压波动的衰减操作量，所述规定值是在所述交流电动机的最大转矩的50％～200％的范围内选定的值，

基于所述衰减操作量来生成所述交流电动机的转矩指令或电流指令，基于所述转矩指令或电流指令对所述逆变器进行控制。

2.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述规定值是所述交流电动机的最大转矩。

3.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述规定值是所述交流电动机的额定转矩。

4.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述衰减控制部通过将所输入的所述电容器电压除以所述电容器电压所包含的直流分量，来计算出所述电容器电压的波动比例。

5.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述衰减控制部将所述电容器电压所包含的不需要的高频分量阻断后的信号与所述电容器电压所包含的直流分量相加，将相加后得到的信号除以所述电容器电压所包含的直流分量，从而计算出所述电容器电压的波动比例。