JPH0652990B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、交流側がリアクトルを介して交流電源に接続
され、直流側に平滑コンデンサおよび負荷が接続された
電力変換装置に係り、この電力変換装置をパルス幅変調
制御して電力の順変換および逆変換が可能な電力変換装
置の制御装置に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

商用電源の交流を直流に変換して負荷に供給する電力変
換装置をダイオードブリッジで構成した場合、商用電源
側に無効電力が発生して系統電圧を変化させたり、高調
波が発生して送電線に近接する電話線などの通信線へ誘
導障害を引き起こしたりすることがある。

かかる不具合を解消するものとして、電力変換装置をＧ
ＴＯ（gate turn-off thyristor）や強制転流回路付の
サイリスタ等で構成し、これらのスイッチング素子をパ
ルス幅変調方式で制御する、いわゆる、ＰＷＭコンバー
タと呼ばれる電力変換装置が既に実用化されている。

第６図（ａ）、（ｂ）はこの種の従来の電力変換装置お
よびその制御装置の概略構成図である。同図において、
商用の交流電源１にはリアクトル２を介して電力変換装
置３の直流側が接続され、さらに、電力変換装置３の直
流側には平滑コンデンサ４および図示しない負荷が接続
されている。

この電力変換装置３をパルス幅変調制御するために、電
圧設定器５が設けられている。この電圧設定器５は電力
変化装置３の直流側の目標電圧を設定するもので、その
設定電圧信号Ｖ_drと検出された電圧信号Ｖ_ｄとが加算器
６で比較され偏差分（Ｖ_dr−Ｖ_ｄ）が制御補償回路７に
入力される。この制御補償回路７は偏差分（Ｖ_dr−
Ｖ_ｄ）を増幅して交流側に流すべき交流電流の波高値信
号Ｉ_smrを出力する。

一方、検出された交流電源１の電圧信号Ｖ_ｓは除算器８
によって単位正弦波信号sinωｔに変換される。

このようにして得られた単位正弦波信号sinωｔと上述
した波高値信号Ｉ_ｓｍｒとが乗算器９によって乗じら
れ、リアクトル２に流すべき交流電流の瞬時値を指令す
る信号Ｉ_srとなる。この瞬時値を指令する信号Ｉ_srと検
出された電流信号Ｉ_ｓとが加算器１０で比較され、その
偏差分（Ｉ_sr−Ｉ_ｓ）が制御補償回路１１に加えられ
る。

制御補償回路１１は偏差分（Ｉ_sr−Ｉ_ｓ）を増幅して電
力変換装置３の交流側電圧の瞬時値を指令する信号Ｖ_cr
を出力する。

次に、この瞬時値を指令する信号Ｖ_crは、比較器１３に
よって三角波発生器椎２の三角波信号と比較され、その
大小関係を示すパルス信号がゲート出力回路１４に入力
される。

続いて、ゲート出力回路１４はこのパルス信号を増幅
し、電力変換装置３を構成するスイッチング素子のゲー
ト信号を生成する。

なお、比較器１３によるパルス信号の発生およびゲート
出力回路１４によるゲート信号の生成については、例え
ば、特開昭５９−６１４７５号公報に示され、公知では
あるが参考までにその概要を第７図を用いて説明する。

今、電力変換装置が第７図（ａ）に示すようにブリッジ
接続されたサイリスタＴ_１〜Ｔ_４を含み、これらのサイ
リスタのゲート信号を生成する場合には第７図（ｂ）に
示すように正弦波信号Ｆと、三角波信号Ａ，Ｂとを比較
して、その大小関係により第７図（ｃ）に示すサイリス
タＴ_１のゲート信号ｃと、第７図（ｄ）に示すサイリス
タＴ_２のゲート信号Ｄを生成する。

このとき、電力変換装置の交流側の電圧Ｖ_Ｃは第７図
（ｅ）に示すようにパルス状になるが、その基本波成分
の波高値は第７図（ｂ）に示す正弦波信号Ｆの波高値に
比例し、位相は同相となる。

かかる従来の制御装置は、交流側と直流側とでなされる
電力の授受、すなわち、交流側から直流側へ電力を伝え
る力行運転や、直流側から交流側へ電力を返送する回生
運転に関係なく交流電源側の力率を常に“１”に保持し
得ること、および、交流電流Ｉ_ｓが正弦波状になるため
に高調波成分を低減できることに特長を有している。

ところで、近年のマイクロプロセッサの発展は目覚まし
く、これに伴ってアナログ回路で構成された装置の多機
能化、高精度化を実現するためにマイクロプロセッサを
適用する動きが活発である。この傾向は電力変換装置の
制御においても同様であった。しかしながら、パルス幅
変調制御にマイクロプロセッサを適用する場合、その制
御アルゴリズムとして第６図に示した従来の制御方法を
採用することは困難である。

すなわち、第６図に示した従来の制御装置の特長を得る
ためには、電力変換装置３の交流側電圧の瞬時値指令信
号Ｖ_crの操作を少なくとも数１０〔μsec〕毎に行なわ
なければならいが、この従来の制御装置の制御をそのま
まマイクロプロセッサに行なわせた場合、演算に費やさ
れる時間がかなり大きく、瞬時値指令Ｖ_crの操作周期は
数〔ｍ_sec〕程度になってしまうため、所望の性能が得
られなかった。

〔発明の目的〕

本発明は上記の問題点を解決するためになされたもの
で、交流電流等の瞬時値の入力あるいは操作を不要化す
ることにより、入力データのサンプリング周期を長く設
定し得ると共に、マイクロプロセッサを容易に適用し得
る電力変換装置の制御装置の提供を目的とする。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために本発明は、交流側がリアリク
トルを介して交流電源に接続され、直流側に平滑コンデ
ンサおよび負荷が接続され、パルス幅変調制御により電
力の順変換および逆変換が可能な電力変換装置におい
て、前記交流電源の電圧信号、前記リアクトルを流れる
電流信号、前記負荷に流れる電流信号、前記電力変換装
置の直流側の電圧信号および設定電圧信号に基づき、前
記平滑コンデンサの電圧が設定電圧に一致し、且つ、前
記リアクトルを流れる電流が前記交流電源の電圧と所定
の位相例えば力行運転時には同相、回生運転時には逆相
になるべき前記電力変換装置の交流側電圧の波高値信号
および前記交流電源電圧に対する位相差信号を発生する
制御回路を備え、この制御回路の波高値信号および位相
差信号によって前記電力変換装置をパルス幅変調制御す
ることを特徴とするものである。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の一実施例の構成を、電力変換系統と併
せて示したブロック図であり、電圧検出器１５によって
検出された交流電源１の電圧信号Ｖ_ｓ、電圧検出器１６
によって検出された電力変換装置３の直流側の電圧信号
Ｖ_ｄ、電流検出器１７によって検出されたリアクトルを
流れる電流信号Ｉ_ｓ、および、電流検出器１７によって
検出された負荷に流れる電流信号Ｉ_ｄに基づいて制御回
路２０が電力変換装置３の交流側電圧の波高値と、交流
電源１の電圧に対する位相差とを演算し、この演算によ
って得られた交流電圧の波高値信号Ｖ_ｃｍ、位相差信号
θと、電圧検出器１５の電圧信号Ｖ_ｓとに基づいてＰＷ
Ｍゲート出力回路３０が電圧変換装置３を制御する構成
になっている。

ここで、ＰＷＭゲート出力回路３０は、電力変換装置３
の交流側電圧基本波成分の波高値と位相が、制御回路２
０からの波高値信号Ｖ_cmと位相差信号θに対応した大き
さになるような、各ＧＴＯのゲート信号を生成する、と
いう機能を持つのである。具体的にＰＷＭゲート出力回
路は、例えば、入力信号Ｖ_cmとθによりその波高値がＶ
_cmでＶ_ｓとの位相がθであるような正弦波を生成する正
弦波発生回路と、三角波発生回路と、正弦波発生回路か
らの信号と三角波発生回路からの信号とを比較しその大
小関係を示すパルス信号を出力する比較回路と、そのパ
ルス信号を増巾し各ゲート信号を生成する出力回路とで
構成されるものである。もちろん他の構成、例えばメモ
リーや論理ＩＣ等で構成しても良い。とにかくＰＷＭゲ
ート出力回路３０は上述した機能を持つ回路である。本
発明の主テーマは制御回路２０であるので、制御回路２
０について以下に詳しく説明する。

第２図は制御回路２０の詳細な構成を示す回路図であ
り、これらは本来、マイクロプロセッサやインタフェー
ス回路で構成するものであるが、アナログ回路やディス
クリート回路でも構成し得る点を考慮して演算単位ごと
にブロックで示したものである。

この制御回路２０は主に、負荷に流れる電流信号Ｉ_ｄ、
電力変換装置の直流側の電圧信号Ｖ_ｄ、および、電圧設
定器２１の出力である直流側の設定信号Ｖ_drに基づいて
直流側要求電力信号Ｐ_ｒを発生する第１の演算部２２
と、交流電源１の電圧信号Ｖ_ｓを入力してその波高値Ｖ
_ｓｍを検出する波高値検出器２３と、交流電源１の電圧
信号Ｖ_ｓ、および、リアクトル２を流れる電流信号Ｉ_Ｓ
に基づき、リアクトル２に発生する電圧波高値の交流電
源電圧に対する逆相成分を求め、この逆相成分に対応す
る位相補正電圧信号Ｖ_LCを発生する第２の演算部２４
と、第１の演算部２２の直流側要求電力信号Ｐ_ｒ、波高
値検出器２３の出力Ｖ_ｓｍ、第２の演算部２４の位相補
正信号Ｖ_LCに基づいてリアクトル２を流れる電流が交流
電源電圧と所定の位相、ここでは力行時には同相、回生
時には逆相になるべき、電力変換装置３の交流側電圧の
波高値および交流電源電圧に対する位相差を演算して波
高値信号Ｖ_cm、位相差信号θを発生する第３の演算部２
５とを備えている。

このうち、第１の演算部２２は電圧信号Ｖ_ｄを２乗する
２乗演算器１０１、電圧設定信号Ｖ_drを２乗する２乗演
算器１０２、これらの演算結果の偏差を求める加算器１
０３、この加算器１０３の出力を比例、積分演算する直
流電圧用ＰＩ調節器１０４、電圧信号Ｖ_drと電流信号Ｉ
_ｄとを掛け合わせる乗算器１０５、この乗算器１０５の
出力と直流電圧用ＰＩ調節器１０４の出力とを加算する
加算器１０６で構成されている。

また、第２の演算部２４は電圧信号Ｖ_ｓと電流信号Ｉ_ｓ
との位相差を検出する位相差検出器１０７、この位相差
の正弦を求める正弦波関数回２０８、リアクトルを流れ
る電流の波高値を検出する波高値検出器１０９、この波
高値からリアクトル２の両端電圧を求める係数器１１
０、この係数器１１０の出力と正弦波関数回路１０８の
出力とを乗算する乗算器１１１、目標値としての信号
“０”から乗算器１１１の出力を引き算して実質的に符
号を反転させる加算器１１２、この加算器の出力を比
例、積分演算する力率用ＰＩ調節器１１３で構成されて
いる。

さらにまた、第３の演算部２５は第１の演算部２２の出
力を波高値検出器２３の出力によって除算する除算器１
１４、この除算器の出力をリアクトル２の両端の電圧波
高値に変換する係数器１１５、その出力を２乗する２乗
演算器１１６、上記波高値検出器２３の出力と第２の演
算部２４の出力とを加算する加算器１１７、その出力を
２乗する２乗演算器１１８、この２乗演算器１１８の出
力と上記２乗演算器１１６の出力とを加算する加算器１
１９、その加算結果を開平する1/2乗演算器１２０、係
数器１１５の出力と加算器１１７の出力とを用いて電力
変換器の交流側電圧位相θを演算する位相差演算器１２
１で構成されている。

上記のように構成された本実施例の作用を第３図のベク
トル図をも参照して以下に説明する。

電圧設定器２１は電力変換装置３の直流側電圧の目標電
圧Ｖ_drを設定するもので、この目標電圧Ｖ_drを２乗する
２乗演算器１０２の出力Ｖ_dr ^２と直流側電圧信号Ｖ_ｄを
２乗する２乗演算器１０１の出力Ｖ_ｄ ^２との偏差分（Ｖ
_dr ^２−Ｖ_ｄ ^２）を直流電圧用ＰＩ調節器１０４に加える
ことによって、この直流電圧用ＰＩ調節器１０４から
は、平滑コンデンサ４の両端電圧つまり直流側電圧を目
標電圧Ｖ_ｄにするために必要な平滑コンデンサへの流入
エネルギーに対応した信号Ｐ_crが出力される。

一般にある時間Ｔ_ｏ内でコンデンサ電圧をＶ_ｄからＶ_dr
に上げるためのエネルギーＥ_ｃは次式で表わされる。

ただし Ｃ：平滑コンデンサの静電容量 Ｐ_ｃ：Ｅ_ｃ／Ｔ_ｏで定義される平均電力 である。

直流電圧用ＰＩ調節器１０４は比例要素と積分要素とを
含み、このうち、比例要素によるＰＩ調節器の出力は
（１）式のＰ_ｃに相当し、積分要素は言うまでもなくＶ
_drとＶ_ｄとの定常偏差をなくするために必要となってい
る。

一方、乗算器１０５は目標電圧Ｖ_drと直流側電流信号Ｉ
_ｄとを掛け合わせることによって負荷が要求している電
力に相当する信号Ｐ_drを出力する。

また、これら２つの信号Ｐ_crとＰ_drとが加算器１０６で
加算され、この加算器から電力変換装置３の直流側が要
求している電力に相当する信号、すなわち、直流側要求
電力信号Ｐ_ｒが出力される。

ここで、電力変換装置３自体に損失がなく、しかも、電
力変換装置３の交流側回路に抵抗分がないものと仮定す
れば、直流側要求電力は交流電源が送り出すべき有効電
力に等しくなるので次式が成立する。

ただし、 Ｖ_sm：交流電源電圧Ｖ_ｓの波高値 Ｉ_sm：交流電源Ｉ_ｓの波高値 ：交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電流Ｉ_ｓとの位相差 である。

また、交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電流Ｉ_ｓとが同相すなわ
ちcos＝１であるときに（２）式を満足する交流電流
の波高値Ｉ_smrを求めると となる。このようにして流すべき交流電流が求まれば、
第１図中のリアクトル２に加えなければならない電圧は
次式によって決まる。

Ｖ_Lmr＝ω・Ｌ_ｓ・Ｉ_smr ＝２πｆ・Ｌ_ｓ・Ｉ_smr……（４） ただし、 Ｖ_Lmr：リアクトル２に加わるべき電圧の波高値 ω：電源の角周波数 ：電源周波数 である。

第３の演算部２５を構成する除算器１１４は（３）式中
のＰ_ｒ／Ｖ_smを演算し、係数器１１５はこの演算結果を
用いて（４）式を満足する電圧の波高値信号Ｖ_Lmrを発
生する。

一方、交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電流Ｉ_ｓとが同相または
逆相であるときには、電力変換装置３の交流側に第３図
（ａ）、（ｂ）のベクトル図で示す関係が成立する。す
なわち、直流側で電力を消費している力行モードでは第
３図（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖ_ｓに対してリア
クトルに発生する電圧Ｖ_Ｌは９０°進み、電力変換装置
３の交流側電圧Ｖ_Ｃはこれらの電圧Ｖ_ｓ，Ｖ_Ｌによって
決まる大きさと位相角θとを有している。これとは反対
に、直流側が交流側へ電力を供給する回生モードでは第
３図（ｂ）に示すように、電流Ｉ_ｓが反対方向に流れて
リアクトルに発生する電圧Ｖ_Ｌは交流電源電圧Ｖ_ｓに対
して９０°遅れ、電力変換装置３の交流側電圧Ｖ_ｃは力
行モードとは位相の進み遅れが反対になっている。した
がって、係数器１１５の出力である波高値信号Ｖ_Lmrは
力行時に正となり、回生時に負となる。

ところで、交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電流Ｉ_ｓとが同相ま
たは逆相で、第２の演算部２４の出力は零であるとすれ
ば、波高値検出器２３の出力Ｖ_smがそのまま２乗演算器
１１８および位相差演算器１２１に加えられる。

かくして、２乗演算器１１６，１１８、加算器１１９お
よび1/2乗演算器１２０によって次式の演算がなされ
る。

また、位相差演算器１２１によって次式の演算がなされ
る。

ただし、 Ｖ_cm：電力変換装置の交流側電圧の波高値 θ：交流電源電圧と電力変換装置の交流側電圧との位相
差 である。

次に、交流電源電圧Ｖ_ｓと、リアクトルを流れる交流電
流Ｉ_ｓとの位相差が０°または１８０°以外の場合、す
なわち、｜cos｜＝１の場合には、電力変換装置３の
交流側に第３図（ｃ）のベクトル図で示す関係が成立す
る。この状態から、交流電流Ｉ_ｓのうち交流電源電圧Ｖ
_ｓと同相の電流成分Ｉ_ｓ′の大きさを変えずに、交流電
流Ｉ_ｓの位相を零にするためには、Ｖ_Lm・sinなる補
正電圧をベクトル的に交流側電圧Ｖ_ｃに加えてやればよ
い。従って、交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電流Ｉ_ｓとの位相
がずれている時には、次式によって決まる大きさおよび
位相を持った交流電圧が電力変換装置３の交流側に発生
するようにすれば交流電源電圧Ｖ_ｓ、交流電流Ｉ_ｓとが
同相になる。

ただし Ｖ_Lm：リアクトルに加わっている電圧の波高値である。

第２図の演算部２４は、交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電流Ｉ
_ｓとの間に位相差があるとき、この位相差を補正するた
めの位相補正電圧Ｖ_Lcを生成して、これを交流電源電圧
の波高値Ｖ_smに加え、上記（７），（８）式の演算を実
行させるものであり、以下に位相補正電圧Ｖ_Lcの生成に
ついて説明する。

先ず、位相差検出器１０７は交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電
流Ｉ_ｓとの位相差信号を出力すると、正弦波関数回路
１０８はsinに対応する信号を出力する。次に、波高
値検出器１０９が交流電流Ｉ_ｓの波高値Ｉ_smを検出する
と、係数器１１０は次式の演算を行なってリアクトルに
加わる電圧の波高値Ｖ_Lmを出力する。

Ｖ_Lm＝ω・Ｌ_ｓ・Ｌ_sm ………（９） また、乗算器１１１は正弦波関数回路１０８の出力sin
と係数器１１０の出力Ｖ_Lmとを掛け合わせて第３図
（ｃ）に示した補正電圧Ｖ_Lm・sinに対応する信号を
出力する。

この場合、交流電源電圧Ｖ_ｓと交流電流Ｉ_ｓとが同相ま
たは逆相であればが０°または１８０°になるので補
正電圧Ｖ_Lm・sinは当然のことながら“０”になる。

電力変換装置３が力行モードまたは回生モードのいずれ
の運転状態であっても力率を“＋１”または“−１”に
するにはＶ_Lm・sinの値が“０”になるようにすれば
よく、加算器１１２は目標値を“０”としてその偏差分
を出力する。また、力率用ＰＩ調節器１１３はこの偏差
分を比例積分演算して位相補正電圧Ｖ_Lmに対応する信号
を生成して演算部２５の加算器１１７の入力とする。

しかして、演算部２４から位相補正電圧Ｖ_Lcに対応する
信号を出力したとき、演算部２５では次式の演算を行な
うことになる。

この（１０）、（１１）式は平滑コンデンサ４の電圧が
設定電圧に一致し、且つ、リアクトル２を流れる電流が
交流電源１の電圧と同相になるべき電力変換装置３の交
流側電圧の波高値および交流電源電圧に対する位相差に
対応している。

かかる制御回路２０を用いることによって、従来装置の
ように交流電流等の瞬時値の入力若しくは操作が不要化
されると共に、電源電圧周期の整数倍または1/2毎にデ
ータをサンプリングして、電力変換装置の交流側電圧の
大きさと位相を決定すればよく、この結果、マイクロプ
ロセッサを容易に適用することができる。

また、直流電流信号Ｉ_ｄと電源電圧信号Ｖ_ｓとを入力し
ているので、直流側の負荷変動や、電源電圧変動に対し
て素早く応答し、直流電圧を略一定に保持することがで
きる。

第４図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック図で
あり、第２図の演算部２２，２４の代わりにこれらを簡
略化した演算部２２ａ，２４ａを用いている。

このうち、演算部２２ａは第２図の演算部２２から２乗
演算器１０１，１０２を除去したもので、直流電圧信号
Ｖ_ｄと設定電圧信号Ｖ_ｄとの偏差を直流電圧用ＰＩ調節
器１０４に加えて直流側要求電力信号Ｐ_ｒを出力してい
る。

また、演算部２４ａは第２図の演算部２４から波高値検
出器１０９、係数器１１０および乗算器１１１を除去し
たもので、正弦波関数回路１０８の出力を目標値“０”
と比較している。

かかる構成によれば、第２図の実施例と比べて制御応答
が遅くなるけれども、演算時間が短くなると言う利点が
ある。

なお、上記２つの実施例は、いずれも交流回路の抵抗分
が無視できるほど小さいものとして回路構成したが、交
流回路のリアクトルωＬ_ｓに比較して抵抗分が無視でき
ない大きさであれば、第３図のベクトル図も違ったもの
となる。そして、この抵抗分は制御応答を遅らせるの
で、この遅れを避けるには第４図の破線Ａで囲った部分
に、第５図に示す係数器１２１および加算器１２２でな
る回路を付加すればよい。

この場合、係数器１２１は次式の演算を行なって電圧降
下分Ｖ_Rmrを求めている。

Ｖ_Rmr＝Ｒ・Ｉ_smr ………（１２） ただし、 Ｒ：交流回路に含まれる等価抵抗 （＝純抵抗＋損失分） である。また、加算器１２２は交流電源電圧の波高値Ｖ
_smから抵抗分による電圧降下Ｖ_Rmrを減じている。

なお、第５図に示した回路を、第２図中の同じ位置に付
加してもよい。

かくして、抵抗分の存在による制御の遅れが避けられ
る。

〔発明の効果〕

以上の説明によって明らかな如く本発明によれば、交流
電流等の瞬時値の入力若しくは操作が不要化され、これ
によって入力データのサンプリング周期を長く設定し得
ると共に、マイクロプロセッサの適用が容易化されると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を、電力変換系統と併
せて示したブロック図、第２図は同実施例の主要部の詳
細な構成を示すブロック図、第３図は同実施例の作用を
説明するためのベクトル図、第４図および第５図は他の
実施例の構成を示すブロック図、第６図は従来の電力変
換装置の制御装置を、電力変換系統と併せて示したブロ
ック図、第７図はこの電力変換装置のデート信号の生成
および動作を説明するための回路図および波形図であ
る。 １…交流電源、２…リアクトル、３…電力変換装置、４
…平滑コンデンサ、２０…制御回路、２１…電圧設定
器、２２，２２ａ…第１の演算部、２３…波高値検出
器、２４，２４ａ…第２の演算部、２５…第３の演算
部、３０…ＰＷＭゲート出力回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流側がリアクトルを介して交流電源に接
   続され、直流側に平滑コンデンサおよび負荷が接続さ
   れ、パルス幅変調制御により電力の順変換および逆変換
   が可能な電力変換装置において、前記交流電源の電圧信
   号、前記リアクトルを流れる電流信号、前記負荷に流れ
   る電流信号、前記電力変換装置の直流側の電圧信号およ
   び設定電圧信号に基づき、前記平滑コンデンサの電圧が
   設定電圧に一致し、且つ、前記リアクトルを流れる電流
   が前記交流電源の電圧と所定の位相になるべき前記電力
   変換装置の交流側電圧の波高値信号および前記交流電源
   電圧に対する位相差信号を発生する制御回路を備え、こ
   の制御回路の波高値信号および位相差信号によって前記
   電力変換装置をパルス幅変調制御することを特徴とする
   電力変換装置の制御装置。
2. 【請求項２】前記制御回路は、前記負荷に流れる電流信
   号、前記電力変換装置の直流側の電圧信号および設定信
   号に基づき、前記平滑コンデンサの電圧を設定電圧にす
   るための電力と負荷が要求されている電力との和に対応
   した直流側要求電力信号を発生する第１の演算部と、前
   記交流電源電圧の波高値を検出する波高値検出器と、前
   記交流電源の電圧信号および前記リアクトルを流れる電
   流信号に基づき、これらの電圧、電流間の位相差を求め
   ると共に、この位相差を用いて前記リアクトルに発生す
   る電圧波高値の前記交流電源電圧に対する逆相成分を求
   め、この逆相成分に対応する位相補正電圧信号を発生す
   る第２の演算部と、前記第１の演算部の直流側要求電力
   信号、前記波高値検出器の出力および前記第２の演算部
   の位相補正電圧信号に基づき、前記リアクトルを流れる
   電流が前記交流電源の電圧と所定の位相になるべき前記
   電力変換装置の交流側電圧の波高値信号および前記交流
   電源電圧に対する位相差信号を発生する第３の演算部と
   を具備したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の電力変換装置の制御装置。