JPS6292794A - 電圧形インバ−タ制御回路 - Google Patents
電圧形インバ−タ制御回路Info
- Publication number
- JPS6292794A JPS6292794A JP60228854A JP22885485A JPS6292794A JP S6292794 A JPS6292794 A JP S6292794A JP 60228854 A JP60228854 A JP 60228854A JP 22885485 A JP22885485 A JP 22885485A JP S6292794 A JPS6292794 A JP S6292794A
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- Japan
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- output
- voltage
- side converter
- power supply
- control circuit
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、交流可変速駆動用電源として用いられる電
圧形インバータの制御回路、特に電源側変換器の制御方
式を改良した電圧形インバータ制御回路に関する。
圧形インバータの制御回路、特に電源側変換器の制御方
式を改良した電圧形インバータ制御回路に関する。
こ−で対象となる交流可変速駆動用電源の主回路は、例
えば第３図に示す如きものである。すなわち、電源側変
換器としては通常はダイオードブリッジ整流器が用いら
れるが、こ＼では負荷側のエネルギーを電源側に回生ず
べく順、逆変換動作が可能なインバータで構成されてい
る。このため、電源側変換器１も負荷側変換器２と同じ
構成になっている。
えば第３図に示す如きものである。すなわち、電源側変
換器としては通常はダイオードブリッジ整流器が用いら
れるが、こ＼では負荷側のエネルギーを電源側に回生ず
べく順、逆変換動作が可能なインバータで構成されてい
る。このため、電源側変換器１も負荷側変換器２と同じ
構成になっている。
従来、このような主回路構成で入力電流の力率改善また
は高調波抑制を図るには、例えば第４図の如き制御回路
が用いられる。以下、第４図について説明する。
は高調波抑制を図るには、例えば第４図の如き制御回路
が用いられる。以下、第４図について説明する。
同図において、１は電源側変換器、２は負荷側変換器、
３は交流リアクトル、４は直流コンデンサ、５は交流電
源、６はモータ負荷、７，８は電流変成器、９は電圧変
成器、１０は電圧調節器（ＡＶＲ） 、１１は掛算器、
１２は電流調節器（ＡＣＲ）、１３はパルス成形・分配
器、１４はパルスジェネレータ、１５は制御回路である
。
３は交流リアクトル、４は直流コンデンサ、５は交流電
源、６はモータ負荷、７，８は電流変成器、９は電圧変
成器、１０は電圧調節器（ＡＶＲ） 、１１は掛算器、
１２は電流調節器（ＡＣＲ）、１３はパルス成形・分配
器、１４はパルスジェネレータ、１５は制御回路である
。
図示されない手段を介して取り出されるコンデンサ端子
電圧Ｖ、は、ＡＶＲＩＯにおいてその設定値Ｖｄ″と等
しくなるように制御される。ＡＶＲＩＯからの制御出力
は乗算器１１に与えられ、こ−で電圧変成器９を介して
与えられる電源相電圧（正弦波）と掛は合わされる。こ
の掛算器１１からの出力はＡＣＲ１２に対する電流設定
値となり、したがってＡＣＲ１２は電流変成器７を介し
て与えられる入力電流実際値をこの設定値に等しくなる
ように、所定の調節演算を行なう。パルス成形・分配器
１３は、ＡＣＲ１２の出力にもとづき電源側変換器１内
スイツチング素子の点弧制御を行なう。このとき、電流
設定値は検出される正弦波状の電源相電圧から作られる
ので、入力電流波形は正弦波となり、したがって力率１
．０の運転が可能となる。なお、電源側変換器１の制御
は、電流瞬時値制御またはパルス幅変調（ＰＷＭ）制御
のいずれかによって行なわれる。また、制御回路１５は
速度調節器（ＡＳＲ）や電流調節器（ＡＣＲ）を有し、
出力電流の大きさ１周波数等を制御する。
電圧Ｖ、は、ＡＶＲＩＯにおいてその設定値Ｖｄ″と等
しくなるように制御される。ＡＶＲＩＯからの制御出力
は乗算器１１に与えられ、こ−で電圧変成器９を介して
与えられる電源相電圧（正弦波）と掛は合わされる。こ
の掛算器１１からの出力はＡＣＲ１２に対する電流設定
値となり、したがってＡＣＲ１２は電流変成器７を介し
て与えられる入力電流実際値をこの設定値に等しくなる
ように、所定の調節演算を行なう。パルス成形・分配器
１３は、ＡＣＲ１２の出力にもとづき電源側変換器１内
スイツチング素子の点弧制御を行なう。このとき、電流
設定値は検出される正弦波状の電源相電圧から作られる
ので、入力電流波形は正弦波となり、したがって力率１
．０の運転が可能となる。なお、電源側変換器１の制御
は、電流瞬時値制御またはパルス幅変調（ＰＷＭ）制御
のいずれかによって行なわれる。また、制御回路１５は
速度調節器（ＡＳＲ）や電流調節器（ＡＣＲ）を有し、
出力電流の大きさ１周波数等を制御する。
ところで、上述の如き方式で制御の応答性を高めるため
には、直流中間回路のコンデンサ容量を小さくすること
が必要である。しかしながら、このようにするとコンデ
ンサの小形化が図られる反面、入出力側変換器の高周波
動作によって生じる高周波の電圧ひずみを吸収できなく
なって出力側や入力側に高調波障害を引き起こしたり、
コンデンサ電圧が不安定となって高周波のリフプルが重
畳するなどの問題が生じる。また、他の方法では制御回
路が複雑になったり、コスト高になったりで具合の悪い
点が多い。
には、直流中間回路のコンデンサ容量を小さくすること
が必要である。しかしながら、このようにするとコンデ
ンサの小形化が図られる反面、入出力側変換器の高周波
動作によって生じる高周波の電圧ひずみを吸収できなく
なって出力側や入力側に高調波障害を引き起こしたり、
コンデンサ電圧が不安定となって高周波のリフプルが重
畳するなどの問題が生じる。また、他の方法では制御回
路が複雑になったり、コスト高になったりで具合の悪い
点が多い。
したがって、この発明は簡単な回路を追加するだけで、
コンデンサ電圧制御を充分安定に行ないつ＼、より応答
性の高い制御が可能な電圧形インバータ制御回路を提供
することを目的とする。
コンデンサ電圧制御を充分安定に行ないつ＼、より応答
性の高い制御が可能な電圧形インバータ制御回路を提供
することを目的とする。
第４図の如き制御回路に対し、電動機のトルク極性を示
す信号、電動機の正転、逆転の回転方向を示す信号およ
びインバータ出力電流値に対応する信号から負荷側変換
器出力電流に比例する正または負の直流量を演算する演
算手段を設ける。
す信号、電動機の正転、逆転の回転方向を示す信号およ
びインバータ出力電流値に対応する信号から負荷側変換
器出力電流に比例する正または負の直流量を演算する演
算手段を設ける。
上記演算手段を介して得られる負荷側変換器出力電流に
比例する正または負の直流量を、コンデンサ電圧制御系
の出力に加算して電源側変換器の電流設定値を得、これ
にもとづいて電源側変換器の制御を行なう。
比例する正または負の直流量を、コンデンサ電圧制御系
の出力に加算して電源側変換器の電流設定値を得、これ
にもとづいて電源側変換器の制御を行なう。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第１Ａ図は第
１図の演算回路の具体例を示す構成図、第１Ｂ図は同じ
く演算回路の別の具体例を示す構成図、第２図は電動機
の運転モードを説明するための参照図である。
１図の演算回路の具体例を示す構成図、第１Ｂ図は同じ
く演算回路の別の具体例を示す構成図、第２図は電動機
の運転モードを説明するための参照図である。
第１図からも明らかなように、この実施例は第４図に示
す従来例の回路に演算回路１６を設けた点が特徴である
。この演算回路１６は、制御回路１５から与えられる次
の如き信号にもとづき、負荷側変換器出力電流に比例す
る有極性（正または負）の直流量（以下、単に直流量と
いう。）■、′を求める。
す従来例の回路に演算回路１６を設けた点が特徴である
。この演算回路１６は、制御回路１５から与えられる次
の如き信号にもとづき、負荷側変換器出力電流に比例す
る有極性（正または負）の直流量（以下、単に直流量と
いう。）■、′を求める。
イ）電動機のトルク極性を示す信号
口）電動機の正転、逆転の回転方向を示す信号ハ）イン
バータ出力電流値に対応する信号こ〜に、イ）およびハ
）の信号は制御回路１５内の速度調節器（ＡＳＲ）から
、また口）の信号はパルスジェネレータ１４からそれぞ
れ得ることができる。そして、この直流ｉｆ、”は直流
コンデンサ電圧調節器出力に加算され、これによって最
終的な電流設定値Ｉ８となる。
バータ出力電流値に対応する信号こ〜に、イ）およびハ
）の信号は制御回路１５内の速度調節器（ＡＳＲ）から
、また口）の信号はパルスジェネレータ１４からそれぞ
れ得ることができる。そして、この直流ｉｆ、”は直流
コンデンサ電圧調節器出力に加算され、これによって最
終的な電流設定値Ｉ８となる。
演算回路１６の具体例が第１Ａ図および第１Ｂ図に示さ
れている。第１Ａ図は出力電流波高値が得られない場合
の例であり、第１Ｂ図は出力電流波高値が制御回路１５
を介して与えられる場合の例である。
れている。第１Ａ図は出力電流波高値が得られない場合
の例であり、第１Ｂ図は出力電流波高値が制御回路１５
を介して与えられる場合の例である。
まず、第１Ａ図について説明する。なお、同図において
、１７は絶対値検出回路、１８．１９はコンパレーク、
２０は排他的論理和回路、２１はカ行・回生判別器、２
２は掛算器、２３はゲイン調節器である。
、１７は絶対値検出回路、１８．１９はコンパレーク、
２０は排他的論理和回路、２１はカ行・回生判別器、２
２は掛算器、２３はゲイン調節器である。
すなわち、速度調節器（ＡＳＲ）の出力は絶対値検出回
路１７に与えられて出力電流波高値が求められるととも
に、コンパレータ１８に与えられてトルク極性が判別さ
れる。一方、コンパレータ１９では、速度検出器出力か
ら回転方向が検出される。コンパレータ１８，１９の出
力は排他的論理和回路２０にて排他的論理和がとられ、
カ行・回生判別器２１に導かれる。カ行・回生判別器２
１では、この出力にもとづいてカ行か回生かを判別し、
それに応じて正または負の信号を出力する。
路１７に与えられて出力電流波高値が求められるととも
に、コンパレータ１８に与えられてトルク極性が判別さ
れる。一方、コンパレータ１９では、速度検出器出力か
ら回転方向が検出される。コンパレータ１８，１９の出
力は排他的論理和回路２０にて排他的論理和がとられ、
カ行・回生判別器２１に導かれる。カ行・回生判別器２
１では、この出力にもとづいてカ行か回生かを判別し、
それに応じて正または負の信号を出力する。
つまり、電動機の運転モードは、トルク極性および回転
方向によって第２図の如き４つの象限に分けられるから
、トルク極性の正、負および回転方向の正、逆をそれぞ
れ１”、“０”に対応させて第１Ａ図の如く排他的論理
和をとることにより回生は“ｌ”、カ行は“Ｏ”として
判別することができる。掛算器２２では、絶対値検出回
路１７からの出力電流波高値にカ行・回生判別器２１か
ら正また負の極性が付与され、これがゲイン調節器２３
により適宜なレベルに変換されて直流量１．１１がとり
出される。
方向によって第２図の如き４つの象限に分けられるから
、トルク極性の正、負および回転方向の正、逆をそれぞ
れ１”、“０”に対応させて第１Ａ図の如く排他的論理
和をとることにより回生は“ｌ”、カ行は“Ｏ”として
判別することができる。掛算器２２では、絶対値検出回
路１７からの出力電流波高値にカ行・回生判別器２１か
ら正また負の極性が付与され、これがゲイン調節器２３
により適宜なレベルに変換されて直流量１．１１がとり
出される。
第１Ｂ図の場合は第１図の制御回路１５から出力電流設
定値が得られているので、これを掛算器２２に直接入力
するだけで第１Ａ図と同様に直流量１ 、Ｉ）を得るこ
とができる。したがって、この場合は第１Ａ図の如き絶
対値検出回路は不要である。
定値が得られているので、これを掛算器２２に直接入力
するだけで第１Ａ図と同様に直流量１ 、Ｉ）を得るこ
とができる。したがって、この場合は第１Ａ図の如き絶
対値検出回路は不要である。
この発明によれば、電圧形インバータにおける電源側変
換器の電流設定値を、直流コンデンサ電圧制御出力に、
負荷側変換器の出力電流の大きさに対応した有極性（正
、負）の直流量を加算して得るようにしたので、直流コ
ンデンサ電圧制御系は変換器の損失分を除いて入力電流
と出力電流との差分て生じる電圧変動分だけ調節すれば
よく、その結果電源側変換器制御系の応答性が向上する
だけでなく、直流コンデンサ電圧制御を充分に安定させ
て入力電流の力率１．０制御（力率改善）と正弦波状の
波形化（高調波抑制）とを実現することができる。また
、直流コンデンサ電圧が安定に制御されるため、負荷側
変換器もより安定な制御が可能となるものである。
換器の電流設定値を、直流コンデンサ電圧制御出力に、
負荷側変換器の出力電流の大きさに対応した有極性（正
、負）の直流量を加算して得るようにしたので、直流コ
ンデンサ電圧制御系は変換器の損失分を除いて入力電流
と出力電流との差分て生じる電圧変動分だけ調節すれば
よく、その結果電源側変換器制御系の応答性が向上する
だけでなく、直流コンデンサ電圧制御を充分に安定させ
て入力電流の力率１．０制御（力率改善）と正弦波状の
波形化（高調波抑制）とを実現することができる。また
、直流コンデンサ電圧が安定に制御されるため、負荷側
変換器もより安定な制御が可能となるものである。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第１Ａ図は第
１図の演算回路の具体例を示す構成図、第１Ｂ図は同じ
く演算回路の別の具体例を示す構成図、第２図は電動機
の運転モードを説明するための参照図、第３図は一般的
な電圧形インバータ主回路を示す構成図、第４図は電圧
形インバータ制御回路の従来例を示す構成図である。 符号説明 １・・・電源側変換器、２・・・負荷側変換器、３・・
・交流リアク１ヘル、４・・・コンデンサ、５・・・交
流電源、６・・・モータ負荷、７，８・・・電流変成器
、９・・・電圧変成器、１０・・・電圧調節器（Ａ Ｖ
Ｒ） 、１１．２２・・・掛算器、１２・・・電流調
節器（ＡＣＲ） 、ｌ ３・・・パルス成形・分配器、
１４・・・パルスジェネレータ、１５・・・制御回路、
１６・・・演算回路、１７・・・絶対値検出回路、１８
．１９・・・コンパレータ、２０・・・排他的論理和回
路、２１・・・カ行・回生判別器、２３・・・ゲイン調
節器。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 第１図 第 ＩＡ■ 第１Ｂ図 剪 ２ 図 回転？５同
１図の演算回路の具体例を示す構成図、第１Ｂ図は同じ
く演算回路の別の具体例を示す構成図、第２図は電動機
の運転モードを説明するための参照図、第３図は一般的
な電圧形インバータ主回路を示す構成図、第４図は電圧
形インバータ制御回路の従来例を示す構成図である。 符号説明 １・・・電源側変換器、２・・・負荷側変換器、３・・
・交流リアク１ヘル、４・・・コンデンサ、５・・・交
流電源、６・・・モータ負荷、７，８・・・電流変成器
、９・・・電圧変成器、１０・・・電圧調節器（Ａ Ｖ
Ｒ） 、１１．２２・・・掛算器、１２・・・電流調
節器（ＡＣＲ） 、ｌ ３・・・パルス成形・分配器、
１４・・・パルスジェネレータ、１５・・・制御回路、
１６・・・演算回路、１７・・・絶対値検出回路、１８
．１９・・・コンパレータ、２０・・・排他的論理和回
路、２１・・・カ行・回生判別器、２３・・・ゲイン調
節器。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 第１図 第 ＩＡ■ 第１Ｂ図 剪 ２ 図 回転？５同
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ２つの同種の電力変換器を一方は電源側に他方は電動機
負荷側に接続してその間はコンデンサにより結合し負荷
エネルギーを該電源側変換器を介して回生する電圧形イ
ンバータに対し、前記コンデンサ端子電圧を所定の設定
値に一致させるように制御する電圧制御回路と、該制御
出力と電源相電圧とを乗算する乗算器とを設け、該乗算
器出力を電流設定値として前記電源側変換器を制御する
ことにより、インバータ入力電流をその波形が正弦波で
かつ力率を１．０として制御する電圧形インバータ制御
回路において、 前記電動機のトルク極性を示す信号、電動機の正転、逆
転の回転方向を示す信号およびインバータ出力電流値に
対応する信号から負荷側変換器出力電流に比例する正ま
たは負の直流量を演算する演算手段を設け、 該直流量を前記制御出力に加算して電源側変換器を制御
することを特徴とする電圧形インバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60228854A JPS6292794A (ja) | 1985-10-16 | 1985-10-16 | 電圧形インバ−タ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60228854A JPS6292794A (ja) | 1985-10-16 | 1985-10-16 | 電圧形インバ−タ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6292794A true JPS6292794A (ja) | 1987-04-28 |
| JPH0528077B2 JPH0528077B2 (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=16882914
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60228854A Granted JPS6292794A (ja) | 1985-10-16 | 1985-10-16 | 電圧形インバ−タ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6292794A (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
| JPS56107793A (en) * | 1980-01-29 | 1981-08-26 | Toshiba Corp | Controlling method of inverter |
| JPS58163286A (ja) * | 1982-03-23 | 1983-09-28 | Toshiba Corp | 誘導電動機の駆動制御装置 |
-
1985
- 1985-10-16 JP JP60228854A patent/JPS6292794A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
| JPS56107793A (en) * | 1980-01-29 | 1981-08-26 | Toshiba Corp | Controlling method of inverter |
| JPS58163286A (ja) * | 1982-03-23 | 1983-09-28 | Toshiba Corp | 誘導電動機の駆動制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0528077B2 (ja) | 1993-04-23 |
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