JPH01174275A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は交流電源から電力供給を受け、定電圧の直流電
力に変換する／平ルス幅変Ａ制御の′電力変換装置の制
御方法に関する。

（従来の技術） 直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調側？ｎ（ＰＷＭ　）インバータ＋誘導電動機、あるい
は直流チョッ／臂装置＋直流電動機などがある。この直
流電圧源として、バッテリーを使う場合はあまり問題な
いが、商用電源がら交直電力変換器（コンバータ）を介
して直流電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無
効電力や高調波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器として、パ
ルス幅変調制御（ＰＷＭ　）コンパ二りを商用電源と直
流電圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式（特願昭
５７−１７１８８６等）が提案されている。

第３図は、交直電力変換器として、ＰＷＭコンバータを
用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、Ｌａ＃’ｉ交流リアクト
ル、　Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃｄ
は直流平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。

コンバータＣ０ＮＶは、自己消弧能力のある素子（例え
ばｒ−トターンオ７サイリスタ）Ｓｌ−８ａ、ホイーリ
ングダイオードＤ１〜Ｄ４及ヒ直流リアクトルＬ！　、
Ｌｌから構成され上記素子８１〜ｓ４は交流側電圧ｖｃ
の１！［を制御するため、公知の／４ルス幅変Ｕ４制御
が行なわれている。すなわち、コンバータＣ０ＮＶは直
流電圧源（コンデンサ）　Ｃｄから見比場合、・９ルス
幅変調制御（ｐｗＭ）インバータとなり、その場合交流
電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見ることができる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Ｃｄｖ電圧ｖ
ｄがほぼ一定になるように、交流゛電源から供給される
電流工、を制御するもので。

■　負荷装置ＬＯＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。

■　上記入力電流工、は電源電圧ｖｌＩと常に同相に制
御され、入力力率が１になること。

■　また、入力電流！、は正弦波状に制御されるため、
高調波がきわめて小さくなること。

が特長としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。

ＣＴｏは交流電流検出器、Ｒ１、Ｒ，は直流電圧を検出
するための分圧抵抗、　ＩＳＯは絶縁増幅器、ＶＲは直
流電圧設定器、Ｃ，−Ｃ３は比較器、ＧＪ）は電圧制御
補償回路、凧は乗算器、　ＯＡは反転演算増幅器、Ｇ　
ｒ（Ｓ）は電流制御補償回路、ＴＲＧは搬送波（三角波
）発生器％ＧＣはダート制御回路である。

まず、絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出された直流電圧Ｖ
ｄと電圧設定器ＶＲからの電圧指令値ｖｄ＊を比較器Ｃ
１に入力し、偏差εｖ　””ｄ”　−ｖｄを求める。

当該偏差りは、制御補償回路Ｇ、（Ｓ）に入力され、積
分増幅あるいは比例増幅されて、入方電流工、の波高値
指令Ｉｍとなる。

当該波高値指令Ｉｍは乗算６匹に入力され、もう一方の
入力−ωｔと掛は合わせられる。当該入力信号内ωｔは
電源電圧Ｖ、＝Ｖ□・―ω（に同期した単位正弦波で、
当該電源電圧Ｖ、を検出し、定数倍（１／Ｖｍ倍）する
ことによって求められる。

乗算器■・の出力信号工、′は電源から供給されるべき
電流の指令値を与えるもので２次式のよりになる。

■、＊よＸｍ−虐ωｔ　　　　　　　　　　　　　　　
　−（１）当該入力電流指令値工、＊は反転増幅器ＯＡ
で反転され、コンバータＣ０ＮＶから電源ＳＵＰへ供給
される交流電流工。の指令値ＩＩ！、＊となる。以下、
ここではＩｃ率をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流Ｉｃは交流電流検出器ＣＴｃによっ
て検出され比較器Ｃ，に入力される。比較器Ｃ２によっ
て上記指令値Ｉ。＊と検出値Ｉｃが比較され、偏差、ｇ
ｌ＝Ｉ（”−Ｉ。が求められる。当該偏差ε！は次の制
御補償回路Ｇｒ（Ｓ）に入力され、比例増幅されて、パ
ルス幅変調制御の念めの制御入力信号θ１となる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器ＴＲＧ
、比較器ＣＳ及びデート制御回路ＧＣによって当該制御
を行っている。

すなわち搬送波発生器ＴＲＧは周波数１　ｋＨｚ程度の
三角波８丁を発生し、比Ｖ器Ｃ３は当該三角波１１Ｔと
前記人力信号ｅ１を比較し、その偏差ｇ　７　＝ｅ　ｌ
　−＠　Ｔに応じてｒ−ト制御回路ＧＣから、　ｙ　−
トターンオ７サイリスタＳｌ〜Ｓ４にオン、オフ信号を
与えている。

ａｔ＞ｅテのとき、すなわち偏差Ｃ↑が正のとき、サイ
リスタＳ１　と８４がオンされ（このときｓｌ、Ｓ３は
オフ）コンバータの変流出力電圧ｖｃは＋Ｖｄとなる。

まｆｔ　ａ　１（ｅ　？のとき、すなわち偏差Ｌｙが負
のとき。

サイリスタＳ２と８３がオンされ（このとキ、Ｓｌ＋８
４はオフ　）　、　Ｖｃ＝−Ｖｄとなる。

しかも、ｅｌが正の値で大きければ上記Ｓｌ　と８４の
オン期間は長くなり、Ｓ３と８３のオン期間は短くなっ
て、ｖｃの平均値は入力信号６１に比例した電圧で正の
値となる。逆にｅｌが負の値のときはＳｌと８４のオン
期間よＣ８ｘと８３のオン期間のほうが長くなって、コ
ンバータの出力電圧ｖｃの平均値は、入力信号ｅｌに比
例した値で負の値となる。

すなわち入力信号ｅｌに比例した値に、コンバータの出
力電圧ｖｃが制御されることになる。

コンバータの出力電流ＩＣ（電源から供給される入力１
流工、の反転値）は上記コンバータの出力電圧ｖｃｔ−
調整することにより制御される。

交流リアクトルＬ、には電源電圧Ｖ、と、上記コンバー
タの出力電圧ｖｅとの差電圧ｖＬ＝ｖ、−ｖｃが印加さ
れる。

Ｖ、）Ｖ、のとき、電源電流■、は図の矢印の方向に増
加する。言いかえるとコンバータ出力電流工。は図の矢
印方向へは減少するように働らく。逆にｖｓ　＜　Ｖ　
ｃのとき、コンバータ出力電流■。は図の矢印の方向に
増加しようと働らく。

コンバータの出力′１流指令値工。本に対して実電流工
。が■。＊〉工。の関係にあるとき、偏差εｘ＝Ｉ。＊
−Ｉ。は正の値となり、制御補償回路Ｇ　＋（Ｓ）を介
してＰＷＭ制御の入力信号６１１に増加させる。故にコ
ンバータ出力′成圧ｖｃも入力信号ｅＩに比例して大き
くなり−Ｖｃ＞ｖｍとなりコンバータ出力゛戒流Ｉｃを
図の矢印方向に増加させる。逆に工。＊〈工。となりた
場合。

偏差覆！は負の値となり・ｌすなわちＶｅを減少させる
。故にコンバータの出力電流工。はその指令値■。本に
一致するように制御される。当該指令値工Ｉを正弦波状
に変化させれば、それに追従して実電流！。も正弦波状
に制御される。

コンバータの出力電流！。は電源からの入力電流工、の
反転値であり、また、コンバータ出力電流の指令値１０
本は電源からの入力電流の指令値工８本の反転値である
。故に、入力電流■１はその指令値！−に追従して制御
されることになる。

次に直流コンデンサＣｄの電圧Ｖｄの制御動作を説明す
る。

比較器Ｃ１によって、直流電圧検出値Ｖｄとその指令値
ｖｄ＊を比較する。Ｖｄ”＞Ｖａの場合偏差ε７は正の
値となり、制御補償回路ＧＪ）を介して、入力電流波高
値Ｉｍｔ−増加させる。入力電流指令値Ｉ−は、（１）
式で示したように電源電圧と同相の正弦波で与えられる
。故に、実入力電流１１が前述の如く、ＩＩ””ＩＩ”
に制御されるものとすれば、上記波高値工。が正の値の
とき、次式で示される有効電力Ｐ、が単相電源ＳＵＰか
らコンバータＣ０ＮＶを介して直流コンデンサＣｄに供
給される。

ｐ、　＝＋Ｖ、　Ｘ　Ｉ。

＝Ｖｆｎ−Ｉ、　−（ｔｈωｔ　）　２＝ｖｍ・工ｍ・
（１−囲２ωｔ　）　／２　　　　、、、　（２）従っ
て、エネルギーＰ８・ｔがＫＲコンデ／すＣｄに２　Ｃ
ｄＶｄ　　として蓄積され、その結果、直流電圧Ｖｄが
上昇する。

逆にｖｄ本＜ｖｄとなった場合、偏差りは負の値となり
、制御補償回路ＧＪ）を介して上記波高値Ｉｔｎを減少
させついには工□くＯとする。故に、有効電力Ｐ、も負
の値となり、今度は、エネルギーＰ−が直流コンデンサ
Ｃｄから電源に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄは
低下し、最終的にＶｄ＝Ｖｄ＊に制御される。

負荷装置ＬＯＡＤは例えば、公知の瀧インバータ駆動訪
導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサＣｄ
に対して、電力のやりとりを行う。負荷装置ＬＯＡＤが
電力を消費すれば、直流電圧ｖｄが低下するが上記制御
によって、電源から有効電力Ｐ。

を供給して常にＶｄ＃Ｖ（１＊に制御される。逆に負荷
装置ＬＯＡＤから電力回生（誘導電動機を回生運転した
場合）が行われると、ｖｄが一旦上昇するが、その分電
源ＳＵＰに有効゛成力Ｐａｔ回生することにより、やは
りｖｄ＝ｖｄ＊となる。すなわち、負荷装置ＬＯＡＤの
電力消費あるいは電力回生に応じて、電源ＳＵＰから供
給する電力Ｐ、が自動的に調整されているのである。

このとき入力電流工、は電源電圧と同相あるいは逆相（
回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝１
で、高調波成分はきわめて小さい値となっている。

［発明が解決しようとする問題点］ 上記従来の電力変換装置は、次のような問題点がある。

すなわち、電源ＳＵＰが単相交流電源の場合、当該電源
から供給される有効電力は前述の（２）式のようになり
定常分Ｐｍｏ　＝Ｖｍ−Ｉｒｎ／２と変動分ΔＰ、＝（
ｖｒｎ・工。／２）・０２ωｔを含んでいる。当該変動
分ΔＰ１によって平滑コンデンサＣｄに印加される電圧
Ｖｄが変動する。その変動分ΔＶｄは次式のように近似
できる。

ただし、’／ｄｏは直流電圧の平均値 この直流電圧の変動ΔＶｄは前述の直流電圧制御（Ｖａ
制御）とは無関係の値で変換器が授受する有効電力Ｐ、
の大きさに比例する。

また、前記直流電圧Ｖｄは負荷急変等によっても変動す
る。この場合は直流電圧制御系が関係し追従性の良い制
御系では前記負荷急変による直流電圧変動は小さくなる
。

このように樵々の原因により直流電圧ｖｄが変化するこ
とが考えられる。

直流電圧ｖｄが変動した場合、従来の電力変換装置では
、入力電流■８の制御がうまくいかなくなる。

すなわち、直流電圧ｖｄが平均値ｖｄｏより小さくなっ
た場合、ＰＷＭ制御入力信号ｅｉに対してコンバータＣ
０ＮＶから出力される交（Ｎ、　”ｉｔ電圧ｃは予定し
ていた電圧より小さな値となり、その結果交流リアクト
ルＬ＠に印加される電圧Ｖ、＝＝Ｖ、−Ｖｅが増大し入
力電流■、は指令値工ｔより大きな値となってしまう。

逆に、Ｖａ＞Ｖａｏとなった場合、ｖＬが減少し、入力
電流工、は指令値Ｘ、本よｐ小さな値となってしまう。

従って、指令値工、＊を正弦波状に与えても実電流！、
は正弦波にはならず、歪んだ波形となり高調波成分を多
く含んだ電流となる。この現象は交流リアクトルＬｍＯ
値を小さくしていくと顕著になる。

すなわちｖＬが少し大きくなったことによって入力電流
！、は急激に増大し、コンバータを構成する素子Ｓｔ　
ｘ３４のし中断電流許容値を超えてしまうこともあり、
素子の破壊を招くことにもなる。またｖＬ、が少し小さ
くなりたことＫよって工、が急激に減少し必要な電流が
得られなくなシその結果、さらに直流電圧の変動を招き
制御不能におちいることさえある。

従って、直流電圧の変動の影響を小さくするため従来装
置では交流リアクトルし、の値を大きくしなければなら
ず装置の重量、寸法を増大させ、コストの増大を招いて
いた。

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので。

交流リアクトルＬ、の容量を増大させることなく入力電
流Ｉ、′Ｉ！：、その指令値工？に一致させ、素子の破
壊や制御不能の状態を除去する電力変換装置の制御方法
を提供することを目的とする。

［発明の構成コ （問題点を解決する手段） 以上の目的を達成するために１本発明は交流電源と、該
交流電源に交流リアクトルを介して接続された／４’ル
ス幅変調制御コンバータと、このノヤルス幅変調制御コ
ンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと当該平
滑コンデンサを電圧源とする負荷装置とからなる電力変
換装置において前記平滑コンデンサに印加される電圧の
変化に応じて前記コンバータのパルス幅変調制御を補正
するようにしている。

（作　用） パルス幅変調制御コンバータは、平滑コンデンサに印刀
口される電圧がほぼ一定になるように交流電源から供給
される電流を制御する。この入力電流全電源電圧と同相
の正弦波に制御することにより入力力率＝１で高調波の
少ない運転がなされる。パルス幅変調制御回路には、上
記入力電流制御回路からの出力信号が入力されるが、当
該入力信号は前記平滑コンデンサに印加される電圧に応
じて補正される。すなわち、直流電圧Ｖｄが大きくなっ
たときは前記へ制制御入力信号ｅ１を小さくし逆にＶｄ
が小さくなったときはｅｌを大きくする。このように補
正することによって、コンバータの交流側に発生する電
圧ｖｃが常に上記入力信号の１に比例した値となり前記
入力電流はその指令値に従って忠実に制御される。

故に交流リアクトルの容量を増大させることなく入力電
流をその指令値に従って電源電圧と同相（力率＝１）の
正弦波（高調技手）に制御することができ、従来問題と
なっていた素子の破壊や制御不能の状態を防止すること
が可能となる。この結果１本発明の電力変換装置は装置
の重量、寸法を減少することができ、安価なシステムを
提供することができる。

（実施例） 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。

図中、ＳＵＰ　ｊ’！単相交流電源、Ｌ、は交流リアク
トル、Ｃ０ＮＶはパルス幅変調制御コンバータ、　Ｃｄ
ハＩ［流平滑コンデンサ、　ＬＯＡＤは負荷装置である
。

コンバータＣ０ＮＶは自己消弧能力のある素子（例えば
ダートターンオアサイリスタ等）Ｓｔ〜Ｓ４゜フリーホ
イーリングダイオードＤ１〜Ｄ４及び直流リアクトルＬ
ｌ＃Ｌ１から構成されている。

また、制御回路として電流検出器ＣＴ、　、絶縁アンプ
ＩＳＯ、比較器Ｃ１、Ｃ！、加算器ＡＤ、乗算器ＭＬ、
割算器ＤＩＭ、電圧制御補償回路Ｇ、（Ｓ）、電流制御
補償回路Ｇｔ（Ｓ）、演算増幅器Ｋｄ　、パルス幅変調
制御回路部が用意されている。

直流平滑コンデンサＣｄの電圧Ｖｄは絶縁アンプＩＳＯ
ｉ介して検出され、比較器Ｃ１によってその指令値ｖｄ
＊と比較される。その偏差’ｖ＝Ｖｄ”−Ｖｄは次の電
圧制御補償回路Ｇ、（Ｓ）に入力される−　Ｇｖ（Ｓ）
は通常積分要素が使われ、上記偏差ｇｖの定常分が零に
なるよりに制御している。　ＧＪ）の出力！工は乗算器
ＭＬに入力され電源電圧ｖｌ＝−・内ωｔに同期し九単
位正弦波血ωｔと掛は合わせられる。この乗算器ＭＬの
出力Ｉ、本＝＝Ｉ。・自ωｔは電源ＳＵＰから供給され
る入力電流工、の指令値となる。

比較器ＣＩには電流検出器ＣＴ、によって検出した入力
電流！、と上記指令値！、＊が入力され、その偏差ｇ１
＝＝ｉ、＊−ｒ、を求めている。当該偏差Ｍｌは次の電
流制御補償回路Ｇ　ｔ＠）に入力され、比例増幅される
。なお、Ｇｘ（Ｓ）は反転比例増幅器が用いられ、その
比例定数をＫｘとした場合Ｇｔ（Ｓ）＝−ＫＬとなる。

入力電流電流制御系に対して電源電圧Ｖ、は外乱として
作用する。そこでこれを打ち消す電圧をコンバータから
発生させるため補償量ｖ、＊を加算器ＡＤｙｋ介してＰ
ＷＭ制御回路に入力している。

加算器ＡＤの出力信号ａは割算器ＤＩＶを介して界ｌ制
御回路に入力される。一方、前述の平滑コンデンサＣｄ
の検出電圧Ｖｄは演算増幅器Ｋｄを介して上記割算器Ｄ
ＩＭに入力される。直流電圧Ｖｄの定格値１ｃｖｄ０１
とした場合Ｋａ＝（１／Ｖａｏ　）の定数となる・割算
器ＤＩ■の出力・５＝（ａ／ｂ）がパルス幅変調制御回
路部製の入力信号となる６式で表わすと次のようになる
。

ｔ４ルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波信号（三角
波信号）と上記制御入力信号ｅｌを比較し。

コンバータを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４のダート
信号を作っている。

第２図に七のパルス幅変調制御の動作説明を行うための
タイムチャート図を示す。

第２図において、Ｘ、Ｙは搬送波信号、・１は制御入力
信号、ｇｌは素子５ｌｅｅｔのダート信号、ｇ！は素子
Ｓ！　　、Ｓ４のダート信号、ｖｃはコンノ々−夕の交
流側の発生′電圧を示す。

搬送波ＸとＹは位相が１８０°ずれ几２つの三角波でＸ
と・１を比較することにより、ｆｆ−）信号ｇｔを作り
、またＹとｅｌに一比較することによ＃）ダート信号ｇ
２を作る。

すなわち、ｅ１≧Ｘのとき、ｇｌ＝＠１′で素子Ｓｌが
オン、Ｓ！がオフとなり、ｅｌ（Ｘのときｇｔ＝“０１
で素子Ｓ３がオンｍｓ１がオフとなる。！たｅｉ≧Ｙの
とき、ｇ！＝”ｌ”で素子Ｓ４がオン、Ｓｌがオフとな
シ、ｅ１（ＹのときＫｘ＝“０”で素子Ｓ３がオン％８
４がオフとなる。

コンバータの交流側の発生電圧ｖ０はＳｌ　と８４がオ
ンのとき（Ｓｓ　と８３がオフのとき）ｖｃ＝−＋−ｖ
ｄとなシ逆にＳｌとＳｌがオンのとき（Ｓｓ　　と８４
がオフのとき）ｖ０＝−ｖｄとなる。他のモード（例え
ば、ＳｌとＳ、がオン又はＳ２とＳ４がオン）ではｖｅ
＝Ｏとなる。

第２図かられかるように、素子Ｓ、〜Ｓ４は搬送波周波
数でオン、オフするが、コンバータの発生電圧ｖｃは搬
送波の２倍の周波数で制御される。

ｖｃの平均値（破線で示した）は制御人力信号の１に比
例した値となる。

ｗｃ１図にもどって各制御動作を説明する。まず入力電
流Ｉ６の制御動作を述べる。

平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが変化し九場
合瀧制御入力信号ｅ１に対してコンバータの発生電圧ｖ
Ｉ！は次式のようになる。

Ｖｃ＝ｋｃ−Ｖｄ−ｅｌ　　　　　　　　　　　　　、
、、（５）従って、（４ン式を（５）式に代入すること
によって次のような関係式が得られる。

＝ｋｃ−Ｖｄ□ｅ（−Ｋｌ−ｆｌ＋Ｖｓ＊）　　　　・
・・（６）すなわち、ｖｄＯＦｉ一定値であるのでＶ。

は偏差ε１と補償量ｖ、＊ｙだけ関係し、直流電圧Ｖｄ
の変動の影響を受けなくなる。

（６ン式の第２項ｋｃ”ｄｏ・ｖ、＊は電源電圧Ｖ、に
対向するもので、交流リアクトルＬ、に印加される電圧
ｖ！、＃ｉ次式のようになる。

Ｖ、＝Ｖ、　−Ｖｃ ＝ｋｃ　”　Ｖｄｏ　１Ｋ１１１ｘ　　　　　　　　　
　＝−（７）従って、Ｉ、”）Ｉ、となった場合、偏差
ε１は正の値となり、Ｖ、を増加させることに、より入
力１流Ｉ。

を増加させ、　ｒｓ＝工、Ｉｓとなるように制御される
。

逆に、Ｉｓ”＜Ｉｓとなっ之場合、偏差εＩは負の値と
なｔ）　ＶＬを減少させ入力電流工、を減らして、やは
り１１”ｉＩＢ”となるように制御される。指令＋ｉＩ
ｇ”を正弦波状に変化させれば、それに従りて入力電流
■、も正弦波状に制御される。

（７）式の関係は直流電圧Ｖｄが変化してもそれに影響
されることなく、常に成り立つ。従って入力電流制御は
直流電圧Ｖｄの変動に影響されることなく行うことがで
き、冥電流工、とその指令値を常に一致させて運転する
ことが可能となる。

次に、直流電圧制御の動作を説明する。

Ｖｄ本＞Ｖｄとなった場合、偏差りは正の値となり、波
高値指令Ｉｍを増加させる。すなわち入力電流工。

を増加させ、電源ＳＵＰから供給する有効電力ｐＩ！＝
■、・１．を増加させる。その結果、平滑コンデンサＣ
ｄニｈｚ、ｉ　ルＡ’　−（１／２）Ｃｄ−Ｖ、１−Ｐ
ＩＩ−ｔ　力蓄積され直流電圧Ｖｄを増加させる。

逆にＶｄｏ＜ｖｄとなりた場合には、偏差ｇｖは負の値
となり波高値指令工。を減少させさらには負の値にする
。工。が負の値になると平滑コンアンサＣｄに蓄積され
たエネルギーが電源ＳＵＰに回生され直流電圧Ｖｄは減
少する。従って結果的にはＶｄ　＃ｖｄ　本となるよう
に制御される。

以上のように直流電圧Ｖｄはその指令値ｖｄ＊に一致す
るように制御され、ｖｄ＊＝一定とした場合、直流電圧
Ｖｄも一定になるはずであるが、単相電源の場合には前
にも述べたように本質的に電力変動を伴なうためその分
の電圧変動ΔＶｄは制御によっても取除くことはできな
い。しかし本発明の装置では１例え上記電圧変動ΔＶｄ
があっても前述のように入力電流制御はその影響を受け
ることなく実電流工、とその指令値工、＊を常に一致さ
せることができる。

［発明の効果］ 以上のように本発明の電力変換装置の制御方法によれば
、単相電源の電力変動に伴なう直流電圧の変動あるいは
負荷急変等による直流電圧の変動が発生しても、入力電
ｆＪｔｆ、制御系はその影響を受けることなく実電流Ｉ
、をその指令値１６本に一致させることができる。従っ
て従来の装置で問題となった素子の破壊や制御不能の状
態はなくなり交流りアクドルの容量を必要以上に増加さ
せることもなくなる。

また、直流電圧の変動を許容できるので、平滑コンデン
サの容量を小さくして運転できるようになり装置の小形
、軽量化が図られ、かつ安価なシステムを提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図、
第２図は第１図の装置の動作を説明するためのタイムチ
ャート図、第３図は従来の電力変換装置の構成図である
。 ＳＵＰ・・・交流電源、Ｌ８・・・交流リアクトル、Ｃ
０ＮＶ−・・パルス幅変調制御コンバータ、　　Ｃｄ・
・・直流平滑コンデンサ、　ＬＯＡＤ・・・負荷装置、
Ｓ、−Ｓ４・・・自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ４・・・ダイ
オード、Ｌ１〜Ｌ、・・・直流リアクトル、ＣＴ、・・
・を光検出器、ＩＳＯ・・・絶縁アンプ、Ｃ１，Ｃ１・
・・比較器、ＡＤ・・・加算器、ＭＬ・・・乗算器、　
ＤＩＶ・・・割算器、　Ｋｄ・・・演算増幅器、Ｇ斌Ｓ
）・・・電圧制御補償回路、　Ｇｒ（Ｓ）・・・電流制
御補償回路、ＰＷＭ−・・パルス幅変調制御回路。 出願人代理人　　升埋士　鈴　江　芥・、＃。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して接続
   されたパルス幅変調制御コンバータと、このパルス幅変
   調制御コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ
   と、当該平滑コンデンサを電圧源とする負荷装置とから
   なる電力変換装置において、前記平滑コンデンサに印加
   される電圧の変化に応じて前記コンバータのパルス幅変
   調制御を補正するよりにしたことを特徴とする電力変換
   装置の制御方法。