JP2586031B2 - 力率改善回路 - Google Patents
力率改善回路Info
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- JP2586031B2 JP2586031B2 JP62055079A JP5507987A JP2586031B2 JP 2586031 B2 JP2586031 B2 JP 2586031B2 JP 62055079 A JP62055079 A JP 62055079A JP 5507987 A JP5507987 A JP 5507987A JP 2586031 B2 JP2586031 B2 JP 2586031B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、交流電源端子間に接続された全波整流回路
と、この全波整流回路の出力端子間に逆流防止用ダイオ
ードを介して接続された平滑コンデンサと（以上でコン
デンサインプット型整流回路が構成される）、前記全波
整流回路の入力側または出力側に直列接続されたリアク
トルと、前記全波整流回路の出力端子間に並列接続され
たスイッチング素子とを備え、正弦波近似制御信号によ
ってスイッチング素子をスイッチングすることにより、
リアクトルのエネルギー蓄積効果を利用して高力率を保
持するように構成された力率改善回路に関する。
と、この全波整流回路の出力端子間に逆流防止用ダイオ
ードを介して接続された平滑コンデンサと（以上でコン
デンサインプット型整流回路が構成される）、前記全波
整流回路の入力側または出力側に直列接続されたリアク
トルと、前記全波整流回路の出力端子間に並列接続され
たスイッチング素子とを備え、正弦波近似制御信号によ
ってスイッチング素子をスイッチングすることにより、
リアクトルのエネルギー蓄積効果を利用して高力率を保
持するように構成された力率改善回路に関する。
＜従来の技術＞ 上記構成の従来の力率改善回路においては、前記のス
イッチング素子のオン時間を短くしてスイッチング素子
の両端電圧の大きさを増加することにより、電源電圧に
対する入力電流の位相差を減少させて力率を改善する技
術が提案されている（例えば『電気学会論文誌B 104巻
２号』（昭和59年２月）33〜40頁「双方向性スイッチに
よる整流電源入力電流波形の改善法」著者：佐々木一
郎、雨宮好文−参照）。
イッチング素子のオン時間を短くしてスイッチング素子
の両端電圧の大きさを増加することにより、電源電圧に
対する入力電流の位相差を減少させて力率を改善する技
術が提案されている（例えば『電気学会論文誌B 104巻
２号』（昭和59年２月）33〜40頁「双方向性スイッチに
よる整流電源入力電流波形の改善法」著者：佐々木一
郎、雨宮好文−参照）。
ところが、スイッチング素子のオン時間を短くする
と、リアクトルの蓄積エネルギーが少なくなり、平滑コ
ンデンサの両端の直流電圧が低くなってしまう。スイッ
チング素子の両端電圧の大きさは平滑コンデンサの両端
の直流電圧に依存するから、結局、スイッチング素子の
両端電圧を増加させることができないという根本的な問
題があった。その理由は、スイッチング素子のオン時間
しか制御していないことにある。
と、リアクトルの蓄積エネルギーが少なくなり、平滑コ
ンデンサの両端の直流電圧が低くなってしまう。スイッ
チング素子の両端電圧の大きさは平滑コンデンサの両端
の直流電圧に依存するから、結局、スイッチング素子の
両端電圧を増加させることができないという根本的な問
題があった。その理由は、スイッチング素子のオン時間
しか制御していないことにある。
そこで、本出願人は、リアクトルによるエネルギー蓄
積効果を有効利用しながら力率の改善度および制御性を
向上する力率改善回路を提案した。以下、これを第５図
に示して説明する。
積効果を有効利用しながら力率の改善度および制御性を
向上する力率改善回路を提案した。以下、これを第５図
に示して説明する。
交流電源１を接続する交流電源端子2a,2b間にチョー
クコイル等のリアクトル３を介してダイオードブリッジ
からなる全波整流回路４が接続されている。全波整流回
路４の出力端子間に逆流防止用のダイオード５を介して
平滑コンデンサ６が接続され、平滑コンデンサ６の出力
端子7a,7b間に負荷８が接続されている。この負荷８と
しては、インバータ駆動式空気調和機におけるインバー
タ回路やスイッチングレギュレータなどがある。全波整
流回路４の出力端子間にパワートランジスタやパワーMO
S・FETなどのスイッチング素子９が並列接続されてい
る。
クコイル等のリアクトル３を介してダイオードブリッジ
からなる全波整流回路４が接続されている。全波整流回
路４の出力端子間に逆流防止用のダイオード５を介して
平滑コンデンサ６が接続され、平滑コンデンサ６の出力
端子7a,7b間に負荷８が接続されている。この負荷８と
しては、インバータ駆動式空気調和機におけるインバー
タ回路やスイッチングレギュレータなどがある。全波整
流回路４の出力端子間にパワートランジスタやパワーMO
S・FETなどのスイッチング素子９が並列接続されてい
る。
また、交流電源１と全波整流回路４とを接続する電源
ラインに設けられた変流器CTがＩ−Ｖ変換回路10に接続
されて全波整流回路４に対する入力電流i0を検出する入
力電流検出回路11を構成している。Ｉ−Ｖ変換回路10
は、変流器CTがピックアップした交流の入力電流i0の平
均値I0を直流電圧VPに変換するものであり、ダイオード
ブリッジDB1、抵抗R1およびコンデンサC1から構成され
ている。
ラインに設けられた変流器CTがＩ−Ｖ変換回路10に接続
されて全波整流回路４に対する入力電流i0を検出する入
力電流検出回路11を構成している。Ｉ−Ｖ変換回路10
は、変流器CTがピックアップした交流の入力電流i0の平
均値I0を直流電圧VPに変換するものであり、ダイオード
ブリッジDB1、抵抗R1およびコンデンサC1から構成され
ている。
T1は交流電源端子2a,2b間に接続された降圧トラン
ス、12は交流電源１の電源電圧v0のゼロ電圧位相を検出
するゼロクロス検出回路であり、降圧トランスT1の出力
側に接続されたダイオードブリッジDB2および抵抗R2か
ら構成されている。
ス、12は交流電源１の電源電圧v0のゼロ電圧位相を検出
するゼロクロス検出回路であり、降圧トランスT1の出力
側に接続されたダイオードブリッジDB2および抵抗R2か
ら構成されている。
13は電源電圧波形検出回路12による電源電圧v0のゼロ
電圧位相を検出するゼロクロス検出手段である。
電圧位相を検出するゼロクロス検出手段である。
14はＩ−Ｖ変換回路10からの直流電圧VPに基づいて、
スイッチング素子９の両端電圧v1と交流電源１の電源電
圧v0との位相差φを算出する位相差演算手段である。位
相差φは、関数記号をg1,h1として、 φ＝g1（VP）＝h1（I0） …… で表すことができる。
スイッチング素子９の両端電圧v1と交流電源１の電源電
圧v0との位相差φを算出する位相差演算手段である。位
相差φは、関数記号をg1,h1として、 φ＝g1（VP）＝h1（I0） …… で表すことができる。
15は変調度Ｈ（定数）と位相差φとに基づいて、ゼロ
クロス検出手段13によるゼロ電圧位相を基準として、基
準正弦波vKを、式、 vK＝H sin（θ−φ） …… に従って作成する基準正弦波作成手段である。式にお
けるθは交流電源１の電源電圧v0の位相であり、電源周
波数をＦとすると、θ＝２πFtである。
クロス検出手段13によるゼロ電圧位相を基準として、基
準正弦波vKを、式、 vK＝H sin（θ−φ） …… に従って作成する基準正弦波作成手段である。式にお
けるθは交流電源１の電源電圧v0の位相であり、電源周
波数をＦとすると、θ＝２πFtである。
式，から、 vK＝H sin（θ−h1（I0）） …… である。この従来例においては、変調度Ｈは、負荷８に
供給すべき必要な直流電圧VDCを一定にするために所定
の一定値に決めるべきであるとすることから、変調度Ｈ
を常に一定に維持するように構成してある。従って、基
準正弦波vKは、結局、検出した入力電流値I0に基づいて
作成されることになる。
供給すべき必要な直流電圧VDCを一定にするために所定
の一定値に決めるべきであるとすることから、変調度Ｈ
を常に一定に維持するように構成してある。従って、基
準正弦波vKは、結局、検出した入力電流値I0に基づいて
作成されることになる。
16はスイッチング素子９をオン・オフ制御するための
正弦波近似PWM信号S1を基準正弦波vKに基づいて作成す
る正弦波近似PWM波形作成手段である。正弦波近似PWM信
号S1は、スイッチング素子９の両端電圧v1が正弦波に近
づく電圧となるようにするための信号である。
正弦波近似PWM信号S1を基準正弦波vKに基づいて作成す
る正弦波近似PWM波形作成手段である。正弦波近似PWM信
号S1は、スイッチング素子９の両端電圧v1が正弦波に近
づく電圧となるようにするための信号である。
前述のゼロクロス検出手段13、位相差演算手段14、基
準正弦波作成手段15および正弦波近似PWM波形作成手段1
6は、マイクロコンピュータのCPU17によるソフト処理に
よって実現される。
準正弦波作成手段15および正弦波近似PWM波形作成手段1
6は、マイクロコンピュータのCPU17によるソフト処理に
よって実現される。
次に、動作原理を説明する。説明の都合上、入力電流
をi0（θ）で表す。
をi0（θ）で表す。
スイッチング素子９の両端電圧v1の基本波分の位相が
電源電圧v0に対してφだけ遅れているから、 となる。このときの電圧方程式は、 と表せる。式の両辺を積分して入力電流i0（θ）を求
めると、 が得られる。ただし、 である。電源電圧v0に対する入力電流i0（θ）の位相差
をδとすると、式から、 である。入力電流i0（θ）と電源電圧v0とが同相、即
ち、δ＝０のとき、式から、 V0−V1 cosφ＝０ …… である。また、このときの入力電流i0（θ）の大きさI0
は、式を式に代入して、 となる。式から、 cosφ＝V0/V1 …… 式から、 sinφ＝ωＬ・I0/V1 …… 従って、 tanφ＝ωＬ・I0/V0 …… 以上のことから、任意の入力電流i0（θ）について、
入力電流i0（θ）の位相と電源電圧v0の位相とを同相
（δ＝０）にするためのスイッチング素子９の両端電圧
v1の位相差φの条件は、式より、 である。
電源電圧v0に対してφだけ遅れているから、 となる。このときの電圧方程式は、 と表せる。式の両辺を積分して入力電流i0（θ）を求
めると、 が得られる。ただし、 である。電源電圧v0に対する入力電流i0（θ）の位相差
をδとすると、式から、 である。入力電流i0（θ）と電源電圧v0とが同相、即
ち、δ＝０のとき、式から、 V0−V1 cosφ＝０ …… である。また、このときの入力電流i0（θ）の大きさI0
は、式を式に代入して、 となる。式から、 cosφ＝V0/V1 …… 式から、 sinφ＝ωＬ・I0/V1 …… 従って、 tanφ＝ωＬ・I0/V0 …… 以上のことから、任意の入力電流i0（θ）について、
入力電流i0（θ）の位相と電源電圧v0の位相とを同相
（δ＝０）にするためのスイッチング素子９の両端電圧
v1の位相差φの条件は、式より、 である。
即ち、式の条件を満たすようにスイッチング素子９
の両端電圧v1の位相差φを制御すれば、任意の入力電流
i0（θ）について、入力電流i0（θ）を電源電圧v0と同
相（δ＝０）にすることが可能である。
の両端電圧v1の位相差φを制御すれば、任意の入力電流
i0（θ）について、入力電流i0（θ）を電源電圧v0と同
相（δ＝０）にすることが可能である。
変流器CTによってピックアップされた入力電流i0の大
きさI0はＩ−Ｖ変換回路10によって直流電圧VPに変換さ
れた後、CPU17に読み込まれる。また、電源電圧波形検
出回路12の出力によってゼロクロス検出手段13が交流電
源１の電源電圧v0のゼロ電圧位相を検出する。
きさI0はＩ−Ｖ変換回路10によって直流電圧VPに変換さ
れた後、CPU17に読み込まれる。また、電源電圧波形検
出回路12の出力によってゼロクロス検出手段13が交流電
源１の電源電圧v0のゼロ電圧位相を検出する。
CPU17による位相差演算手段14は、読み込んだ入力電
流値I0に基づいてスイッチング素子９の両端電圧v1と交
流電源１の電源電圧v0との位相差φを算出し、基準正弦
波作成手段15は、ゼロクロス検出手段13が交流電源１の
電源電圧v0のゼロクロスの位相を検出したタイミングか
ら位相差φだけ遅らせて基準正弦波vK＝H sin（θ−
φ）を作成し、正弦波近似PWM波形作成手段16は、基準
正弦波vKとキャリア波（三角波）とに基づいて正弦波近
似PWM信号S1を作成し、その正弦波近似PWM信号S1に基づ
いてスイッチング素子９をスイッチング制御する。
流値I0に基づいてスイッチング素子９の両端電圧v1と交
流電源１の電源電圧v0との位相差φを算出し、基準正弦
波作成手段15は、ゼロクロス検出手段13が交流電源１の
電源電圧v0のゼロクロスの位相を検出したタイミングか
ら位相差φだけ遅らせて基準正弦波vK＝H sin（θ−
φ）を作成し、正弦波近似PWM波形作成手段16は、基準
正弦波vKとキャリア波（三角波）とに基づいて正弦波近
似PWM信号S1を作成し、その正弦波近似PWM信号S1に基づ
いてスイッチング素子９をスイッチング制御する。
正弦波近似PWM信号S1の一例を第６図に示す。
基準正弦波vK＝H sin（θ−φ）は電源電圧v0よりも
位相がφだけ遅れている。この基準正弦波vKに基づいて
作成された正弦波近似PWM信号S1は矩形波である。この
正弦波近似PWM信号S1によってスイッチング素子９がス
イッチングされた場合のスイッチング素子９の両端電圧
v1の基本波分は、電源電圧v0に対してφだけ位相の遅れ
た波形となる。
位相がφだけ遅れている。この基準正弦波vKに基づいて
作成された正弦波近似PWM信号S1は矩形波である。この
正弦波近似PWM信号S1によってスイッチング素子９がス
イッチングされた場合のスイッチング素子９の両端電圧
v1の基本波分は、電源電圧v0に対してφだけ位相の遅れ
た波形となる。
スイッチング素子９の両端電圧１の大きさV1を一定
にして（変調度Ｈ一定）、電源電圧０とスイッチング
素子９の両端電圧１との位相差φを減少させると（第
７図（Ａ）→（Ｂ））、リアクトル３の両端電圧ｊωＬ
０が入力電流０に対して常に直交するという関係か
ら、電源電圧０に対する入力電流０の位相差δを減
少させることができる。そして、この位相差δがゼロに
なるように、正弦波近似PWM信号S1を作成してスイッチ
ング素子９の両端電圧１の位相φを制御するから、入
力電流i0を正弦波状にでき、かつ、入力電流i0と交流電
源１の電源電圧v0との位相差δをゼロに近づけて基本波
力率を１に近づけることができる。
にして（変調度Ｈ一定）、電源電圧０とスイッチング
素子９の両端電圧１との位相差φを減少させると（第
７図（Ａ）→（Ｂ））、リアクトル３の両端電圧ｊωＬ
０が入力電流０に対して常に直交するという関係か
ら、電源電圧０に対する入力電流０の位相差δを減
少させることができる。そして、この位相差δがゼロに
なるように、正弦波近似PWM信号S1を作成してスイッチ
ング素子９の両端電圧１の位相φを制御するから、入
力電流i0を正弦波状にでき、かつ、入力電流i0と交流電
源１の電源電圧v0との位相差δをゼロに近づけて基本波
力率を１に近づけることができる。
＜発明が解決しようとする問題点＞ しかしながら、このような構成を有する提案例の場合
には、次のような問題点がある。
には、次のような問題点がある。
即ち、電源電圧v0が変動すると、これに伴って平滑コ
ンデンサ６の両端の直流電圧VDCも比例的に変動してし
まうという問題である。例えば、第８図で縦軸方向での
比較から判るように、電源電圧v0が定格電圧に比べて10
％上昇すると、直流電圧VDCも10％上昇し、電源電圧v0
が定格電圧に比べて10％低下すると、直流電圧VDCも10
％低下する。
ンデンサ６の両端の直流電圧VDCも比例的に変動してし
まうという問題である。例えば、第８図で縦軸方向での
比較から判るように、電源電圧v0が定格電圧に比べて10
％上昇すると、直流電圧VDCも10％上昇し、電源電圧v0
が定格電圧に比べて10％低下すると、直流電圧VDCも10
％低下する。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、
電源電圧v0の変動にもかかわらず、平滑コンデンサ両端
の直流電圧VDCの変動を抑制することを目的とする。
電源電圧v0の変動にもかかわらず、平滑コンデンサ両端
の直流電圧VDCの変動を抑制することを目的とする。
＜問題点を解決するための手段＞ 本発明は、このような目的を達成するために、次のよ
うな構成をとる。
うな構成をとる。
即ち、本発明の力率改善回路は、 交流電源端子（2a,2b）間に接続された全波整流回路
（４）と、この全波整流回路（４）の出力端子間に逆流
防止用ダイオード（５）を介して接続された平滑コンデ
ンサ（６）と、前記全波整流回路（４）の入力側または
出力側に直列接続されたリアクトル（３）と、前記全波
整流回路（４）の出力端子間に並列接続されたスイッチ
ング素子（９）とを備えた力率改善回路であって、 交流電源電圧（v0）のゼロ電圧位相を検出するゼロク
ロス検出手段（13）と、 前記全波整流回路（４）に対する入力電流（i0）を検
出する入力電流検出回路（11）と、 交流電源電圧（v0）を検出する電源電圧検出回路（1
8）と、 この電源電圧検出回路（18）が検出した電源電圧値
（V0）に基づいて変調度（Ｈ）を算出する変調度演算手
段（19）と、 前記入力電流検出回路（11）が検出した入力電流値
（I0）に基づいて前記スイッチング素子（９）の両端電
圧（v1）の、交流電源電圧（v0）に対する位相差（φ）
を算出する位相差演算手段（14）と、 算出された変調度（Ｈ）および算出された位相差
（φ）に基づいて、前記ゼロクロス検出手段（13）によ
るゼロ電圧位相を基準として基準正弦波（vK＝H sin
（θ−φ）；ただしθは交流電源電圧（v0）の位相）を
作成する基準正弦波作成手段（15）と、 前記スイッチング素子（９）の両端電圧（v1）の波形
を正弦波に近似させる正弦波近似制御信号（S1）を前記
基準正弦波（vK）に基づいて作成し前記スイッチング素
子（９）に与える正弦波近似制御波形作成手段（16） とを備えたものである。
（４）と、この全波整流回路（４）の出力端子間に逆流
防止用ダイオード（５）を介して接続された平滑コンデ
ンサ（６）と、前記全波整流回路（４）の入力側または
出力側に直列接続されたリアクトル（３）と、前記全波
整流回路（４）の出力端子間に並列接続されたスイッチ
ング素子（９）とを備えた力率改善回路であって、 交流電源電圧（v0）のゼロ電圧位相を検出するゼロク
ロス検出手段（13）と、 前記全波整流回路（４）に対する入力電流（i0）を検
出する入力電流検出回路（11）と、 交流電源電圧（v0）を検出する電源電圧検出回路（1
8）と、 この電源電圧検出回路（18）が検出した電源電圧値
（V0）に基づいて変調度（Ｈ）を算出する変調度演算手
段（19）と、 前記入力電流検出回路（11）が検出した入力電流値
（I0）に基づいて前記スイッチング素子（９）の両端電
圧（v1）の、交流電源電圧（v0）に対する位相差（φ）
を算出する位相差演算手段（14）と、 算出された変調度（Ｈ）および算出された位相差
（φ）に基づいて、前記ゼロクロス検出手段（13）によ
るゼロ電圧位相を基準として基準正弦波（vK＝H sin
（θ−φ）；ただしθは交流電源電圧（v0）の位相）を
作成する基準正弦波作成手段（15）と、 前記スイッチング素子（９）の両端電圧（v1）の波形
を正弦波に近似させる正弦波近似制御信号（S1）を前記
基準正弦波（vK）に基づいて作成し前記スイッチング素
子（９）に与える正弦波近似制御波形作成手段（16） とを備えたものである。
＜作用＞ 本発明の構成による作用は、次の通りである。
即ち、位相差演算手段（14）が入力電流値（I0）に基
づいてスイッチング素子（９）の両端電圧（v1）の交流
電源電圧（v0）に対する位相差（φ）を算出し、変調度
演算手段（19）が電源電圧値（V0）に基づいてその電源
電圧値（V0）に応じた変調度（Ｈ）を算出する。
づいてスイッチング素子（９）の両端電圧（v1）の交流
電源電圧（v0）に対する位相差（φ）を算出し、変調度
演算手段（19）が電源電圧値（V0）に基づいてその電源
電圧値（V0）に応じた変調度（Ｈ）を算出する。
そして、基準正弦波作成手段（15）が交流電源電圧
（v0）のゼロクロスのタイミングから位相差（φ）だけ
遅らせて、位相差演算手段（14）が算出した位相差
（φ）と変調度演算手段（19）が算出した変調度（Ｈ）
とに基づいて基準正弦波（vK）を作成し、正弦波近似制
御波形作成手段（16）が基準正弦波（vK）に基づいて正
弦波近似制御信号（S1）を作成してスイッチング素子
（９）に出力する。
（v0）のゼロクロスのタイミングから位相差（φ）だけ
遅らせて、位相差演算手段（14）が算出した位相差
（φ）と変調度演算手段（19）が算出した変調度（Ｈ）
とに基づいて基準正弦波（vK）を作成し、正弦波近似制
御波形作成手段（16）が基準正弦波（vK）に基づいて正
弦波近似制御信号（S1）を作成してスイッチング素子
（９）に出力する。
このようにスイッチング素子（９）を制御すると、入
力電流（i0）が正弦波状になるとともに、交流電源電圧
（v0）に対する入力電流（i0）の位相差（δ）がゼロに
近づく。
力電流（i0）が正弦波状になるとともに、交流電源電圧
（v0）に対する入力電流（i0）の位相差（δ）がゼロに
近づく。
しかも、電源電圧値（V0）の変動にかかわらず、常
に、平滑コンデンサ（６）の両端の直流電圧（VDC）は
一定に保持されることになる。
に、平滑コンデンサ（６）の両端の直流電圧（VDC）は
一定に保持されることになる。
＜実施例＞ 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明す
る。
る。
第１図は実施例に係る力率改善回路の回路図である。
第１図において、従来例に係る第５図に示したのと同一
符号は、その符号が示す部品，部分等と同じものを示
す。接続関係等についても本実施例と従来例とは同様で
ある。
第１図において、従来例に係る第５図に示したのと同一
符号は、その符号が示す部品，部分等と同じものを示
す。接続関係等についても本実施例と従来例とは同様で
ある。
本実施例において、従来例と異なる構成は次のとおり
である。
である。
電源電圧波形検出回路12におけるダイオードブリッジ
DB2の出力端子間に、交流電源１の電源電圧v0の大きさV
0を検出する電源電圧検出回路18が接続されている。こ
の電源電圧検出回路18は、抵抗R3とコンデンサC2の並列
回路で構成され、電源電圧値V0を電圧VRに変換して出力
する。
DB2の出力端子間に、交流電源１の電源電圧v0の大きさV
0を検出する電源電圧検出回路18が接続されている。こ
の電源電圧検出回路18は、抵抗R3とコンデンサC2の並列
回路で構成され、電源電圧値V0を電圧VRに変換して出力
する。
CPU17は、電源電圧検出回路18からの電圧VRに基づい
て基準正弦波vK＝H sin（θ−φ）における変調度Ｈを
算出する変調度演算手段19をソフト的に有している。
て基準正弦波vK＝H sin（θ−φ）における変調度Ｈを
算出する変調度演算手段19をソフト的に有している。
変調度Ｈは、関数記号をg2,h2として、 Ｈ＝g2（VR）＝h2（V0） …… で表すことができる。
このように、変調度Ｈを電源電圧値V0の変化に応じて
調整する点が従来例と異なるところである。
調整する点が従来例と異なるところである。
一方、スイッチング素子９の両端電圧v1と交流電源１
の電源電圧v0との位相差φは、従来例と同様に、前述の
式のとおり、 φ＝g1（VP）＝h1（I0） のように、入力電流値I0の変化に応じて調整する。従っ
て、基準正弦波vK＝H sin（θ−φ）は、 vK＝h2（V0）sin（θ−h1（I0）） …… となり、基準正弦波vKは、入力電流値I0と電源電圧値V0
とに応じて作成される。
の電源電圧v0との位相差φは、従来例と同様に、前述の
式のとおり、 φ＝g1（VP）＝h1（I0） のように、入力電流値I0の変化に応じて調整する。従っ
て、基準正弦波vK＝H sin（θ−φ）は、 vK＝h2（V0）sin（θ−h1（I0）） …… となり、基準正弦波vKは、入力電流値I0と電源電圧値V0
とに応じて作成される。
ここで、変調度Ｈと電源電圧値V0との関係を調べてみ
る。
る。
第２図は、入力電流０と電源電圧０との位相差δ
がゼロの場合のベクトル図である。電源電圧０とリア
クトル３の両端電圧ｊωＬ０とが直交するから、 V0＝V1 cosφ …… となる。
がゼロの場合のベクトル図である。電源電圧０とリア
クトル３の両端電圧ｊωＬ０とが直交するから、 V0＝V1 cosφ …… となる。
第３図（Ａ），（Ｂ）はスイッチング素子９の両端電
圧v1と変調度Ｈ（スイッチング素子９の最大のOFF期間T
OFFmax）との関係を示す図である。スイッチング素子９
のOFF期間において、全波整流回路４から平滑コンデン
サ６に対する充電が行われ、スイッチング素子９のON期
間において、平滑コンデンサ６への充電が停止される。
正弦波近似PWM信号S1を作成するもとになるキャリア波
（三角波）の周期をＴ、スイッチング素子９のOFF期間
のうちの最大のOFF期間をTOFFmaxとすると、式におけ
る変調度Ｈは、 Ｈ＝TOFFmax/T …… で表される（０＜Ｈ≦１）。
圧v1と変調度Ｈ（スイッチング素子９の最大のOFF期間T
OFFmax）との関係を示す図である。スイッチング素子９
のOFF期間において、全波整流回路４から平滑コンデン
サ６に対する充電が行われ、スイッチング素子９のON期
間において、平滑コンデンサ６への充電が停止される。
正弦波近似PWM信号S1を作成するもとになるキャリア波
（三角波）の周期をＴ、スイッチング素子９のOFF期間
のうちの最大のOFF期間をTOFFmaxとすると、式におけ
る変調度Ｈは、 Ｈ＝TOFFmax/T …… で表される（０＜Ｈ≦１）。
一方、平滑コンデンサ６の両端の直流電圧VDCは、 ところで、入力電流i0と交流電源１の電源電圧v0との
位相差δをゼロにするときには、式から、 V1/V0/cosφ …… 式，，より、 式より、 位相差δをゼロにするときには、そのとき入力電流値
I0に応じて式よりcosφがある値に決まる。従って、
電源電圧値V0の変動にもかかわらず、直流電圧VDCが一
定であるときには、式において、 とおいて、 Ｈ＝ｋ・V0 …… 即ち、変調度Ｈを電源電圧値V0の変動に応じて条件式
に従って制御すると、電源電圧値V0の変動にもかかわ
らず常に直流電圧VDCを一定に維持することができる。
条件式を図示すると、第４図のようになる。
位相差δをゼロにするときには、式から、 V1/V0/cosφ …… 式，，より、 式より、 位相差δをゼロにするときには、そのとき入力電流値
I0に応じて式よりcosφがある値に決まる。従って、
電源電圧値V0の変動にもかかわらず、直流電圧VDCが一
定であるときには、式において、 とおいて、 Ｈ＝ｋ・V0 …… 即ち、変調度Ｈを電源電圧値V0の変動に応じて条件式
に従って制御すると、電源電圧値V0の変動にもかかわ
らず常に直流電圧VDCを一定に維持することができる。
条件式を図示すると、第４図のようになる。
変調度演算手段19は、Ｈ＝g2（VR）ひいては、上記の
条件式に従って、そのときの電源電圧値V0に応じた変
調度Ｈを算出するものである。
条件式に従って、そのときの電源電圧値V0に応じた変
調度Ｈを算出するものである。
さて、変流器CTによってピックアップされた入力電流
i0の大きさI0はＩ−Ｖ変換回路10によって直流電圧VPに
変換された後、CPU17に読み込まれる。また、交流電源
１の電源電圧v0のゼロ電圧位相が電源電圧波形検出回路
12からCPU17に読み込まれる。さらに、電源電圧検出回
路18が電源電圧値V0を電圧VRとしてCPU17に出力する。
i0の大きさI0はＩ−Ｖ変換回路10によって直流電圧VPに
変換された後、CPU17に読み込まれる。また、交流電源
１の電源電圧v0のゼロ電圧位相が電源電圧波形検出回路
12からCPU17に読み込まれる。さらに、電源電圧検出回
路18が電源電圧値V0を電圧VRとしてCPU17に出力する。
CPU17による位相差演算手段14は、読み込んだ入力電
流値I0に基づいてスイッチング素子９の両端電圧v1と交
流電源１の電源電圧v0との位相差φを算出し、変調度演
算手段19は、読み取った電源電圧値V0およびcosφに基
づいて条件式に従って変調度Ｈを算出する。
流値I0に基づいてスイッチング素子９の両端電圧v1と交
流電源１の電源電圧v0との位相差φを算出し、変調度演
算手段19は、読み取った電源電圧値V0およびcosφに基
づいて条件式に従って変調度Ｈを算出する。
基準正弦波作成手段15は、ゼロクロス検出手段13が交
流電源１の電源電圧v0のゼロクロスの位相を検出したタ
イミングから位相差φだけ遅らせて、位相差演算手段14
が算出した位相差φと、変調度演算手段19が算出した変
調度Ｈとに基づいて基準正弦波vK＝H sin（θ−φ）を
作成し、正弦波近似PWM波形作成手段16は、基準正弦波v
Kとキャリア波（三角波）とに基づいて正弦波近似PWM信
号S1を作成し、その正弦波近似PWM信号S1に基づいてス
イッチング素子９をスイッチング制御する。
流電源１の電源電圧v0のゼロクロスの位相を検出したタ
イミングから位相差φだけ遅らせて、位相差演算手段14
が算出した位相差φと、変調度演算手段19が算出した変
調度Ｈとに基づいて基準正弦波vK＝H sin（θ−φ）を
作成し、正弦波近似PWM波形作成手段16は、基準正弦波v
Kとキャリア波（三角波）とに基づいて正弦波近似PWM信
号S1を作成し、その正弦波近似PWM信号S1に基づいてス
イッチング素子９をスイッチング制御する。
このようにスイッチング素子９をスイッチング制御す
ると、入力電流i0は、結局、式，から、 となり、入力電流i0を正弦波に近似した波形とすること
ができるとともに、入力電流i0と交流電源１の電源電圧
v0との位相差δをゼロに近づけて基本波力率を１に近づ
けることができる。
ると、入力電流i0は、結局、式，から、 となり、入力電流i0を正弦波に近似した波形とすること
ができるとともに、入力電流i0と交流電源１の電源電圧
v0との位相差δをゼロに近づけて基本波力率を１に近づ
けることができる。
しかも、電源電圧値V0の変動にかかわらず、常に、平
滑コンデンサ６の両端の直流電圧VDCを一定に維持する
ことができる。
滑コンデンサ６の両端の直流電圧VDCを一定に維持する
ことができる。
一方、高調波分は無効電力になるので、これをできる
だけ小さくするのが望ましく、そのために、スイッチン
グ素子９に対するスイッチングの周波数を高くして、高
速スイッチングを行うことにより、高調波分による無効
電力を抑える。
だけ小さくするのが望ましく、そのために、スイッチン
グ素子９に対するスイッチングの周波数を高くして、高
速スイッチングを行うことにより、高調波分による無効
電力を抑える。
以上の相乗によって、全体として総合力率を改善して
いる。
いる。
なお、上記実施例では、リアクトル３は全波整流回路
４の前段に挿入したが、リアクトル３を全波整流回路４
の出力端子とダイオード５のアノードとの間に挿入して
もよい。
４の前段に挿入したが、リアクトル３を全波整流回路４
の出力端子とダイオード５のアノードとの間に挿入して
もよい。
＜発明の効果＞ 本発明によれば、次の効果が発揮される。
即ち、基準正弦波（vK）を位相差演算手段（14）が算
出した位相差（φ）のみに基づいて作成するのではな
く、この位相差（φ）と、変調度演算手段（19）が電源
電圧値（V0）に応じて算出した変調度（Ｈ）とに応じて
作成するから、電源電圧値（V0）の変動にかかわらず、
常に、平滑コンデンサ（６）の両端の直流電圧（VDC）
は一定に維持することができる。
出した位相差（φ）のみに基づいて作成するのではな
く、この位相差（φ）と、変調度演算手段（19）が電源
電圧値（V0）に応じて算出した変調度（Ｈ）とに応じて
作成するから、電源電圧値（V0）の変動にかかわらず、
常に、平滑コンデンサ（６）の両端の直流電圧（VDC）
は一定に維持することができる。
もちろん、入力電流（i0）を正弦波状にするととも
に、交流電源電圧（v0）に対する入力電流（i0）の位相
差（δ）をゼロに近づけて高い力率を得ることができ
る。
に、交流電源電圧（v0）に対する入力電流（i0）の位相
差（δ）をゼロに近づけて高い力率を得ることができ
る。
第１図ないし第４図は本発明の実施例に係り、第１図は
力率改善回路の回路図、第２図は動作説明に供するベク
トル図、第３図は波形図、第４図は電源電圧値V0に対す
る変調度Ｈの特性図である。第５図ないし第８図は従来
例に係り、第５図は力率改善回路の回路図、第６図は波
形図、第７図はベクトル図、第８図は電源電圧と直流電
圧との関係を示す図である。 １……交流電源 2a,2b……交流電源端子 ３……リアクトル ４……全波整流回路 ５……逆流防止用ダイオード ６……平滑コンデンサ ９……スイッチング素子 11……入力電流検出回路 13……ゼロクロス検出手段 14……位相差演算手段 15……基準正弦波作成手段 16……正弦波近似制御波形作成手段 18……電源電圧検出回路 19……変調度演算手段 v0……交流電源電圧 V0……電源電圧値 i0……入力電流 I0……入力電流値 v1……スイッチング素子の両端電圧 φ……v0に対するv1の位相差 θ……電源電圧の位相 Ｈ……変調度 vK……基準正弦波 S1……正弦波近似PWM信号
力率改善回路の回路図、第２図は動作説明に供するベク
トル図、第３図は波形図、第４図は電源電圧値V0に対す
る変調度Ｈの特性図である。第５図ないし第８図は従来
例に係り、第５図は力率改善回路の回路図、第６図は波
形図、第７図はベクトル図、第８図は電源電圧と直流電
圧との関係を示す図である。 １……交流電源 2a,2b……交流電源端子 ３……リアクトル ４……全波整流回路 ５……逆流防止用ダイオード ６……平滑コンデンサ ９……スイッチング素子 11……入力電流検出回路 13……ゼロクロス検出手段 14……位相差演算手段 15……基準正弦波作成手段 16……正弦波近似制御波形作成手段 18……電源電圧検出回路 19……変調度演算手段 v0……交流電源電圧 V0……電源電圧値 i0……入力電流 I0……入力電流値 v1……スイッチング素子の両端電圧 φ……v0に対するv1の位相差 θ……電源電圧の位相 Ｈ……変調度 vK……基準正弦波 S1……正弦波近似PWM信号
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源端子（2a,2b）間に接続された全
波整流回路（４）と、この全波整流回路（４）の出力端
子間に逆流防止用ダイオード（５）を介して接続された
平滑コンデンサ（６）と、前記全波整流回路（４）の入
力側または出力側に直列接続されたリアクトル（３）
と、前記全波整流回路（４）の出力端子間に並列接続さ
れたスイッチング素子（９）とを備えた力率改善回路で
あって、 交流電源電圧（v0）のゼロ電圧位相を検出するゼロクロ
ス検出手段（13）と、 前記全波整流回路（４）に対する入力電流（i0）を検出
する入力電流検出回路（11）と、 前記入力電流検出回路（11）が検出した入力電流値
（I0）に基づいて前記スイッチング素子（９）の両端電
圧（v1）の、交流電源電圧（v0）に対する位相差（φ）
を算出する位相差演算手段（14）と、 交流電源電圧（v0）を検出する電源電圧検出回路（18）
と、 前記位相差演算手段（14）が算出した位相差（φ）と前
記電源電圧検出回路（18）が検出した電源電圧値（V0）
とに基づいて変調度（Ｈ）を算出する変調度演算手段
（19）と、 算出された変調度（Ｈ）および算出された位相差（φ）
に基づいて、前記ゼロクロス検出手段（13）によるゼロ
電圧位相を基準として基準正弦波（vK＝Hsin（θ−
φ）；ただしθは交流電源電圧（v0）の位相）を作成す
る基準正弦波作成手段（15）と、 前記スイッチング素子（９）の両端電圧（v1）の波形を
正弦波に近似させる正弦波近似制御信号（S1）を前記基
準正弦波（vK）に基づいて作成し前記スイッチング素子
（９）に与える正弦波近似制御波形作成手段（16） とを備えた力率改善回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62055079A JP2586031B2 (ja) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | 力率改善回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62055079A JP2586031B2 (ja) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | 力率改善回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63224671A JPS63224671A (ja) | 1988-09-19 |
| JP2586031B2 true JP2586031B2 (ja) | 1997-02-26 |
Family
ID=12988698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62055079A Expired - Lifetime JP2586031B2 (ja) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | 力率改善回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2586031B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0426379A (ja) * | 1990-05-18 | 1992-01-29 | Fujitsu General Ltd | インバータ電源装置 |
| JP2769475B2 (ja) * | 1990-06-08 | 1998-06-25 | 国華 王 | 直流電源装置 |
| JPH04364396A (ja) * | 1991-06-07 | 1992-12-16 | Fujitsu General Ltd | 空気調和機の制御方法 |
| JPH04364397A (ja) * | 1991-06-07 | 1992-12-16 | Fujitsu General Ltd | 空気調和機の制御方法 |
| JP5416645B2 (ja) * | 2010-04-23 | 2014-02-12 | パナソニック株式会社 | 放電灯点灯装置および車両用前照灯装置 |
| JP2012178944A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-13 | Sanyo Electric Co Ltd | 電力変換装置、電力変換システム、およびモータインバータ |
| JP7300278B2 (ja) * | 2019-02-22 | 2023-06-29 | Ntn株式会社 | スイッチング電源用ｐｗｍ制御装置 |
| CN110879626A (zh) * | 2019-12-13 | 2020-03-13 | 南京中感微电子有限公司 | 一种低电源电压下的基准电路 |
-
1987
- 1987-03-10 JP JP62055079A patent/JP2586031B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63224671A (ja) | 1988-09-19 |
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