JPH04364397A - 空気調和機の制御方法 - Google Patents
空気調和機の制御方法Info
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- JPH04364397A JPH04364397A JP3181527A JP18152791A JPH04364397A JP H04364397 A JPH04364397 A JP H04364397A JP 3181527 A JP3181527 A JP 3181527A JP 18152791 A JP18152791 A JP 18152791A JP H04364397 A JPH04364397 A JP H04364397A
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Links
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
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- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
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Landscapes
- Air Conditioning Control Device (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は空気調和機に係わり、更
に詳しくは、入力電流を制御し、力率の向上および高調
波の低減を図る空気調和機の制御方法に関するものであ
る。
に詳しくは、入力電流を制御し、力率の向上および高調
波の低減を図る空気調和機の制御方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の空気調和機においては、
交流電源を直流に変換し、この直流をインバータ部に供
給するとともに、マイクロコンピュータにて圧縮機をイ
ンバータ制御するためのＰＷＭ波形を生成し、このＰＷ
Ｍ波形に応じて上記インバータ部を制御するようになっ
ている。ところで、交流電源を直流に変換する電源回路
は一般的にコンデンサ入力形になっているが、このよう
な電源回路は入力電流が歪波となるため入力力率が悪く
、また、高調波電流を発生する。そこで、この入力力率
を改善し、高調波を低減するために、例えば図５に示す
ように交流／直流変換回路２１、つまり交流電源２２と
インバータ部２３の間には電源と閉回路を構成するリア
クタ２４およびスイッチング素子２５による入力電流制
御回路が設けられており、そのスイッチング素子２５を
高速でオン、オフ制御し、入力電流波形が略正弦波とな
るようにしている。しかし、スイッチング素子のオンに
より、そのスイッチング素子には電流が流れるため損失
が生じ上記交流／直流変換回路２１の交換効率が悪化す
る。この損失をできるだけ少なくするため、入力電流を
検出する直流電流センサ２６と、この検出電流の瞬時値
を得る瞬時値変換回路２７と、この瞬時値電流の平均値
を得る平均値変換回路２８と、この平均値と瞬時値とを
比較する比較器２９等を備え、その入力電流の瞬時値が
平均値を超えているときには上記スイッチング素子２５
のオン，オフを停止制御するようにしている。
交流電源を直流に変換し、この直流をインバータ部に供
給するとともに、マイクロコンピュータにて圧縮機をイ
ンバータ制御するためのＰＷＭ波形を生成し、このＰＷ
Ｍ波形に応じて上記インバータ部を制御するようになっ
ている。ところで、交流電源を直流に変換する電源回路
は一般的にコンデンサ入力形になっているが、このよう
な電源回路は入力電流が歪波となるため入力力率が悪く
、また、高調波電流を発生する。そこで、この入力力率
を改善し、高調波を低減するために、例えば図５に示す
ように交流／直流変換回路２１、つまり交流電源２２と
インバータ部２３の間には電源と閉回路を構成するリア
クタ２４およびスイッチング素子２５による入力電流制
御回路が設けられており、そのスイッチング素子２５を
高速でオン、オフ制御し、入力電流波形が略正弦波とな
るようにしている。しかし、スイッチング素子のオンに
より、そのスイッチング素子には電流が流れるため損失
が生じ上記交流／直流変換回路２１の交換効率が悪化す
る。この損失をできるだけ少なくするため、入力電流を
検出する直流電流センサ２６と、この検出電流の瞬時値
を得る瞬時値変換回路２７と、この瞬時値電流の平均値
を得る平均値変換回路２８と、この平均値と瞬時値とを
比較する比較器２９等を備え、その入力電流の瞬時値が
平均値を超えているときには上記スイッチング素子２５
のオン，オフを停止制御するようにしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記空
気調和機の制御方法においては、スイッチング素子２５
を制御するのに図５に示されるような直流電流センサ２
６、瞬時値変換回路２７、平均値変換回路２８、比較器
２９、出力電流センサ３０、平均値変換回路３１、スイ
ッチング電流センサ３２、比較器３３、および発振回路
３４が必要であり、部品点数が多くて組立工数も増加し
、コストが上昇するとともに、信頼性が低下するという
問題点があった。したがって、本発明においては上記の
課題を解決し、低コストにより、入力力率を改善し、高
調波を低減し、交流／直流変換の変換効率の悪化を少な
く抑えることができる空気調和機の制御方法を提供する
ことを目的としている。
気調和機の制御方法においては、スイッチング素子２５
を制御するのに図５に示されるような直流電流センサ２
６、瞬時値変換回路２７、平均値変換回路２８、比較器
２９、出力電流センサ３０、平均値変換回路３１、スイ
ッチング電流センサ３２、比較器３３、および発振回路
３４が必要であり、部品点数が多くて組立工数も増加し
、コストが上昇するとともに、信頼性が低下するという
問題点があった。したがって、本発明においては上記の
課題を解決し、低コストにより、入力力率を改善し、高
調波を低減し、交流／直流変換の変換効率の悪化を少な
く抑えることができる空気調和機の制御方法を提供する
ことを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の課題を解
決するためになされたものであり、交流電源を交流／直
流変換手段により直流に変換し、圧縮機をインバータ制
御するためのインバータ部に供給するようにしてなる空
気調和機において、上記交流／直流変換手段に、上記交
流電源と閉回路を構成する少なくともリアクタおよびス
イッチング素子を設け、同スイッチング素子を入力交流
のゼロクロス点から入力交流の所定周期分、入力電流に
応じたスイッチングパターンでスイッチング制御すると
ともに、このスイッチングパターンは入力交流のゼロク
ロス点から所定時間毎にオン時間を変えたものとした。
決するためになされたものであり、交流電源を交流／直
流変換手段により直流に変換し、圧縮機をインバータ制
御するためのインバータ部に供給するようにしてなる空
気調和機において、上記交流／直流変換手段に、上記交
流電源と閉回路を構成する少なくともリアクタおよびス
イッチング素子を設け、同スイッチング素子を入力交流
のゼロクロス点から入力交流の所定周期分、入力電流に
応じたスイッチングパターンでスイッチング制御すると
ともに、このスイッチングパターンは入力交流のゼロク
ロス点から所定時間毎にオン時間を変えたものとした。
【０００５】
【作用】上記の構成であれば、交流／直流変換手段のス
イッチング素子を入力交流のゼロクロス点から入力交流
の例えば半周期（１８０度）分、空気調和機の入力電流
に応じたスイッチングパターンでスイッチング制御する
とともに、そのスイッチングのオン時間を入力交流のゼ
ロクロス点から所定時間（例えば、１ｍｓ）毎に変えて
スイッチング制御するようにしているので、空気調和機
の入力電流が大きくなれば、つまり、負荷が大きくなっ
たときにはスイッチング素子により多くの電流が流れ、
負荷に多くの電流を供給できる。また、入力電流が小さ
くなると、つまり、負荷が小さくなったときにはスイッ
チング素子に流れる電流が少なくされる。したがって、
負荷の変動に対して、交流／直流変換手段の出力電圧の
安定化を図ることができ、また、入力力率をより高める
ことができる。しかも、交流入力電流の検出やゼロクロ
ス点の検出は空気調和機既存の過電流保護手段の入力電
流センサや、入力周波数の判別や割込み処理のための入
力交流のゼロクロス検出手段を共用して検出することが
できる。
イッチング素子を入力交流のゼロクロス点から入力交流
の例えば半周期（１８０度）分、空気調和機の入力電流
に応じたスイッチングパターンでスイッチング制御する
とともに、そのスイッチングのオン時間を入力交流のゼ
ロクロス点から所定時間（例えば、１ｍｓ）毎に変えて
スイッチング制御するようにしているので、空気調和機
の入力電流が大きくなれば、つまり、負荷が大きくなっ
たときにはスイッチング素子により多くの電流が流れ、
負荷に多くの電流を供給できる。また、入力電流が小さ
くなると、つまり、負荷が小さくなったときにはスイッ
チング素子に流れる電流が少なくされる。したがって、
負荷の変動に対して、交流／直流変換手段の出力電圧の
安定化を図ることができ、また、入力力率をより高める
ことができる。しかも、交流入力電流の検出やゼロクロ
ス点の検出は空気調和機既存の過電流保護手段の入力電
流センサや、入力周波数の判別や割込み処理のための入
力交流のゼロクロス検出手段を共用して検出することが
できる。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１〜図４に基づい
て説明する。空気調和機には、図１に示されるように、
交流電源１を直流に変換する交流／直流変換回路２と、
この交流／直流変換回路２からの直流が供給されるイン
バータ部３と、入力力率を改善し、高調波を低減するた
めに、交流／直流変換回路２に設けた電源と閉回路を構
成するリアクタ（チョークコイル）４およびスイッチン
グ素子（ＩＧＢＴ）５とからなる入力電流制御回路と、
逆阻止ダイオード６と、上記インバータ部３で駆動され
る圧縮機用モータ７と、入力電流を検出する入力電流セ
ンサ（ＣＴ）８と、この検出入力電流を得る入力電流変
換回路９と、その交流のゼロクロスを検出するゼロクロ
ス検出回路１０と、上記入力電流制御回路を構成するス
イッチング素子５を駆動するドライバ回路１１と、上記
インバータ部３を駆動するドライバ回路１２と、上記検
出入力電流に応じて予め決定している例えば交流半周期
分の上記スイッチング素子５のオン，オフ制御のスイッ
チングパターンを得、このスイッチングパターンにより
上記スイッチング素子５のオン，オフを動作および停止
制御する制御装置（マイクロコンピュータ）１３とが備
えられている。
て説明する。空気調和機には、図１に示されるように、
交流電源１を直流に変換する交流／直流変換回路２と、
この交流／直流変換回路２からの直流が供給されるイン
バータ部３と、入力力率を改善し、高調波を低減するた
めに、交流／直流変換回路２に設けた電源と閉回路を構
成するリアクタ（チョークコイル）４およびスイッチン
グ素子（ＩＧＢＴ）５とからなる入力電流制御回路と、
逆阻止ダイオード６と、上記インバータ部３で駆動され
る圧縮機用モータ７と、入力電流を検出する入力電流セ
ンサ（ＣＴ）８と、この検出入力電流を得る入力電流変
換回路９と、その交流のゼロクロスを検出するゼロクロ
ス検出回路１０と、上記入力電流制御回路を構成するス
イッチング素子５を駆動するドライバ回路１１と、上記
インバータ部３を駆動するドライバ回路１２と、上記検
出入力電流に応じて予め決定している例えば交流半周期
分の上記スイッチング素子５のオン，オフ制御のスイッ
チングパターンを得、このスイッチングパターンにより
上記スイッチング素子５のオン，オフを動作および停止
制御する制御装置（マイクロコンピュータ）１３とが備
えられている。
【０００７】なお、上記交流／直流変換回路２には、上
記リアクタ４およびスイッチング素子５の他に、交流を
直流に整流する整流回路２ａおよびこの直流を平滑する
コンデンサ２ｂが備えられている。また、制御装置１３
は圧縮機用モータ７の所望の回転数に応じたＰＷＭ波形
を生成し、このＰＷＭ波形により圧縮機用モータ７をイ
ンバータ制御し、上記入力電流センサ８による検出入力
電流に基づいて過電流保護機能を作動し、例えば過電流
になったときには圧縮機用モータ７の回転数を低下させ
るように、インバータ部３を制御するようになっている
。
記リアクタ４およびスイッチング素子５の他に、交流を
直流に整流する整流回路２ａおよびこの直流を平滑する
コンデンサ２ｂが備えられている。また、制御装置１３
は圧縮機用モータ７の所望の回転数に応じたＰＷＭ波形
を生成し、このＰＷＭ波形により圧縮機用モータ７をイ
ンバータ制御し、上記入力電流センサ８による検出入力
電流に基づいて過電流保護機能を作動し、例えば過電流
になったときには圧縮機用モータ７の回転数を低下させ
るように、インバータ部３を制御するようになっている
。
【０００８】空気調和機には、このように入力電流を検
出する入力電流センサ８や、入力周波数の判別と割込み
処理のために入力交流のゼロクロス点を検出するゼロク
ロス検出回路１０が有り、また、制御装置１３のマイク
ロコンピュータにはタイマーが内蔵されているので、本
発明ではこれらを利用し、図２の下部に示されるような
スイッチングパターンに基づいてスイッチング素子５を
オン，オフ制御するようにしている。このようなスイッ
チングパターンは予め入力電流センサ８による検出入力
電流の大きさに応じて決定され、ゼロクロス検出回路１
０によって入力交流のゼロクロス点が検出されると、検
出入力電流に応じたスイッチングパターンがセットされ
る。 このスイッチングパターンの特徴は上記マイクロコンピ
ュータのタイマーを利用し、所定時間毎、例えば図２に
示すように１ｍｓｅｃ毎にオンデューティを変えていく
ことにある。図２の上部に示す波形はこのような制御が
なされた場合の入力電流波形で、略正弦波となっている
。
出する入力電流センサ８や、入力周波数の判別と割込み
処理のために入力交流のゼロクロス点を検出するゼロク
ロス検出回路１０が有り、また、制御装置１３のマイク
ロコンピュータにはタイマーが内蔵されているので、本
発明ではこれらを利用し、図２の下部に示されるような
スイッチングパターンに基づいてスイッチング素子５を
オン，オフ制御するようにしている。このようなスイッ
チングパターンは予め入力電流センサ８による検出入力
電流の大きさに応じて決定され、ゼロクロス検出回路１
０によって入力交流のゼロクロス点が検出されると、検
出入力電流に応じたスイッチングパターンがセットされ
る。 このスイッチングパターンの特徴は上記マイクロコンピ
ュータのタイマーを利用し、所定時間毎、例えば図２に
示すように１ｍｓｅｃ毎にオンデューティを変えていく
ことにある。図２の上部に示す波形はこのような制御が
なされた場合の入力電流波形で、略正弦波となっている
。
【０００９】このような制御を行う場合、本来ならば、
スイッチング１サイクル毎にオンデューティを変化させ
れば一番良いのであるが、スイッチング素子５は高速で
、例えば２０キロヘルツ〜 １００キロヘルツでオン，
オフ制御が行われるために高速処理が必要となる。しか
しながら、既存の空気調和機のマイクロコンピュータは
上記スイッチング素子５の制御の他に例えばインバータ
の制御等を同時に処理しなければならない。しかし、現
在の空気調和機のマイクロコンピュータでは性能的に不
十分で、いくつもの制御を同時に行うにはマイクロコン
ピュータを高性能化するか、ハード回路を追加しなけれ
ばならない。しかしながら、マイクロコンピュータの高
性能化やハード回路の追加はコスト上昇につながる。そ
こで、スイッチング１周期より大きい所定時間、例えば
１ｍｓｅｃ毎ならば既存のマイクロコンピュータで十分
対応でき、入力電流波形も略正弦波となり、性能上も問
題ないというわけである。
スイッチング１サイクル毎にオンデューティを変化させ
れば一番良いのであるが、スイッチング素子５は高速で
、例えば２０キロヘルツ〜 １００キロヘルツでオン，
オフ制御が行われるために高速処理が必要となる。しか
しながら、既存の空気調和機のマイクロコンピュータは
上記スイッチング素子５の制御の他に例えばインバータ
の制御等を同時に処理しなければならない。しかし、現
在の空気調和機のマイクロコンピュータでは性能的に不
十分で、いくつもの制御を同時に行うにはマイクロコン
ピュータを高性能化するか、ハード回路を追加しなけれ
ばならない。しかしながら、マイクロコンピュータの高
性能化やハード回路の追加はコスト上昇につながる。そ
こで、スイッチング１周期より大きい所定時間、例えば
１ｍｓｅｃ毎ならば既存のマイクロコンピュータで十分
対応でき、入力電流波形も略正弦波となり、性能上も問
題ないというわけである。
【００１０】図３は本発明の制御方法を説明するための
フローチャートである。まずステップＳＴ１で入力交流
のゼロクロス点が検出されるとステップＳＴ２に進行し
、検出入力電流に応じた入力交流半周期分のスイッチン
グパターンがセットされる。このスイッチングパターン
は図２に示されるように入力交流半周期分が１ｍｓｅｃ
単位で１０分割され、その１ｍｓｅｃ毎にオンデューテ
ィを変化させたものになっており、ステップＳＴ３では
その１０分割された最初のオンデューティ、つまり、１
回目であるかどうかが判定され、１回目であればステッ
プＳＴ４に進めてオンデューティ８０％をセットし、ス
テップＳＴ１０に進行させる。このステップＳＴ１０で
はオンデューティをステップＳＴ４でセットされたオン
デューティ８０％に変更した後、ステップＳＴ１１に進
める。すると、このステップＳＴ１１ではステップＳＴ
１０で変更された新たなオンデューティ８０％に基づい
て所定時間（１ｍｓｅｃ）が経過するまでスイッチング
素子５をオン，オフ制御した後、ステップＳＴ３に戻す
。
フローチャートである。まずステップＳＴ１で入力交流
のゼロクロス点が検出されるとステップＳＴ２に進行し
、検出入力電流に応じた入力交流半周期分のスイッチン
グパターンがセットされる。このスイッチングパターン
は図２に示されるように入力交流半周期分が１ｍｓｅｃ
単位で１０分割され、その１ｍｓｅｃ毎にオンデューテ
ィを変化させたものになっており、ステップＳＴ３では
その１０分割された最初のオンデューティ、つまり、１
回目であるかどうかが判定され、１回目であればステッ
プＳＴ４に進めてオンデューティ８０％をセットし、ス
テップＳＴ１０に進行させる。このステップＳＴ１０で
はオンデューティをステップＳＴ４でセットされたオン
デューティ８０％に変更した後、ステップＳＴ１１に進
める。すると、このステップＳＴ１１ではステップＳＴ
１０で変更された新たなオンデューティ８０％に基づい
て所定時間（１ｍｓｅｃ）が経過するまでスイッチング
素子５をオン，オフ制御した後、ステップＳＴ３に戻す
。
【００１１】すると、ステップＳＴ３は再び１回目であ
るかどうかを判定し、１回目ではないと判定されるとス
テップＳＴ５に進める。このステップＳＴ５では２回目
であることが判定されるとステップＳＴ６に進行させ、
オンデューティ６０％をセットする。ステップＳＴ６で
このオンデューティ６０％がセットされると先に説明し
た１回目の場合と同じようにステップＳＴ１０に進め、
オンデューティを１回目の８０％から２回目の６０％に
変更する。次のステップＳＴ１１ではこのオンデューテ
ィ６０％に基づいて所定時間（１ｍｓｅｃ）が経過する
までスイッチング素子５をオン，オフ制御した後に再び
ステップＳＴ３に戻す。
るかどうかを判定し、１回目ではないと判定されるとス
テップＳＴ５に進める。このステップＳＴ５では２回目
であることが判定されるとステップＳＴ６に進行させ、
オンデューティ６０％をセットする。ステップＳＴ６で
このオンデューティ６０％がセットされると先に説明し
た１回目の場合と同じようにステップＳＴ１０に進め、
オンデューティを１回目の８０％から２回目の６０％に
変更する。次のステップＳＴ１１ではこのオンデューテ
ィ６０％に基づいて所定時間（１ｍｓｅｃ）が経過する
までスイッチング素子５をオン，オフ制御した後に再び
ステップＳＴ３に戻す。
【００１２】このような制御が順次繰り返し実行される
が、図２の例では５回目から７回目まではオンデューテ
ィが０％、つまり、スイッチング素子５のオン，オフ制
御が停止された状態になっているので図３のステップＳ
Ｔ１０においても当然のことながらオンデューティが０
％となり、この間、ステップＳＴ１１でのオン，オフ制
御は停止されている。このようにしてステップＳＴ７，
ＳＴ８，ＳＴ１０，ＳＴ１１の一連の処理が終了し、ス
テップＳＴ７で１０回目であることが確認されるとステ
ップＳＴ９に進められ、ここでオンデューティ８０％が
セットされ、次のステップＳＴ１０ではオンデューティ
が９回目の６０％から８０％に変更される。そしてステ
ップＳＴ１１に進められオンデューティ８０％でのスイ
ッチング素子５のオン，オフ制御が１ｍｓｅｃの間、実
行され、半周期分の制御が終了する。
が、図２の例では５回目から７回目まではオンデューテ
ィが０％、つまり、スイッチング素子５のオン，オフ制
御が停止された状態になっているので図３のステップＳ
Ｔ１０においても当然のことながらオンデューティが０
％となり、この間、ステップＳＴ１１でのオン，オフ制
御は停止されている。このようにしてステップＳＴ７，
ＳＴ８，ＳＴ１０，ＳＴ１１の一連の処理が終了し、ス
テップＳＴ７で１０回目であることが確認されるとステ
ップＳＴ９に進められ、ここでオンデューティ８０％が
セットされ、次のステップＳＴ１０ではオンデューティ
が９回目の６０％から８０％に変更される。そしてステ
ップＳＴ１１に進められオンデューティ８０％でのスイ
ッチング素子５のオン，オフ制御が１ｍｓｅｃの間、実
行され、半周期分の制御が終了する。
【００１３】ところで、上記スイッチングパターンにお
いてオンデューティが０％の区間、つまりスイッチング
素子５のオン，オフ制御が停止されてから開始されるま
での区間は検出入力電流が大きくなれば拡大され、逆に
小さくなれば縮小された形のスイッチングパターンがセ
ットされるようになっている。このようなスイッチング
パターンによる制御であれば電流波形がより正弦波に近
づき、力率の向上および高調波の低減に効果があるから
である。
いてオンデューティが０％の区間、つまりスイッチング
素子５のオン，オフ制御が停止されてから開始されるま
での区間は検出入力電流が大きくなれば拡大され、逆に
小さくなれば縮小された形のスイッチングパターンがセ
ットされるようになっている。このようなスイッチング
パターンによる制御であれば電流波形がより正弦波に近
づき、力率の向上および高調波の低減に効果があるから
である。
【００１４】図４は上記実施例の変形例を説明する空気
調和機の要部回路ブロック図である。すなわち、上記実
施例の場合、交流電源１にＡＣ２００Ｖ（５０／６０Ｈ
ｚ）が用いられているが、この変形実施例の場合、交流
電源１にＡＣ１００Ｖ（５０／６０Ｈｚ）が用いられて
いる。なお、図中、図１と同一部分およびそれらに相当
する部分は同一符号を付し重複説明を省略する。図にお
いて、２ｃは交流電源１の１００Ｖを直流に倍電圧整流
する整流回路であり、５ａ，５ｂは上記実施例のスイッ
チング素子５と同じ働きをするスイッチング素子（ＩＧ
ＢＴ）である。したがって、上記実施例と同様の効果を
得ることができる。
調和機の要部回路ブロック図である。すなわち、上記実
施例の場合、交流電源１にＡＣ２００Ｖ（５０／６０Ｈ
ｚ）が用いられているが、この変形実施例の場合、交流
電源１にＡＣ１００Ｖ（５０／６０Ｈｚ）が用いられて
いる。なお、図中、図１と同一部分およびそれらに相当
する部分は同一符号を付し重複説明を省略する。図にお
いて、２ｃは交流電源１の１００Ｖを直流に倍電圧整流
する整流回路であり、５ａ，５ｂは上記実施例のスイッ
チング素子５と同じ働きをするスイッチング素子（ＩＧ
ＢＴ）である。したがって、上記実施例と同様の効果を
得ることができる。
【００１５】なお、第１の実施例ではスイッチングパタ
ーンを入力交流の半周期毎に設定するようにしているが
、これに限定するものではなく、マイクロコンピュータ
のタイマーを利用して入力交流のゼロクロス（０度）か
ら一周期後のゼロクロス（３６０度）までの時間を計測
し、一周期分一度に制御してもよい。また、オンデュー
ティを変える所定時間をこの例では１ｍｓｅｃとしたが
、これに限るものではなく、０．５ｍｓｅｃや０．２ｍ
ｓｅｃでもよい。
ーンを入力交流の半周期毎に設定するようにしているが
、これに限定するものではなく、マイクロコンピュータ
のタイマーを利用して入力交流のゼロクロス（０度）か
ら一周期後のゼロクロス（３６０度）までの時間を計測
し、一周期分一度に制御してもよい。また、オンデュー
ティを変える所定時間をこの例では１ｍｓｅｃとしたが
、これに限るものではなく、０．５ｍｓｅｃや０．２ｍ
ｓｅｃでもよい。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したような空気調和機の制御方
法であるならば、空気調和機の既存の部品とその回路を
利用することで部品点数が大幅に減少し、これに伴って
組立工数が減少し、コストダウンが図れるとともに、信
頼性を大幅に向上させながら入力力率の改善および高調
波の低減が行える。
法であるならば、空気調和機の既存の部品とその回路を
利用することで部品点数が大幅に減少し、これに伴って
組立工数が減少し、コストダウンが図れるとともに、信
頼性を大幅に向上させながら入力力率の改善および高調
波の低減が行える。
【図１】本発明の第１の実施例を示す空気調和機の要部
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図２】本発明の空気調和機の制御方法を説明するため
の概略波形図である。
の概略波形図である。
【図３】本発明の制御方法の一例を示すフローチャート
である。
である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す空気調和機の要部
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図５】従来例を示す空気調和機の要部回路ブロック図
である。
である。
１ 交流電源
２ 交流／直流変換回路
２ａ 整流回路
２ｂ コンデンサ
２ｃ 整流回路
３ インバータ部
４ リアクタ（チョークコイル）
５ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
５ａ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）５ｂ スイッ
チング素子（ＩＧＢＴ）６ 逆阻止ダイオード ７ 圧縮機用モータ ８ 入力電流センサ（ＣＴ） ９ 入力電流変換回路 １０ ゼロクロス検出回路
チング素子（ＩＧＢＴ）６ 逆阻止ダイオード ７ 圧縮機用モータ ８ 入力電流センサ（ＣＴ） ９ 入力電流変換回路 １０ ゼロクロス検出回路
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源を交流／直流変換手段により
直流に変換し、圧縮機をインバータ制御するためのイン
バータ部に供給するようにしてなる空気調和機において
、上記交流／直流変換手段に、上記交流電源と閉回路を
構成する少なくともリアクタおよびスイッチング素子を
設け、同スイッチング素子を入力交流のゼロクロス点か
ら入力交流の所定周期分、入力電流に応じたスイッチン
グパターンでスイッチング制御するとともに、このスイ
ッチングパターンは入力交流のゼロクロス点から所定時
間毎にオン時間を変えたものであることを特徴とする空
気調和機の制御方法。 - 【請求項２】 上記所定時間はスイッチング素子のス
イッチング周期より大きい請求項１記載の空気調和機の
制御方法。 - 【請求項３】 上記スイッチングパターンによるスイ
ッチング素子のスイッチングは上記空気調和機の制御用
マイクロコンピュータの内部タイマを使用して行う請求
項１記載の空気調和機の制御方法。 - 【請求項４】 上記入力交流のゼロクロス点の検出は
上記空気調和機の電源割込み用ゼロクロス検出手段を共
用してなる請求項１記載の空気調和機の制御方法。 - 【請求項５】 上記入力電流の検出は上記空気調和機
の過電流保護のための入力電流検出手段を共用してなる
請求項１記載の空気調和機の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3181527A JPH04364397A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 空気調和機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3181527A JPH04364397A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 空気調和機の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04364397A true JPH04364397A (ja) | 1992-12-16 |
Family
ID=16102328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3181527A Pending JPH04364397A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 空気調和機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04364397A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013110785A (ja) * | 2011-11-17 | 2013-06-06 | Toshiba Carrier Corp | 三相整流装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63224671A (ja) * | 1987-03-10 | 1988-09-19 | Daikin Ind Ltd | 力率改善回路 |
-
1991
- 1991-06-07 JP JP3181527A patent/JPH04364397A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63224671A (ja) * | 1987-03-10 | 1988-09-19 | Daikin Ind Ltd | 力率改善回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013110785A (ja) * | 2011-11-17 | 2013-06-06 | Toshiba Carrier Corp | 三相整流装置 |
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