JPH0834689B2

JPH0834689B2 - 電力変換装置の制御装置

Info

Publication number: JPH0834689B2
Application number: JP62334764A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1987-12-28
Filing date: 1987-12-28
Publication date: 1996-03-29
Anticipated expiration: 2011-03-29
Also published as: JPH01174275A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）本発明は交流電源から電力供給を受け、定電圧の直流
電力に変換するパルス幅変調制御の電力変換装置の制御
装置に関する。

（従来の技術）直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅
変調制御（PWM）インバータ＋誘導電動機、あるいは直
流チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧
源として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、
商用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直
流電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無効電力
や高調波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器として、
パルス幅変調制御（PWM）コンバータを商用電源と直流
電圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式（特願昭57
−171886等）が提案されている。

第３図は、交直電力変換器として、PWMコンバータを
用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、SUPは単相交流電源、L_Sは交流リアクトル、CON
Vは交直電力変換器（コンバータ）、Cdは直流平滑コン
デンサ、LOADは負荷装置である。コンバータCONVは、自
己消孤能力のある素子（例えばゲートターンオフサイリ
スタ）S₁〜S₄、ホイーリングダイオードD₁〜D₄及び直流
リアクトルL₁，L₂から構成され上記素子S₁〜S₄は交流側
電圧V_cの値を制御するため、公知のパルス幅変調制御が
行なわれている。すなわち、コンバータCONVは直流電圧
源（コンデンサ）C_dから見た場合、パルス幅変調制御
（PWN）インバータとなり、その場合交流電源SUP側は一
種の負荷と見ることができる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源C_dの電圧V_d
がほぼ一定になるように、交流電源から供給される電流
I_sを制御するもので、負荷装置LOADからの電力需要に応じて４象限動作が
可能なこと。

上記入力電流I_sは電源電圧V_sと常に同相に制御さ
れ、入力力率が１になること。

また、入力電流I_sは正弦波状に制御されるため、高
調波がきわめて小さくなること。

が特長としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。CT_c
は交流電流検出器、R₁，R₂は直流電圧を検出するための
分圧抵抗、ISOは絶縁増幅幅器、VRは直流電圧設定器、C
₁〜C₃は比較器、G_v(S)は電圧制御補償回路、MLは乗算
器、OAは反転演算増幅器、G_I(S)は電流制御補償回路、T
RGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回路であ
る。

まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流電圧V_d
と電圧設定器VRからの電圧指令値V_d ^*を比較器C₁に入力
し、偏差ε_V＝V_d ^*−V_dを求める。当該偏差ε_Vは、制御
補償回路G_v(S)に入力され、積分増幅あるいは比例増幅
されて、入力電流I_Sの波高値指令I_mとなる。

当該波高値指令I_mは乗算器MLに入力され、もう一方の
入力sinωｔと掛け合わせられる。当該入力信号sinωｔ
は電源電圧V_s＝V_m・sinωｔに同期した単位正弦波で、
当該電源電圧V_sを検出し、定数倍（1/V_m倍）することに
よって求められる。

乗算器MLの出力信号I_s ^*は電源から供給されるべき電
流の指令値を与えるもので、次式のようになる。

I_s ^*＝I_m・sinωｔ …（１）当該入力電流指令値I_s ^*は反転増幅器OAで反転され、
コンバータCONVから電源SUPへ供給される交流電流I_cの
指令値I_c ^*となる。以下、ここではI_c ^*をコンバータ出力
電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流I_cは交流電流検出器CT_cによって
検出され比較器C₂に入力される。比較器C₂によって上記
指令値I_c ^*と検出値I_cが比較され、偏差ε_I＝I_c ^*−I_cが
求められる。当該偏差ε_Iは次の制御補償回路G_I(S)に入
力され、比例増幅されて、パルス幅変調制御のための制
御入力信号e_iとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TR
G、比較C₃及びゲート制御回路GCによって当該制御を行
っている。

すなわち搬送波発生器TRGは周波数1kHz程度の三角波e
_Tを発生し、比較器C₃は当該三角波e_Tと前記入力信号e_i
を比較し、その偏差ε_T＝e_i−e_Tに応じてゲート制御回
路GCから、ゲートターンオフサイリスタS₁〜S₄にオン，
オフ信号を与えている。

e_i＞e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが正のとき、サイリ
スタS₁とS₄がオンされ（このときS₂，S₃はオフ）コンバ
ータの交流出力電圧V_cは＋V_dとなる。

またe_i＜e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが負のとき、サ
イリスタS₂とS₃がオンされ（このとき、S₁，S₄はオ
フ）、V_c＝−V_dとなる。

しかも、e_iが正の値で大きければ上記ケースS₁とS₄の
オン期間は長くなり、S₂とS₃のオン期間は短くなって、
V_cの平均値は入力信号e_iに比例した電圧で正の値とな
る。逆にe_iが負の値のときはS₁とS₄のオン期間よりS₂と
S₃のオン期間のほうが長くなって、コンバータの出力電
圧V_cの平均値は、入力信号e_iに比例した値で負の値とな
る。

すなわち入力信号e_iに比例した値に、コンバータの出
力電圧V_cが制御されることになる。

コンバータの出力電流I_c（電源から供給される入力電
流I_sの反転値）は上記コンバータの出力電圧V_cを調整す
ることにより制御される。

交流リアクトルL_sには電源電圧V_sと、上記コンバータ
の出力電圧V_cとの差電圧V_L＝V_S−V_Cが印加される。

V_S＞V_Cのとき、電源電流I_Sは図の矢印の方向に増加す
る。言いかえるとコンバータ出力電流I_Cは図の矢印方向
へは減少するように働らく。逆にV_S＜V_Cのとき、コンバ
ータ出力電流I_Cは図の矢印の方向に増加しようと働ら
く。

コンバータの出力電流指令値I_c ^*に対して実電流I_CがI
_c ^*＞I_Cの関係にあるとき、偏差ε_I＝I_c ^*−I_Cは正の値と
なり、制御補償回路G_I(S)を介してPWN制御の入力信号e_i
を増加させる。故にコンバータ出力電圧V_Cも入力信号e_i
に比例して大きくなり、V_C＞V_Sとなりコンバータ出力電
流I_Cを図の矢印方向に増加させる。逆にI_c ^*＜I_Cとなっ
た場合、偏差ε_Iは負の値となりe_iすなわちV_Cを減少さ
せる。故にコンバータの出力電流I_Cはその指令値I_c ^*に
一致するように制御される。当該指令値I_c ^*を正弦波状
に変化させれば、それに追従して実電流I_Cも正弦波状に
制御される。

コンバータの出力電流I_Cは電源からの入力電流I_Sの反
転値であり、また、コンバータ出力電流の指令値I_c ^*は
電源からの入力電流の指令値I_s ^*の反転値である。故
に、入力電流I_Sはその指令値I_S ^*に追従して制御される
ことになる。

次に直流コンデンサC_dの電圧V_dの制御動作を説明す
る。

比較器C₁によって、直流電圧検出値V_dとその指令値V_d
^*を比較する。V_d ^*＞V_dの場合偏差ε_vは正の値となり、
制御補償回路G_v(S)を介して、入力電流波高値I_mを増加
させる。入力電流指令値I_s ^*は、（１）式で示したよう
に電源電圧と同相の正弦波で与えられる。故に、実入力
電流I_Sが前述の如く、I_S＝I_S ^*に制御されるものとすれ
ば、上記波高値I_mが正の値のとき、次式で示される有効
電力P_Sが単相電源SUPからコンバータCONVを介して直流
コンデンサC_dに供給される。

P_S＝V_S×I_S ＝V_m・I_m・（sinωｔ）^２＝V_m・I_m・（１−cos2ωｔ）/2 …（２）従って、エネルギーP_s・ｔが直流コンデンサC_dにとして蓄積され、その結果、直流電圧V_dが上昇する。

逆にV_d ^*＜V_dとなった場合、偏差ε_vは負の値となり、
制御補償回路G_v(S)を介して上記波高値I_mを減少させつ
いにはI_m＜０とする。故に、有効電力P_sも負の値とな
り、今度は、エネルギーP_stが直流コンデンサC_dから電
源に回生される。その結果、直流電圧V_dは低下し、最終
的にV_d≒V_d ^*に制御される。

負荷装置LOADは例えば、公知のPWMインバータ駆動誘
導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサC_dに
対して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を
消費すれば、直流電圧V_dが低下するが上記制御によっ
て、電源から有効電力P_sを供給して常にV_d≒V_d ^*に制御
される。逆に負荷装置LOADから電力回生（誘導電動機を
回生運転した場合）が行われると、V_dが一旦上昇する
が、その分電源SUPに有効電力P_sを回生することによ
り、やはりV_d≒V_d ^*となる。すなわち、負荷装置LOADの
電力消費あるいは電力回生に応じて、電源SUPから供給
する電力P_sが自動的に調整されているのである。

このとき入力電流I_sは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で、高調波成分はきわめて小さい値となっている。

［発明が解決しようとする問題点］上記従来の電力変換装置は、次のような問題点があ
る。

すなわち、電源SUPが単相交流電源の場合、当該電源
から供給される有効電力は前述の（２）式のようになり
定常分P_SO＝V_m・I_m/2と変動分ΔP_s＝（V_m・I_m/2）・cos
2ωｔを含んでいる。当該変動分ΔＰ_sによって平滑コン
デンサC_dに印加される電圧V_dが変動する。その変動分Δ
V_dは次式のように近似できる。

ただし、V_doは直流電圧の平均値この直流電圧の変動ΔV_dは前述の直流電圧制御（V_d制
御）とは無関係の値で変換器が授受する有効電力P_sの大
きさに比例する。

また、前記直流電圧V_dは負荷急変等によっても変動す
る。この場合は直流電圧制御系が関係し追従性の良い制
御系では前記負荷急変による直流電圧変動は小さくな
る。

このように種々の原因により直流電圧V_dが変化するこ
とが考えられる。

直流電圧V_dが変動した場合、従来の電力変換装置で
は、入力電流I_sの制御がうまくいかなくなる。すなわ
ち、直流電圧V_dが平均値V_doより小さくなった場合、PWM
制御入力信号e_iに対してコンバータCONVから出力される
交流電圧V_cは予定していた電圧より小さな値となり、そ
の結果交流リアクトルL_sに印加される電圧V_L＝V_s−V_Cが
増大し入力電流I_sは指令値I_s ^*より大きな値となってし
まう。逆に、V_d＞V_doとなった場合、V_Lが減少し、入力
電流I_Sは指令値I_s ^*より小さな値となってしまう。従っ
て、指令値I_s ^*を正弦波状に与えても実電流I_sは正弦波
にはならず、歪んだ波形となり高調波成分を多く含んだ
電流となる。この現象は交流リアクトルL_sの値を小さく
していくと顕著になる。すなわちV_Lが少し大きくなった
ことによって入力電流I_sは急激に増大し、コンバータを
構成する素子S₁〜S₄のしゃ断電流許容値を超えてしまう
こともあり、素子の破壊を招くことにもなる。またV_Lが
少し小さくなったことによってI_sが急激に減少し必要な
電流が得られなくなりその結果、さらに直流電圧の変動
を招き制御不能におちいることさえある。

従って、直流電圧の変動の影響を小さくするため従来
装置では交流リアクトルL_sの値を大きくしなければなら
ず装置の重量、寸法を増大させ、コストの増大を招いて
いた。

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、交流
リアクトルL_sの容量を増大させることなく入力電流I_sを
その指令値I_S ^*に一致させ、素子の破壊や制御不能の状
態を除去する電力変換装置の制御装置を提供することを
目的とする。

［発明の構成］（問題点を解決する手段）以上の目的を達成するために、単相交流電源と、該単
相交流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス
幅変調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コンバ
ータの直流側に接続された平滑コンデンサと、当該平滑
コンデンサを電圧源とする負荷装置とからなる電力変換
装置において、前記平滑コンデンサの直流電圧検出値V_d
とその指令値V_d ^*とを比較し、その偏差ε_vの定常分が零
になるように制御する直流電圧制御回路と、この直流電
圧制御回路の出力を電源電圧に同期した単位正弦波sin
ωｔと乗算して入力電流指令値I_s ^*を出力する入力電流
指令値発生回路と、この入力電流指令値発生回路より出
力される入力電流指令値I_s ^*と前記単相交流電源から供
給される入力電流I_sとを比較し、その偏差ε_Iを比例増
幅する入力電流制御回路と、この入力電流制御回路の出
力と前記コンバータから電源電圧を打消すための電圧を
発生させるための補償量V_s ^*とを加算し、その加算値を
前記平滑コンデンサの直流電圧検出値Vdを演算増幅して
得られる値で除算するPWM制御入力信号補正回路と、こ
のPWM制御入力信号補正回路より得られるパルス幅変調
制御入力信号e_iに基いて前記パルス幅変調制御コンバー
タを制御するPWM制御回路とを備え、直流電圧検出値
V_d、規格化定数をV_doとした場合、パルス幅変調制御入
力信号e_iを、V_do／V_dに比例するように補正することを
特徴とするようにしている。

（作用）パルス幅変調制御コンバータは、平滑コンデンサに印
加される電圧がほぼ一定になるように交流電源から供給
される電流を制御する。この入力電流を電源電圧と同相
の正弦波に制御することにより入力力率＝１で高調波の
少ない運転がなされる。パルス幅変調制御回路には、上
記入力電流制御回路からの出力信号が入力されるが、当
該入力信号は前記平滑コンデンサに印加される電圧に応
じて補正される。すなわち、直流電圧V_dが大きくなった
ときは前記PWM制御入力信号e_iを小さくし逆にV_dが小さ
くなったときはe_iを大きくする。このように補正するこ
とによって、コンバータの交流側に発生する電圧V_cが常
に上記入力信号e_iに比例した値となり前記入力電流はそ
の指令値に従って忠実に制御される。

故に交流リアクトルの容量を増大させることなく入力
電流をその指令値に従って電源電圧と同相（力率＝１）
の正弦波（高調波小）に制御することができ、従来問題
となっていた素子の破壊や制御不能の状態を防止するこ
とが可能となる。この結果、本発明の電力変換装置は装
置の重量、寸法を減少することができ、安価なシステム
を提供することができる。

（実施例）第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
である。

図中、SUPは単相交流電源、L_Sは交流リアクトル、CON
Vはパルス幅変調制御コンバータ、C_dは直流平滑コンデ
ンサ、LOADは負荷装置である。

コンバータCONVは自己消弧能力のある素子（例えばゲ
ートターンオフサイリスタ等）S₁〜S₄、フリーホイーリ
ングダイオードD₁〜D₄及び直流リアクトルL₁，L₂から構
成されている。

また、制御回路として電流検出器CT_s、絶縁アンプIS
O、比較器C₁，C₂、加算器AD、乗算器ML、割算器DIV、電
圧制御補償回路G_v(S)、電流制御補償回路G_I(S)、演算増
幅器K_d、パルス幅変調制御回路PWMが用意されている。

直流平滑コンデンサC_dの電圧V_dは絶縁アンプISOを介
して検出され、比較器C₁によってその指令値V_d ^*と比較
される。その偏差ε_v＝V_d ^*−V_dは次の電圧制御補償回路
G_v(S)に入力される。G_v(S)は通常積分要素が使われ、上
記偏差ε_vの定常分が零になるように制御している。G
_v(S)の出力I_mは乗算器MLに入力され電源電圧V_s＝V_m・si
nωｔに同期した単位正弦波sinωｔと掛け合わせられ
る。この乗算器MLの出力I_S ^*＝I_m・sinωｔは電源SUPか
ら供給される入力電流I_sの指令値となる。

比較器C₂には電流検出器CT_Sによって検出した入力電
流I_sと上記指令値I_S ^*が入力され、その偏差ε_I＝I_s ^*−I
_sを求めている。当該偏差ε_Iは次の電流制御補償回路G_I
(S)に入力され、比例増幅される。なお、G_I(S)は反転比
例増幅器が用いられ、その比例定数をK_Iとした場合G
_I(S)＝−K_Lとなる。

入力電流電流制御系に対して電源電圧V_sは外乱として
作用する。そこでこれを打ち消す電圧をコンバータから
発生させるため補償量V_s ^*を加算器ADを介してPWM制御回
路に入力している。

加算器ADの出力信号ａは割算器DIVを介してPWM制御回
路に入力される。一方、前述の平滑コンデンサC_dの検出
電圧V_dは割算増幅器K_dを介して上記割算器DIVに入力さ
れる。直流電圧V_dの定格値をV_doとした場合K_d＝（1/
V_do）の定数となる。

割算器DIVの出力e_i＝（a/b）がパルス幅変調制御回路
PWMの入力信号となる。式で表わすと次のようになる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波信号（三角
波信号）と上記制御入力信号e_iを比較し、コンバータを
構成する自己消弧素子S₁〜S₄のゲート信号を作ってい
る。

第２図にそのパルス幅変調制御の動作説明を行うため
のタイムチャート図を示す。

第２図において、X,Yは搬送波信号、e_iは制御入力信
号、g₁は素子S₁，S₂のゲート信号、g₂は素子S₃，S₄のゲ
ート信号、V_cはコンバータの交流側の発生電圧を示す。

搬送波ＸとＹは位相が180°ずれた２つの三角波でＸ
とe_iを比較することにより、ゲート信号g₁を作り、また
Ｙとe_iを比較することによりゲート信号g₂を作る。

すなわち、e_iＸのとき、g₁＝“1"で素子S₁がオン、
S₂がオフとなり、e_i＜Ｘのときg₁＝“0"で素子S₂がオ
ン、S₁がオフとなる。またe_iＹのとき、g₂＝“1"で素
子S₄がオン、S₃がオフとなり、e_i＜Ｙのときg₂＝“0"で
素子S₃がオン、S₄がオフとなる。

コンバータの交流側の発生電圧V_cはS₁とS₄がオンのと
き（S₂とS₃がオフのとき）V_c＝＋V_dとなり逆にS₂とS₃が
オンのとき（S₁とS₄がオフのとき）V_c＝−V_dとなる。他
のモード（例えば、S₁とS₃がオン又はS₂とS₄がオン）で
はV_c＝０となる。

第２図からわかるように、素子S₁〜S₄は搬送波周波数
でオン，オフするが、コンバータの発生電圧V_cは搬送波
の２倍の周波数で制御される。V_cの平均値（破線で示し
た）は制御入力信号e_iに比例した値となる。

第１図にもどって各制御動作を説明する。まず入力電
流I_sの制御動作を述べる。

平滑コンデンサC_dに印加される電圧V_dが変化した場合
PWM制御入力信号e_iに対してコンバータの発生電圧V_cは
次式のようになる。

V_c＝k_c・V_d・e_i …（５）従って、（４）式を（５）式に代入することによって
次のような関係式が得られる。

すなわち、V_doは一定値であるのでV_cは偏差ε_Iと補償
量V_s ^*にだけ関係し、直流電圧V_dの変動の影響を受けな
くなる。

（６）式の第２項k_c・V_do・V_s ^*は電源電圧V_sに対向す
るもので、交流リアクトルL_sに印加される電圧V_Lは次式
のようになる。

V_L＝V_s−V_c ＝k_c・V_do・K_I・ε_I …（７）従って、I_S ^*＞I_Sとなった場合、偏差ε_Iは正の値とな
り、V_Lを増加させることにより入力電流I_Sを増加させ、
I_S≒I_S ^*となるように制御される。逆に、I_S ^*＜I_Sとなっ
た場合、偏差ε_Iは負の値となりV_Lを減少させ入力電流I
_Sを減らして、やはりI_S≒I_S ^*となるように制御される。
指令値I_s ^*を正弦波状に変化させれば、それに従って入
力電流I_sも正弦波状に制御される。

（７）式の関係は直流電圧V_dが変化してもそれに影響さ
れることなく、常に成り立つ。従って入力電流制御は直
流電圧V_dの変動に影響されることなく行うことができ、
実電流I_Sとその指令値を常に一致させて運転することが
可能となる。

次に、直流電圧制御の動作を説明する。

V_d ^*＞V_dとなった場合、偏差ε_Vは正の値となり、波高
値指令I_mを増加させる。すなわち入力電流I_sを増加さ
せ、電源SUPから供給する有効電力P_s≒V_s・I_sを増加さ
せる。その結果、平滑コンデンサC_dにはエネルギー（1/
2）C_d・V_d ²＝P_s・ｔが蓄積され直流電圧V_dを増加させ
る。

逆にV_d ^*＜V_dとなった場合には、偏差ε_Vは負の値とな
り波高値指令I_mを減少させさらには負の値にする。I_mが
負の値になると平滑コンデンサC_dに蓄積されたエネルギ
ーが電源SUPに回生され直流電圧V_dは減少する。従って
結果的にはV_d＝V_d ^*となるように制御される。

以上のように直流電圧V_dはその指令値V_d ^*に一致する
ように制御され、V_d ^*＝一定とした場合、直流電圧V_dも
一定になるはずであるが、単相電源の場合には前にも述
べたように本質的に電力変動を伴なうためその分の電圧
変動ΔV_dは制御によっても取除くことはできない。しか
し本発明の装置では、例え上記電圧変動ΔV_dがあっても
前述のように入力電流制御はその影響を受けることなく
実電流I_Sとその指令値I_S ^*を常に一致させることができ
る。

［発明の効果］以上のように本発明の電力変換装置の制御方法によれ
ば、単相電源の電力変動に伴なう直流電圧の変動あるい
は負荷急変等による直流電圧の変動が発生しても、入力
電流制御系はその影響を受けることなく実電流I_Sをその
指令値I_S ^*に一致させることができる。従って従来の装
置で問題となった素子の破壊や制御不能の状態はなくな
り交流リアクトルの容量を必要以上に増加させることも
なくなる。

また、直流電圧の変動を許容できるので、平滑コンデ
ンサの容量を小さくして運転できるようになり装置の小
形、軽量化が図られ、かつ安価なシステムを提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図、
第２図は第１図の装置の動作を説明するためのタイムチ
ャート図、第３図は従来の電力変換装置の構成図であ
る。 SUP…交流電源、L_S…交流リアクトル、CONV…パルス幅
変調制御コンバータ、C_d…直流平滑コンデンサ、LOAD…
負荷装置、S₁〜S₄…自己消弧素子、D₁〜D₄…ダイオー
ド、L₁〜L₂…直流リアクトル、CT_S…電流検出器、ISO…
絶縁アンプ、C₁，C₂…比較器、AD…加算器、ML…乗算
器、DIV…割算器、K_d…演算増幅器、G_v(S)…電圧制御補
償回路、G_I(S)…電流制御補償回路、PWM…パルス幅変調
制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】単相交流電源と、該単相交流電源に交流リ
アクトルを介して接続されたパルス幅変調制御コンバー
タと、このパルス幅変調制御コンバータの直流側に接続
された平滑コンデンサと、当該平滑コンデンサを電圧源
とする負荷装置とからなる電力変換装置において、前記
平滑コンデンサの直流電圧検出値V_dとその指令値V_d ^＊と
を比較し、その偏差εｖの定常分が零になるように制御
する直流電圧制御回路と、この直流電圧制御回路の出力
を電源電圧に同期した単位正弦波sinωｔと乗算して入
力電流指令値I_s ^＊を出力する入力電流指令値発生回路
と、この入力電流指令値発生回路より出力される入力電
流指令値I_s ^＊と前記単相交流電源から供給される入力電
流I_sとを比較し、その偏差εＩを比例増幅する入力電流
制御回路と、この入力電流制御回路の出力と前記コンバ
ータから電源電圧を打消すための電圧を発生させるため
の補償量V_s ^＊とを加算し、その加算値を前記平滑コンデ
ンサの直流電圧検出値Vdを演算増幅して得られる値が除
算するPWM制御入力信号補正回路と、このPWM制御入力信
号補正回路より得られるパルス幅変調制御入力信号eiに
基いて前記パルス幅変調制御コンバータを制御するPWM
制御回路とを備え、直流電圧検出値V_d、規格化定数をV
_doとした場合、パルス幅変調制御入力信号eiを、V_do／V
_dに比例するように補正することを特徴とする電力変換
装置の制御装置。