JPH0697851B2

JPH0697851B2 - 電力変換装置の起動方法

Info

Publication number: JPH0697851B2
Application number: JP61039105A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-02-26
Filing date: 1986-02-26
Publication date: 1994-11-30
Anticipated expiration: 2009-11-30
Also published as: JPS62201065A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は交流電力を定電圧の直流電力に変換する電力変
換装置の起動方法に関する。

〔発明の技術的背景〕

最近、交流電力を定電力の直流電力に変換する電力変換
装置の１つとしてパルス幅変調制御（PWM）コンバータ
が提案されている。（特願昭57-171886等）。

このPWMコンバータは直流電圧がほぼ一定になるよう
に、電源からの入力電流を電源電圧と同相の正弦波に制
御するもので、入力力率が常に１に保持され、かつ入力
電流に含まれる高調波成分が少ないという特長を持って
いる。すなわち、アクティブフィルタと交直電力変換器
の機能を合わせ持つものと言うことができる。

このPWMコンバータはパルス幅変調制御するために数百
〜数千ヘルツの周波数でスイッチングしなければならず
一般には大電力トランジスタやゲートターンオフサイリ
スタ（GTO）等の自己消弧素子で構成される。

〔従来技術の問題点〕

従来、このようなPWMコンバータを起動投入する場合、
主開閉器投入後、いきなりコンバータのゲート信号を活
かし、定常運転に入っていた。

前記PWMコンバータを構成する素子（GTO等）の定格値に
余裕がある場合は、上記起動法によっても問題がない
が、変換器の大容量化に伴ない上記構成素子の定格値も
ぎりぎりに設計されるようになり、電圧及び電流の余裕
も小さくなるのが現状である。この場合、上記起動法に
よって過大な電流が流れ、自己消弧素子のしゃ断能力を
超えることがある。このため、当該自己消弧素子が破壊
され、運転不能におちいるという問題が発生した。

〔発明の目的〕

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、前記PW
Mコンバータの起動法の改善を図り、起動時の突入電流
の発生を防止し、構成素子の破壊防止を図った電力変換
装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、交流電源と、該交流電源に主開閉器を介して
接続されたパルス幅変調制御（PWM）コンバータと、こ
のPWNコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ
と、この平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置
と、前記平滑コンデンサの直流電圧を検知して基準電圧
に応じた値に制御する直流電圧制御回路と、当該直流電
圧制御回路の出力信号に応じて前記交流電源から供給さ
れる電流を制御する入力電流制御回路と、当該入力電流
制御回路からの出力信号に応じて前記PWMコンバータの
交流側発生電圧を制御するパルス幅変調制御回路とから
なる電力変換装置において、起動時、まず主開閉器を投
入し、前記平滑コンデンサを電源電圧の整流値まで充電
し、次に前記直流電圧制御回路に与えられる基準電圧を
前記整流値相当に設定し、その状態で前記PWMコンバー
タのゲート信号を活かし、その後、上記直流電圧の基準
電圧を徐々に定格値まで立上げるようにすることによ
り、起動時の突入電流を防止し構成素子の破壊を防止し
ている。

〔発明の実施例〕

第１図は、本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
である。

図中、SUPは単相交流電源、SW₁は主開閉器、L_Sは交流リ
アクトル、CONWはPWMコンバータ、C_dは直流平滑コンデ
ンサ、LOADは負荷装置、R₀は充電用抵抗器、SW₂，SW₃は
直流開閉器である。

コンバータCONVは、自己消弧素子（例えばゲートターン
オフサイリスタGTO）S₁〜S₄、ホイーリングダイオードD
₁〜D₄及び直流リアクタルl₁，l₂で構成されている。

また平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dを検出するために分
圧抵抗器R₁，R₂及び絶縁アンプISOが用いられる。

さらに交流入力電流I_Sを検出するため変流器CT_Sが、ま
た電圧電源V_Sを検出するために変成器PTが用意されてい
る。

制御回路としては起動制御回路STC、比較器C₁〜C₄、演
算増幅器OA₁，OA₂、制御補償回路G_V（Ｓ），G_I（Ｓ）、
乗算器ML、加算器Ａ、PWN搬送波発生器TRG、シュミット
回路SH₁，SH₂、ゲート制御回路GC₁，GC₂が用意されてい
る。

まず、定常運転時のPWNコンバータの動作を説明する。

まず、絶縁アンプISOを介して検出された直流電圧V
_dと、起動制御回路STCからの電圧指令値V_d ^*を比較器C₁
に入力し偏差ε_v＝V_d ^*-V_dを求める。当該偏差ε_vは、制
御補償回路に入力され、積分増幅あるいは比例増幅され
て、入力電流I_Sの波高値指令I_mとなる。

当該波高値指令I_mは乗算器MLに入力され、もう一方の入
力sinωｔと掛け合わせられる。当該入力信号sinωｔは
電源電圧V_S＝V_m・sinωｔに同期した単位正弦波で、当
該電源電圧を検出し、演算増幅器OA₁を介して定数倍（1
/V_m倍）することによって求められる。

乗算器MLの出力信号I_S ^*は電源から供給されるべき電流
の指令値を与えるもので、次式のようになる。

I_S ^*＝I_m・sinωｔ …（１）入力電流I_Sは変流器CT_Sによって検出され、比較器C₂に
入力される。比較器C₂によって、上記指令値I_S ^*と検出
値I_Sが比較され、偏差ε_I＝I_S ^*-I_Sが求められる。当該
偏差ε_I次の制御補償回路G_I（Ｓ）に入力され、反転増
幅（−K_I倍）される。加算器Ａは当該制御補償回路G
_I（Ｓ）の出力信号−K_I・ε_Iと、前述の単位正弦波sin
ωｔを演算増幅器OA₂を介して定数倍（K_S倍）した補償
信号K_S・sinωｔとを加算し、パルス幅変調制御のため
の制御入力信号e_iを与える。

e_i＝−K_I・ε_I＋K_S・sinωｔ …（２）パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG、
比較器C₃，C₄、シュミット回路SH₁，SH₂、及びゲート制
御回路GC₁，GC₂によって当該制御を行っている。

第２図は、そのパルス幅変調制御の動作説明を行うため
のタイムチャート図である。

信号X,は搬送波発生器TRGから出力される搬送波信号
でＸはの反転値である。

比較器C₃によって制御入力信号e_iと搬送波Ｘを比較し、
自己消弧素子S₁とS₂のゲート信号g₁₁を作る。すなわ
ち、e_iＸのとき、シュミット回路SH₁は“1"の信号を
出力し、素子S₁にオン信号、素子S₂にオフ信号を与え
る。逆にe_i＜Ｘのとき、SH₁は“0"の信号を出力し、素
子S₁にオフ信号、素子S₂にオン信号を与える。

また、比較器C₄によって、制御入力信号e_iと搬波数を
比較し、自己消弧素子S₃とS₄のゲート信号g₁₂を作る。
すなわち、e_iのとき、シュミット回路SH₂は“1"の
信号を出力し、素子S₄にオン信号、素子S₃にオフ信号を
与える。逆にe_i＜のとき、SH₂は“0"の信号を出力
し、素子S₄にオフ信号、素子S₃にオン信号を与える。

コンバータCONVの交流側発生電圧V_Cは、素子S₁とS₄がオ
ンのとき（又はS₂とS₃がオフのとき）にV_C＝＋V_dとな
り、素子S₂とS₃がオンのとき（又はS₁とS₄がオフのと
き）にV_C＝−V_dとなる。他のモード（例えば、S₁とS₃が
オン）ではV_C＝０となる。

この結果、コンバータの交流側発生電圧V_Cは第２図の最
下部の波形のようになる。破線はその平均値を示すもの
で、PWN制御の入力信号e_iに比例した値となる。すなわ
ち、比例定数をK_Cとした場合、 V_C（破線値）＝K_C・e_i …（３）を満足する。

搬波数X,を使って、素子対S₁とS₂及びS₃とS₄を上記の
ように制御することにより、コンバータの交流側発生電
圧V_Cは、搬送波周波数の２倍の周波数でPWN制御される
ことになる。

入力電流I_Sは、上記コンバータの交流側発生電圧V_Cを調
整することにより制御される。

I_S ^*＞I_Sのとき偏差ε_I＝I_S ^*-I_Sは正の値となり、（２）
式で示した制御入力信号e_iを減少させる。

交流リアクトルL_Sには電源電圧V_Sと、上記コンバータの
交流側発電生圧V_Cとの差電圧V_L＝V_S-V_Cが印加される。

e_iが減少した結果、V_Cもそれに比例して減少し、リアク
トル印加電圧V_Lを増大させる。従って、入力電流I_Sは図
の矢印の方向に増加しI_S≒I_S ^*となる。

逆にI_S ^*＜I_Sとなった場合、偏差ε_Iは負の値となり、
（２）式で示した制御入力信号e_iを増加させる。その結
果V_Cもそれに比例して増加し、リアクトル印加電圧V_Lを
減少させる。故に入力電流I_Sが減少し、やはりI_S＝I_S ^*
となるように制御される。

入力電流の指令値I_S ^*を正弦波状に変化させれば、それ
に追従して、入力電流I_Sも正弦波状に制御される。

ここで、演算増幅器OA₂の出力信号K_S・sinωｔについて
説明する。

比例定数K_Sは、電源電圧の波高値V_mに対して、K_S＝V_m/K
_Cに選ばれる。K_Cは（３）式の比例定数である。

この結果、コンバータの交流側発生電圧V_Cとしては、次
式で示される値となる。

V_C＝K_C・e_i ＝K_C（−K_I・ε_I＋K_S・sinωｔ）＝−K_CK_Iε_I＋V_m・sinωｔ …（４）故に交流リアクトルL_Sに印加される電圧V_Lは、次式のよ
うになる。

V_L＝V_S−V_C ＝V_m・sinωｔ＋K_CK_Iε_I−V_m・sinωｔ＝K_CK_Iε_I ＝K_CK_I（I_S ^*−I_S） …（５）すなわち、演算増幅器OA₂の出力信号K_S・sinωｔは、電
源電圧V_S＝V_m・sinωｔ相当分を打ち消すように補償す
るもので、（５）式のように、交流リアクトルL_Sに印加
される電圧V_Lが、電源電圧V_Sによって左右されないよう
にしたものである。

次に、直流平滑コンデンサC_dの電圧V_dの制御動作を説明
する。

比較器C₁によって、直流電圧検出値V_dとその指令値V_d ^*
を比較する。V_d ^*＞V_dの場合、偏差ε_Vは正の値となり、
制御補償回路G_V（Ｓ）を介して入力電流波高値I_mを増加
させる。入力電流指令値I_S ^*は、（１）式で示したよう
に電流電圧V_Sと同相の正弦波で与えられる。故に、実入
力電流I_Sが前述の如く、I_S＝I_S ^*に制御されるものとす
れば、上記波高値I_mが正の値のとき、次式で示される有
効電力P_Sが単相電源SUPから、コンバータCONVを介して
直流コンデンサC_dに供給される。

P_S＝V_S×I_S ＝V_m・I_m（sinωｔ）² ＝V_m・I_m（１−cos2ωｔ）/2 …（６）従って、エネルギーP_S・ｔが直流コンデンサC_dに（1/
2）・C_dV_d ²として蓄積され、その結果、直流電圧V_dが上
昇する。

逆にV_d ^*＜V_dとなった場合、偏差ε_Vは負の値となり、制
御補償回路G_V（Ｓ）を介して上記波高値I_mを減少させ、
ついにはI_m＜０とする。故に、有効電力P_Sも負の値とな
り、今度は、エネルギーP_Stが直流コンデンサC_dから電
源に回生される。その結果、直流電圧V_dは低下し、最終
的にV_d＝V_d ^*に制御される。

負荷装置LOADは例えば、公知のPWNインバータ駆動誘導
電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサC_dに対
して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を消
費すれば、直流電圧V_dが低下するが、上記制御によって
電源から有効電圧P_Sを供給して常にV_d≒V_d ^*に制御され
る。

逆に負荷装置から電力回生（誘導電動機を回生運転した
場合）が行われると、V_dが一旦上昇するが、その分、電
源SUPに有効電力を回生することにより、やはり、V_d≒V
_d ^*となる。

すなわち、負荷装置LOADの電力消費あるいは電力回生に
応じて、電源SUPから供給する電力P_Sが自動的に調整さ
れているのである。

このとき、入力電力I_Sは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で、高調波成分はきわめて小さい値となっている。

次に、起動制御回路STCの動作説明を行う。

第３図は第１図の起動制御回路STCの具体的な実施例を
示す構成図である。

図中、AS₁，AS₂はアナログスイッチ、MM₁〜MM₅は遅延回
路、AND理論積回路、RAMPは、ランプ回路、ADは加算
器、VRはバイアス電圧設定器をそれぞれ示す。

第４図は、第３図の各部の信号の動作を表わすタイムチ
ャート図である。

まず、アナログスイッチAS₁をオンさせることにより信
号SG₀は“1"となり、制御電源が投入される。遅延回路M
M₁は信号SG₀を時間T₁だけ遅らせて論理積回路ANDの一方
に入力する。

別のアナログスイッチAS₂は第１図の主開閉器SW₁を投入
するためのものであるが、実際には上記理論積回路AND
を介して得られた信号SG_aで主開閉器SW₁を投入するよう
にしている。すなわち、AS₂がオン状態になってAND回路
に“1"の信号が入力され、かつ遅延回路MM₁の出力が
“1"になったときにSG_aは“1"となり主開閉器SW₁を投入
する。故にAS₁の投入後、時間T₁をすぎなければ、SW₁は
投入できない。

次に遅延回路MM₂は信号SG_aを時間T₂だけ遅らせて信号SG
_bを作る。信号SG_bが“1"になると、第１図の直流スイッ
チSW₂が投入される。さらに遅延回路MM₃を介して信号SG
_cを作る。SG_cはSG_bより時間T₃だけ遅れて立上がり、第
１図のゲート制御回路GC₁，GC₂のゲートブロックを解除
する。ここで、はじめて自己消弧素子S₁〜S₄にゲート信
号が送られるようになる。

信号SG_cは、１つは遅延回路MM₄を介してランプ回路RAMP
に入力される。MM₄の遅延時間がT₄である。ランプ回路R
AMPはMM₄が“1"になった時点から時間T₆の間に除々に立
上る信号SG_dを出力する。当該信号SG_dは第１図の直流電
圧指令値V_d ^*の一部となる。

また信号SG_cは別の遅延回路MM₅に送られ時間T₅だけ遅ら
た信号SG_fを作る。ここで、時間T₅は時間（T₄＋T₆）よ
り大きく選ばれる。信号SG_fによって、第１図の直流ス
イッチSW₃が投入される。

第５図、第４図のモードで第１図のスイッチを投入した
ときの直流電圧V_dと、入力電圧I_Sの値を示すものであ
る。

まず、信号SG₀によって０点で制御電源が投入される。
次に時間T₁後（ａ点）、信SG_aが立上り、第１図の主開
閉器SW₁が投入される。すると、交流電源SUPから交流リ
アクトルL_S、ホイーリングダイオードD₁〜D₄及び充電抵
抗器R₀を介して、平滑コンデンサC_dに直流電圧V_d＝V_mが
充電される。ここでV_mは交流電圧V_Sの波高値である。こ
の充電時間は、抵抗R₀とコンデンサC_dの時定数によって
決まり、そのときの入力電流I_Sの最大値I_S1は抵抗値R₀
によって制限される。

ａ点から時間T₂後（ｂ点）、信号SG_bが立上り、直流ス
イッチSW₂が投入され、充電抵抗R₀はショートされる。
さらにｂ点から時間T₃後（ｃ点）、信号SG_cが立上り、
ゲート制御回路GC₁，GC₂のゲートブロックが解除され、
素子S₁〜S₄にゲート信号が加えられるようになる。

従来、この時点で直流電圧指令値V_d ^*の設定値がまちま
ちであったため、最悪条件下では第５図の破線の入力電
流値I_S2のように過大な電流が流れ、素子のしゃ断電流
許容値I_S（MAX）を超えてしまう。このようなとき、素
子S₁〜S₄にオフゲート信号を与えれば、当然素子破壊を
発生し、動作不能におちいるものである。

本発明では、ｃ点で第３図のランプ回路RAMPの出力SG_d
（ΔV_d ^*）を零にしている。しかも、バイアス電圧設定
器VRから、交流電源の電圧波高値V_mに相当する直流電圧
指令値V_Smを加算器ADを介して出力する。

V_d ^*＝V_Sm＋ΔV_d ^* …（７）すなわち、ゲート信号投入時、直流電圧指令値はV_d ^*＝V
_Smとなっており先に充電された電圧値V_d＝V_mと等しい値
になっている。故に、偏差ε_V＝V_d ^*−V_dは零となり、入
力電流指令値I_S ^*の波高値I_mも零になる。

従って、第５図のｃ点では入力電流はI_S3のように小さ
な電流が流れるにとどまる。

次に、ｄ点からランプ回路RAMPの出力ΔV_d ^*が除々に大
きくなり、それに伴なって、直流電圧指令値V_d ^*＝V_Sm＋
ΔV_d ^*も大きくなる。故に入力電流I_Sは第５図のI_S4のよ
うにほぼ一定値となり、平滑コンデンサC_dの電圧V_dを除
々に増加させる。V_d＝V_d0になった時点（ｅ点）で定格
電圧となり、ランプ回路RAMPの出力ΔV_d ^*の増加を止め
る。この後ｆ点で、信号SG_fが立上り、直流スイッチSW₃
が投入され、負荷に電力が供給されるようになる。

PWNコンバータの運転を停止させる場合には、上記起動
モードの逆を行なえばよい。

以上、単相交流電源について説明したが、３相電源ある
いは他の多相電源でも同様に行なえることは言うまでも
ない。

〔発明の効果〕

以上のように本発明の電力変換装置の起動法によれば、
ゲート信号投入時に流れる過大電流を防止することがで
き、素子を破壊することなく確実に起動させることがで
きる。

また、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dを滑らかに立上げ
ることができ、結果的には起動時間が短縮される。

さらに起動順序が画一化されることにより、自動的に起
動できるようになり、省力化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図、
第２図は第１図の装置のパルス幅変調制御動作を説明す
るためのタイムチャート図、第３図は第１図の起動制御
回路の具体的実施例を示す構成図、第４図は第３図の各
部の波形を示すタイムチャート図、第５図は、第１図の
装置の起動時の直流電圧V_d及び入力電流I_S（実効値）を
示すタイムチャート図である。 SUP……単相交流電源、SW₁……主開閉器、 L_S……交流リアクトル、 CONV……PWMコンバータ本体、 SW₂，SW₃……直流スイッチ、 C_d……平滑コンデンサ、LOAD……負荷、 R₀……充電抵抗器、 S₁〜S₄……自己消弧素子、 D₁〜D₄……ホイーリングダイオード、 l₁，l₂……直流リアクトル、 R₁，R₂……分圧抵抗、ISO……絶縁アンプ、 CT_S……変流器、PT……変成器、 OA₁，OA₂……演算増幅器、 STC……起動制御回路、C₁〜C₄……比較器、 G_V（Ｓ），G_I（Ｓ）……制御補償回路、 ML……乗算器、Ａ……加算器、 SH₁，SH₂……シュミット回路、 GC₁，GC₂……ゲート制御回路、 TRG……搬送波発生器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、該交流電源に主開閉器を介し
て接続されたパルス幅変調制御（PWN）コンバータと、
このPWMコンバータの直流側に接続された平滑コンデン
サと、この平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置
と、前記平滑コンデンサの直流電圧を検知して基準電圧
に応じた値に制御する直流電圧制御回路と、当該直流電
圧制御回路の出力信号に応じて前記交流電源から供給さ
れる電流を制御する入力制御回路と、当該入力電流制御
回路からの出力信号に応じて前記PWMコンバータの交流
側発生電圧を制御するパルス幅変調制御回路とからなる
電力変換装置において、起動時、まず主開閉器を投入し
前記平滑コンデンサを電源電圧の波高値まで充電し、次
に、前記直流電圧制御回路に与えられる基準電圧を前記
波高値相当に設定し、その状態で前記PWMコンバータの
ゲート信号を活かし、その後上記直流電圧の基準電圧を
除々に電格値まで立上げるようにしたことを特徴とする
電力変換装置の起動方法。