JPH077961A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＰＷＭ制御の電力変換装置において、起動時
における直流コンデンサの充電電流の制限を限流抵抗及
び短絡開閉器を設けることなく行う。 【構成】 リアクトルを介して交流電力が供給され、直
流回路に直流コンデンサを備え、交流電力を直流電力に
変換するＰＷＭ制御の電力変換装置において、該電力変
換装置を構成する自己消弧形半導体素子のそれぞれにタ
―ンオン時間が前記自己消弧形半導体素子と同等以上の
半導体スイッチング素子を逆並列に接続し、且つ、前記
電力変換装置の起動時に前記半導体スイッチング素子を
制御して直流電圧を０ボルトから徐々に上昇させる制御
手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
或いは直流電力を直流電力に変換するＰＷＭ制御の電力
変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は従来の電力変換装置の構成を示す
ブロック図である。同図において、交流電源１を電力変
換装置に接続するための入力開閉器２、前記交流電源１
から電力変換装置に流れる電流を検出する入力電流検出
器３、交流入力電圧を検出する入力電圧検出器４、入力
電流の脈流を除去する入力リアクトル５、ＰＷＭ動作を
するため交流入力電圧をオン・オフする自己消弧形半導
体素子であるＩＧＢＴ６ａ〜６ｄ、前記ＩＧＢＴ６ａ〜
６ｄに逆並列接続されるフライホイ―ル用ダイオ―ド７
ａ〜７ｄ、交流電力を直流電力に変換された直流電圧を
平滑する直流コンデンサ８、前記ＩＧＢＴ６ａ〜６ｄ及
びダイオ―ド７ａ〜７ｄで構成されるコンバ―タ回路と
直流コンデンサ８を接続する限流抵抗１１、この限流抵
抗１１を短絡する短絡開閉器１２、直流電圧ＶD ９が印
加される負荷１０とでＰＷＭコンバ―タを構成し、直流
電圧ＶD を所定の電圧とするための直流電圧基準１０１
に対し、直流電圧ＶD を逆極性で加算器１０４に入力し
偏差を増幅する誤差増幅器１０２、前記誤差増幅器１０
２の出力と入力電圧検出器４との出力とを乗算する乗算
器１０３、前記乗算器１０３の出力を交流入力電流の基
準として入力電流検出器３の出力を逆極性で加算器１０
５に入力しその出力をＰＷＭ制御を行なわせるＰＷＭ制
御回路１０６、前記ＰＷＭ制御回路１０６からのＰＷＭ
疑似正弦波信号をＩＧＢＴ６ａ〜６ｄに与えるゲ―ト駆
動回路１０７とで構成される。

【０００３】図５は、従来の電力変換装置の起動中の動
作を示すタイムチャ―トである。図４には特に記載され
ていないが図５において、時刻ｔ0 にて起動指令１０８
が入ると交流電源１とコンバ―タ入力とを接続する入力
開閉器２が閉じ入力リアクトル５とダイオ―ド７ａと限
流抵抗１１を介して直流コンデンサ８を起動する。この
時の直流コンデンサ８を充電する際に流れる交流入力電
流は限流抵抗１１により時刻ｔ1 間にＩp となるべく抑
えられる。直流電圧ＶD が所定の電圧ＶCH又は所定時間
が経過した時間ｔ2 後に短絡開閉器１２が閉じてコンバ
―タ回路と直流コンデンサ８とが接続される。この時に
コンバ―タ回路内のＩＧＢＴ６ａ〜６ｄに対しＰＷＭ制
御を行うべくゲ―ト制御をスタ―トさせる。

【０００４】期間ｔ3 は直流電圧基準１０１と直流電圧
ＶD ８とかが一致すべく誤差増幅器１０２は出力を出
す。誤差増幅器１０２の出力は、交流電源１の交流電圧
の正弦波に乗算器１０３により乗算され入力電流の基準
１０９として交流入力電流と比較され、その偏差信号を
ＰＷＭ制御回路１０６に入力しＰＷＭ疑似正弦波信号を
発生しゲ―ト駆動回路１０７を介してＩＧＢＴ６ａ〜６
ｄをＰＷＭ制御する。これにより交流入力電流は入力電
流基準と一致すべく制御される。つまり入力電流基準１
０９は、交流入力電圧と直流電圧偏差より作り出された
ものであることにより、入力電流は交流入力電圧（正弦
波）と一致した波形となる。つまり入力力率は交流入力
電圧波形と入力電流波形が一致するので、ｃｏｓθ＝１
となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図５のタイムチャ―ト
において、入力開閉器２が閉じる際直流コンデンサ８に
流れる初期充電電流は、限流抵抗１１により制限される
ので、交流入力電流としてはＩp となる。このＩp は値
は、交流電源１の電源容量やコンバ―タ回路内のダイオ
―ド７ａ〜７ｄの過電流耐量を超えないようにする必要
がある。このため限流抵抗１１の値は所定の値が必要と
なり、又所定の電流耐量及び電力耐量が必要で、外形が
大きなものとなる。更に、短絡開閉器１２も主回路電流
を流せるものが必要となる。又、ＰＷＭコンバ―タの動
作原理より直流電圧の制御範囲は、交流入力電圧をダイ
オ―ド７ａ〜７ｄにて整流した直流電圧ＶCH以上からと
なる。この直流電圧の制御範囲は図５でＶDPで示す範囲
となる。逆に言えば整流した直流電圧ＶCH以下の電圧は
制御できない。これにより負荷１０を例えば蓄電池とす
るならば、直列セル数及び充電電圧に制限が生じてしま
うし、充電電圧が決まっている場合は必要に応じて交流
電源とコンバ―タとの間に変圧器が必要となる。 更
に、負荷１０に対して直流電力を給電中に直流回路に短
絡等が発生した際には、入力開閉器が開かれるまで短絡
電流がダイオ―ド７ａ〜７ｄを流れ続ける問題があっ
た。

【０００６】従って、本発明の目的は前述の従来の電力
変換装置において、起動時における直流コンデンサの充
電電流の制限を限流抵抗１１及び短絡開閉器１２を設け
ることなく行うことができ、更に、直流電圧の制御範囲
が広く、直流回路の短絡も遮断可能な電力変換装置を提
供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明は、リアクトルを介して交流電力が供
給され、直流回路に直流コンデンサを備え、交流電力を
直流電力に変換するＰＷＭ制御の電力変換装置におい
て、該電力変換装置を構成する自己消弧形半導体素子の
それぞれにタ―ンオン時間が前記自己消弧形半導体素子
と同等以上の半導体スイッチング素子を逆並列に接続
し、且つ、前記電力変換装置の起動時に前記半導体スイ
ッチング素子を制御して直流電圧を０ボルトから徐々に
上昇させる制御手段を設けたことを特徴とするものであ
る。

【０００８】又、上記目的を達成するために請求項２の
発明は、直流回路に直流コンデンサを備え、直流電力を
交流電力に変換してリアクトルを介して交流負荷に供給
するＰＷＭ制御の電力変換装置において、該電力変換装
置を構成する自己消弧形半導体素子のそれぞれにタ―ン
オン時間が前記自己消弧形半導体素子と同等以上の半導
体スイッチング素子を逆並列に接続し、且つ、交流側回
路の過電流に応答し、前記半導体スイッチング素子をタ
―ンオフさせる手段を設けたことを特徴とするものであ
る。

【０００９】更に、上記目的を達成するために請求項３
の発明は、請求項１又は請求項２の発明における半導体
スイッチング素子を自己消弧機能を有する半導体スイッ
チング素子としたことを特徴とするものである。

【００１０】

【作用】前述のように構成された請求項１の発明によれ
ば、起動指令が与えられると、点弧角を直流電圧が０ボ
ルトとなる角度（γリミット）より徐々に直流電圧がダ
イオ―ド整流した時と同じ電圧となる角度（αリミッ
ト）まで直流電圧基準にしたがって上昇させることがで
きる。そして、直流電圧がダイオ―ド整流した時と同じ
電圧となると位相器はαリミットに固定し、その後、Ｐ
ＷＭコンバ―タ制御回路により通常のＰＷＭコンバ―タ
動作を行う。

【００１１】又、前述のように構成された請求項２の発
明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に交流
電力を給電している時に、負荷が誘導性の場合（モ―タ
等）の逆起電力により過電流がインバ―タ回路部に流れ
ることを過電流検出器で検出し、半導体スイッチング素
子にオフ指令を与えることにり、過電流を遮断すること
ができる。

【００１２】前述のように構成された請求項３の発明に
よれば、請求項１又は請求項２の電力変換装置におい
て、過電流事故が発生した場合、自己消弧機能を有する
半導体スイッチング素子で過電流を遮断して保護するこ
とができる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図１の構成図を参
照して説明する。同図において、図４と同一符号のもの
は同一の機能を有する要素であり、その説明を省略す
る。図４と異る点は、限流抵抗１１と短絡開閉器１２が
なく直接コンバ―タ回路と直流コンデンサ８を接続し、
ダイオ―ド７ａ〜７ｄの代りにオン速度が速い高速サイ
リスタ１７ａ〜１７ｄを接続し、入力電圧検出器４の出
力からの入力位相に同期して誤差増幅器１０２の出力に
応じてゲ―トパルスを作成する位相器２０１、前記位相
器２０１のゲ―トパルスを高速サイリスタ１７ａ〜１７
ｄを駆動する信号を生成する第２のゲ―ト駆動回路２０
２とを加えた点である。

【００１４】又、本発明の請求項２に対応する実施例を
図３に示す。同図において、図１のＰＷＭコンバ―タ回
路と同じ符号を付したものは同一機能を有する要素であ
る。図１と異る点は、直流電源１３を交流に逆変換する
ためのインバ―タ回路を構成するようにＩＧＢＴ６ａ〜
６ｄを配置し、前記ＩＧＢＴ６ａ〜６ｄに逆並列に高速
オン能力があるＧＴＯ１８ａ〜１８ｄを接続し、交流出
力電流を検出する出力電流検出器１５、前記出力電流検
出器１５の出力より過電流を検出する過電流検出器２０
３、負荷１０とインバ―タ回路を接続する負荷開閉器１
４にて構成される。

【００１５】更に、本発明の請求項３の実施例は、特に
図には表わさないが、図１に対して高速サイリスタ１７
ａ〜１７ｄを自己消弧形半導体素子である例えばＧＴＯ
を使用し、入力過電流検出器を具備した構成となる。

【００１６】図２は、図１の電力変換装置の起動中の動
作を示すタイムチャ―トである。図１には特に記載され
ていないが図２において時刻Ｔ0 にて起動指令１０８が
入ると交流電源１とコンバ―タ入力とを接続する入力開
閉２が閉じる。この時はコンバ―タ回路のサイリスタ１
７ａ〜１７ｄもオフ状態である。

【００１７】次に、直流電圧基準１０１が０から所定の
電圧まで徐々に上昇していく信号に対して、誤差増幅器
１０２が直流電圧ＶD との偏差を出力し、位相器２０１
に出力を出す。初めは、高速サイリスタ１７ａ〜１７ｄ
の点弧角が直流電圧が０ボルトとなる角度（γリミッ
ト）より徐々に直流電圧ＶD が上昇するように位相制御
を位相器２０１の出力パルスが出る。直流出力電圧がダ
イオ―ド整流した時と同じ電圧となる角度（αリミッ
ト）となった時（時刻Ｔ1 ）まで交流入力電流は直流電
圧ＶD の上昇と比例した傾きでゆっくり上昇する。

【００１８】前記直流電圧ＶD がダイオ―ド整流とほぼ
同じ電圧となると位相器はαリミットに固定され高速ダ
イオ―ドと同じ動作を行うようになる。以降はＰＷＭＭ
制御回路１０６からのＰＷＭ疑似正弦波信号で第１のゲ
―ト駆動回路１０７のゲ―ト制御により直流電圧は所定
の電圧まで上昇する。以降は入力電流を正弦波で入力力
率が１となるようにＰＷＭコンバ―タ動作を行う。

【００１９】更に、高速サイリスタ１７ａ〜１７ｄを高
速ＧＴＯにした場合は、入力過電流発生時において、ゲ
―トオフ指令を与えることで入力開閉器２がオフするま
でに過電流を遮断することが可能となる。

【００２０】更に、図３において、インバ―タ出力に接
続される負荷１０が誘導性の場合の逆起電力により過電
流がインバ―タ回路部ＧＴＯ１８ａ〜１８ｄを介して流
入した場合、出力電流検出器１５にて電流検出して、過
電流検出器２０３にてレベル判定の結果、第２のゲ―ト
駆動回路２０２のオフゲ―トによりＧＴＯ１８ａ〜１８
ｄを遮断する。

【００２１】尚、本インバ―タの出力を２台以上並列に
接続した場合については、並列間の電流バランスが何か
しらの影響で崩れ、横流が１台のインバ―タに流し込ま
れた時も前述と同様に過電流遮断することができる。

【００２２】以上説明した３つの実施例の結果、コンバ
―タ起動時の直流コンデンサ８への初期充電電流による
過大交流入力電流を抑え又、直流部の短絡等に過電流を
高速に遮断可能となり、又、インバ―タの出力の逆起電
力による過電流を高速に遮断可能な電力変換装置を構成
することができる。

【００２３】又、本実施例では高速サイリスタ１７ａ〜
１７ｄを４個用いたが１７ａと１７ｃの２個のみを高速
サイリスタとして、１７ｂ，１７ｄは従来の高速ダイオ
―ド７ｂ，７ｄでも本発明の効果は得られる。

【００２４】尚、本実施例では単相の電力変換装置を用
いて説明したが、三相の電力変換装置にも適用できるも
のである。更に、図３の実施例において、インバ―タ出
力に変圧器とコンデンサを取り付けその内部リアクタン
スとコンデンサによりフィルタ回路を構成した場合にお
いても同様な効果が得られる。

【００２５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流電力を直流電力に変換するコンバ―タ及び直流電力
を交流電力に逆変換するインバ―タ等の電力変換装置に
おいて、起動時における直流コンデンサの充電電流の制
限を限流抵抗及び短絡開閉器などの設けることなく行う
ことができ、更に、直流電圧の制御範囲が広く直流回路
の短絡も遮断可能となり、更に、インバ―タ出力野逆起
電力によるインバ―タに流入する過電流も高速に遮断可
能な電力変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す電力変換装置のブロッ
ク構成図。

【図２】図１の電力変換装置の起動中の動作を説明する
ためのタイムチャ―ト。

【図３】本発明の他の実施例を示す電力変換装置のブロ
ック構成図。

【図４】従来の電力変換装置の構成を示すブロック図。

【図５】図４の電力変換装置の起動中の動作を説明する
ためのタイムチャ―ト。

【符号の説明】

１ …交流電源 ２ …入
力開閉器 ３ …入力電流検出器 ４ …入
力電圧検出器 ５ …入力リアクトル ６ａ〜６ｄ …Ｉ
ＧＢＴ 17a 〜17d …高速サイリスタ ８ …直
流コンデンサ ＶD …直流電圧 １０ …負
荷 １３ …直流電源 １４ …負
荷開閉器 １５ …出力電流検出器 １０１ …直
流電圧基準 １０２ …誤差増幅器 １０３ …乗
算器 １０４ …加算器 １０５ …加
算器 １０６ …ＰＷＭ制御回路 １０７ …第
１のゲ―ト駆動回路 １０９ …起動指令 ２０１ …位
相器 ２０２ …第２のゲ―ト駆動回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 リアクトルを介して交流電力が供給さ
   れ、直流回路に直流コンデンサを備え、交流電力を直流
   電力に変換するＰＷＭ制御の電力変換装置において、該
   電力変換装置を構成する自己消弧形半導体素子のそれぞ
   れにタ―ンオン時間が前記自己消弧形半導体素子と同等
   以上の半導体スイッチング素子を逆並列に接続し、且
   つ、前記電力変換装置の起動時に前記半導体スイッチン
   グ素子を制御して直流電圧を０ボルトから徐々に上昇さ
   せる制御手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 直流回路に直流コンデンサを備え、直
   流電力を交流電力に変換してリアクトルを介して交流負
   荷に供給するＰＷＭ制御の電力変換装置において、該電
   力変換装置を構成する自己消弧形半導体素子のそれぞれ
   にタ―ンオン時間が前記自己消弧形半導体素子と同等以
   上の半導体スイッチング素子を逆並列に接続し、且つ、
   交流側回路の過電流に応答し、前記半導体スイッチング
   素子をタ―ンオフさせる手段を設けたことを特徴とする
   電力変換装置。
3. 【請求項３】 前記半導体スイッチング素子は自己消
   弧機能を有する半導体スイッチング素子としたことを特
   徴とする請求項１又は請求項２の電力変換装置。