JPH0576256B2 - - Google Patents
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- JPH0576256B2 JPH0576256B2 JP61094795A JP9479586A JPH0576256B2 JP H0576256 B2 JPH0576256 B2 JP H0576256B2 JP 61094795 A JP61094795 A JP 61094795A JP 9479586 A JP9479586 A JP 9479586A JP H0576256 B2 JPH0576256 B2 JP H0576256B2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000007600 charging Methods 0.000 description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
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- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、コンピユータや通信機に無停電の
電力を供給する無停電電源装置に関するものであ
る。
電力を供給する無停電電源装置に関するものであ
る。
第６図は、例えば特公昭49−41734号公報に示
された従来の通停電電源装置の回路図であり、図
において、１は商用電源、デイーゼル発電機等の
交流電源、２は開閉器であり、交流電源１の正常
時はオンであり、停電するとオフとなる。３は開
閉器２と逆の動作をする開閉器である。すなわ
ち、交流電源１の正常時はオフであり、停電する
とオンとなる。４は充電可能な蓄電池、５はイン
バータで、出力波形を歪の少ない正弦波に変換す
るためのフイルターを内蔵するものである。６は
負荷、７はリアクトル、コンデンサまたはリアク
トルとコンデンサを主体として構成されるリアク
タンス回路である。
された従来の通停電電源装置の回路図であり、図
において、１は商用電源、デイーゼル発電機等の
交流電源、２は開閉器であり、交流電源１の正常
時はオンであり、停電するとオフとなる。３は開
閉器２と逆の動作をする開閉器である。すなわ
ち、交流電源１の正常時はオフであり、停電する
とオンとなる。４は充電可能な蓄電池、５はイン
バータで、出力波形を歪の少ない正弦波に変換す
るためのフイルターを内蔵するものである。６は
負荷、７はリアクトル、コンデンサまたはリアク
トルとコンデンサを主体として構成されるリアク
タンス回路である。
次に動作について説明する。交流電源１の正常
時には開閉器２はオンであり、負荷６には交流電
源１が直送される。
時には開閉器２はオンであり、負荷６には交流電
源１が直送される。
一方、開閉器３はオフであり、インバータ５は
リアクタンス回路７を介して交流電源１と接続さ
れている。このとき、交流電源１の電圧を、 e1＝√２E1cos（ωt＋θ） ……(1) インバータ５の出力電圧の基本波成分を、 e2＝√２E2cosωt ……(2) とし、リアクタンス回路７が誘導性リアクタンス
ωLで表わされるとすれば、交流電源１よりリア
クタンス回路７を経てインバータ５に流入する電
流ｉおよび電力Ｐは、 ｉ＝１／Ｌ∫（e1−e2）dt ＝√２／ωL｛E1sinθcosω＋（E1cosθ−E2）sinωt
｝ ＝√2EL／ωLcos（ωt−） ……(3) （EL＝√1 2＋2 2−21 2 cos＝E1／ELsinθ） Ｐ＝１／Ｔ∫T Oe2idt ＝E2EL／ωLcos ＝E1E2／ωLsinθ ……(4) となる。(4)式より交流電源１からインバータ５へ
流入する電力Ｐは、交流電源１とインバータ５の
出力電圧と位相差θの関数であることがわかる。
従つて、交流電源１の正常時には、位相差θを制
御することにより、蓄電池４を定電圧、定電流充
電することができる。
リアクタンス回路７を介して交流電源１と接続さ
れている。このとき、交流電源１の電圧を、 e1＝√２E1cos（ωt＋θ） ……(1) インバータ５の出力電圧の基本波成分を、 e2＝√２E2cosωt ……(2) とし、リアクタンス回路７が誘導性リアクタンス
ωLで表わされるとすれば、交流電源１よりリア
クタンス回路７を経てインバータ５に流入する電
流ｉおよび電力Ｐは、 ｉ＝１／Ｌ∫（e1−e2）dt ＝√２／ωL｛E1sinθcosω＋（E1cosθ−E2）sinωt
｝ ＝√2EL／ωLcos（ωt−） ……(3) （EL＝√1 2＋2 2−21 2 cos＝E1／ELsinθ） Ｐ＝１／Ｔ∫T Oe2idt ＝E2EL／ωLcos ＝E1E2／ωLsinθ ……(4) となる。(4)式より交流電源１からインバータ５へ
流入する電力Ｐは、交流電源１とインバータ５の
出力電圧と位相差θの関数であることがわかる。
従つて、交流電源１の正常時には、位相差θを制
御することにより、蓄電池４を定電圧、定電流充
電することができる。
(4)式において、充電電力Ｐの制御分解能は
0.01pu必要であるとし、インバータと交流電源の
位相差は0.1degの精度で制御できると仮定する
と、 ωL＝E1E2／Ｐsinθ ＝１・１／0.01sin0.1 ＝0.17（pu） ……(5) となり、0.175puの誘導性リアクタンスが必要で
ある。ここでは、インバータ５に流入する電流に
リツプル分が小さくなるように、E1＝E2＝1puと
し、実用上必要とされるリアクタンスの大きさを
求めている。
0.01pu必要であるとし、インバータと交流電源の
位相差は0.1degの精度で制御できると仮定する
と、 ωL＝E1E2／Ｐsinθ ＝１・１／0.01sin0.1 ＝0.17（pu） ……(5) となり、0.175puの誘導性リアクタンスが必要で
ある。ここでは、インバータ５に流入する電流に
リツプル分が小さくなるように、E1＝E2＝1puと
し、実用上必要とされるリアクタンスの大きさを
求めている。
交流電源１の停電時には、開閉器２はオフ、開
閉器３はオンとなり、負荷６にはインバータ５か
ら交流電力を供給する。
閉器３はオンとなり、負荷６にはインバータ５か
ら交流電力を供給する。
上記のように第６図に示す従来の無停電電源装
置では、リアルクトル７とスイツチ３を設け、交
流電源１の正常時における充電動作の場合だけ、
インバータ５と交流電源１の間にリアクタンス回
路７を入れ、インピーダンスを高くしている。
置では、リアルクトル７とスイツチ３を設け、交
流電源１の正常時における充電動作の場合だけ、
インバータ５と交流電源１の間にリアクタンス回
路７を入れ、インピーダンスを高くしている。
その理由は、まず、前記(4)式から分るように、
インピーダンスＬが小さくなるほど、位相差θの
制御に対する電力Ｐの変化率ΔP／Δθが大きくな
り、位相差θを非常に微細に制御することが要求
されるためである。
インピーダンスＬが小さくなるほど、位相差θの
制御に対する電力Ｐの変化率ΔP／Δθが大きくな
り、位相差θを非常に微細に制御することが要求
されるためである。
次に、充電動作には直接関係しないが、Ｌが小
さいほどインバータ５と交流電源１の電圧差によ
り流れる無効電力Ｑの変化率ΔQ／Δ（E1−E2）
も大きくなり、安定な並列運転が困難となるから
である。もし、このような微細なΔQとΔ（E1−
E2）の制御を必要としない方法があれば、イン
バータ５自身が持つている若干の内部インピーダ
ンスだけを介して、リアクタンス回路７と開閉器
３を省略したシステムを構成することができる。
さいほどインバータ５と交流電源１の電圧差によ
り流れる無効電力Ｑの変化率ΔQ／Δ（E1−E2）
も大きくなり、安定な並列運転が困難となるから
である。もし、このような微細なΔQとΔ（E1−
E2）の制御を必要としない方法があれば、イン
バータ５自身が持つている若干の内部インピーダ
ンスだけを介して、リアクタンス回路７と開閉器
３を省略したシステムを構成することができる。
従来の無停電電源装置は以上のように構成され
ているので、蓄電池を充電する際に、0.175pu程
度のリアクタンスを必要とするので、停電時に蓄
電池を電源として、負荷へインバータ５より交流
電力を供給する場合には、リアクタンス回路７を
短絡するための開閉器２，３が必要となる。ま
た、リアクタンスの大きさを0.175pu程度に押え
るためには、位相差を0.1degの精度で制御するこ
とが要求される。
ているので、蓄電池を充電する際に、0.175pu程
度のリアクタンスを必要とするので、停電時に蓄
電池を電源として、負荷へインバータ５より交流
電力を供給する場合には、リアクタンス回路７を
短絡するための開閉器２，３が必要となる。ま
た、リアクタンスの大きさを0.175pu程度に押え
るためには、位相差を0.1degの精度で制御するこ
とが要求される。
しかし、実際には交流電源の位相はたえず数
deg程度は変動しているため、位相差を0.1degの
精度で制御することは容易ではないという問題点
があつた。
deg程度は変動しているため、位相差を0.1degの
精度で制御することは容易ではないという問題点
があつた。
この発明は上記のような問題点を解消するため
になされたもので、蓄電池を充電する際に必要と
するリアクタンスを、インバータの出力波形改善
用のフイルタと共用することにより、リアクタン
ス回路を短絡するための開閉器を用いない、経済
的で信頼度の高い無停電電源装置を得ることを目
的とする。
になされたもので、蓄電池を充電する際に必要と
するリアクタンスを、インバータの出力波形改善
用のフイルタと共用することにより、リアクタン
ス回路を短絡するための開閉器を用いない、経済
的で信頼度の高い無停電電源装置を得ることを目
的とする。
この発明に係る無停電電源装置は、交流電源の
正常時には、蓄電池電圧を設定電圧に充電するた
めのインバータ交流出力電流の正弦波指令値を求
めて、インバータ出力電流を正弦波指令値に瞬時
追従させることによりインバータ直流電流を所定
値に制御することによつて蓄電池を充電し、交流
電源の停電時にはインバータ出力電圧を歪の少な
い正弦波に瞬時値追従制御したものである。
正常時には、蓄電池電圧を設定電圧に充電するた
めのインバータ交流出力電流の正弦波指令値を求
めて、インバータ出力電流を正弦波指令値に瞬時
追従させることによりインバータ直流電流を所定
値に制御することによつて蓄電池を充電し、交流
電源の停電時にはインバータ出力電圧を歪の少な
い正弦波に瞬時値追従制御したものである。
〔作用〕
この発明における無停電電源装置は、交流電源
の正常時には、インバータに流入する交流電流が
制御され、蓄電池電圧を設定電圧に充電し、交流
電源の停電時には、インバータの出力電圧が歪の
少ない正弦波に瞬時値追従制御され、負荷に安定
な交流電力が供給される。
の正常時には、インバータに流入する交流電流が
制御され、蓄電池電圧を設定電圧に充電し、交流
電源の停電時には、インバータの出力電圧が歪の
少ない正弦波に瞬時値追従制御され、負荷に安定
な交流電力が供給される。
以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第１図において、１は交流電源、２はスイツ
チ、４は蓄電池、５ａはインバータの本体から交
流フイルタ用リアクトル５ｂ及びコンデンサ５ｃ
を除いた部分であり、直流を任意の電圧と周波数
の交流に変換するインバータ主回路であつて、例
えば高周波スイツチング素子のフルブリツヂ構成
による高周波PWM変調方式のインバータなどが
その例である。６は負荷である。１０１は電圧検
出器、１０２は停電検出回路、１０２はスイツ
チ、１０４は交流電源と同期させるためのPLL
同期回路、１０５は√２sinωt発生回路、１０６
は電圧検出器、１０７は電流検出器、１０８は充
電制御回路、１１０は定電圧制御回路であつて、
この両回路１０８，１１０によつてインバータ出
力電流と出力電圧を制御している。１０９は電圧
検出回路、１１１はスイツチ、１１２はPWM回
路、１１３はドライブ回路である。
る。第１図において、１は交流電源、２はスイツ
チ、４は蓄電池、５ａはインバータの本体から交
流フイルタ用リアクトル５ｂ及びコンデンサ５ｃ
を除いた部分であり、直流を任意の電圧と周波数
の交流に変換するインバータ主回路であつて、例
えば高周波スイツチング素子のフルブリツヂ構成
による高周波PWM変調方式のインバータなどが
その例である。６は負荷である。１０１は電圧検
出器、１０２は停電検出回路、１０２はスイツ
チ、１０４は交流電源と同期させるためのPLL
同期回路、１０５は√２sinωt発生回路、１０６
は電圧検出器、１０７は電流検出器、１０８は充
電制御回路、１１０は定電圧制御回路であつて、
この両回路１０８，１１０によつてインバータ出
力電流と出力電圧を制御している。１０９は電圧
検出回路、１１１はスイツチ、１１２はPWM回
路、１１３はドライブ回路である。
第２図は第１図の実施例に使用される充電制御
回路１０８の説明図であり、２０１は電圧制御増
幅器、２０２はリミツタ、２０３は乗算器、２０
４は除算器、２０５は乗算器、２０６は電流制御
増幅器である。
回路１０８の説明図であり、２０１は電圧制御増
幅器、２０２はリミツタ、２０３は乗算器、２０
４は除算器、２０５は乗算器、２０６は電流制御
増幅器である。
第３図は第１図の実施例に使用される定電圧制
御回路１１０の説明図であり、３０１は実効値検
出回路、３０２は電圧制御増幅器、３０３は乗算
器、３０４は電圧制御増幅器である。
御回路１１０の説明図であり、３０１は実効値検
出回路、３０２は電圧制御増幅器、３０３は乗算
器、３０４は電圧制御増幅器である。
第４図は第１図の実施例に使用されるスイツチ
２の回路図であり、トランジスタ２０、ダイオー
ド２１，２２，２３，２４を有している。
２の回路図であり、トランジスタ２０、ダイオー
ド２１，２２，２３，２４を有している。
この発明の動作について説明する。第１図にお
いて、交流電源１が正常であるならば、スイツチ
２がオン、スイツチ１０３がオン、スイツチ１１
１が充電制御回路１０８側となる。負荷６には交
流電源１スイツチ２を介して直送される。インバ
ータ５ａは充電制御回路１０８の出力により
PWM回路１１２、ドライブ回路１１３を介して
制御され、蓄電池４を充電する。
いて、交流電源１が正常であるならば、スイツチ
２がオン、スイツチ１０３がオン、スイツチ１１
１が充電制御回路１０８側となる。負荷６には交
流電源１スイツチ２を介して直送される。インバ
ータ５ａは充電制御回路１０８の出力により
PWM回路１１２、ドライブ回路１１３を介して
制御され、蓄電池４を充電する。
交流電源１が停電すると、停電検出回路１０２
が動作し、スイツチ２がオフ、スイツチ１０３が
オフ、スイツチ１１１が定電圧制御回路１１０側
となる。スイツ１０３がオフになると、√２
sinωt発生回路１１５は自己周波数で動作する。
インバータ５ａは定電圧制御回路１１０の出力に
よりPWM回路１１２、ドライブ回路１１３を介
して制御され、負荷６に交流電力を供給する。
が動作し、スイツチ２がオフ、スイツチ１０３が
オフ、スイツチ１１１が定電圧制御回路１１０側
となる。スイツ１０３がオフになると、√２
sinωt発生回路１１５は自己周波数で動作する。
インバータ５ａは定電圧制御回路１１０の出力に
よりPWM回路１１２、ドライブ回路１１３を介
して制御され、負荷６に交流電力を供給する。
交流電源１が復電すると、この復電を停電検出
回路１０２が検出し、スイツチ１０３をオンにす
る。同期回路１０４は√２sinωt発生回路１０５
を交流電源に同期させ、それを確認後、開閉器２
をオン、開閉器１１１を充電制御回路１０８側に
投入して、交流電源１の正常時の動作になる。
回路１０２が検出し、スイツチ１０３をオンにす
る。同期回路１０４は√２sinωt発生回路１０５
を交流電源に同期させ、それを確認後、開閉器２
をオン、開閉器１１１を充電制御回路１０８側に
投入して、交流電源１の正常時の動作になる。
充電制御回路１０８の動作について説明する。
充電制御回路１０８は前記第２図のように構成さ
れており、蓄電池電圧は積分型の制御系により設
定電圧に充電される。
充電制御回路１０８は前記第２図のように構成さ
れており、蓄電池電圧は積分型の制御系により設
定電圧に充電される。
蓄電池設定電圧VBrefと蓄電池電圧VBとの差
ΔVは、電圧制御増幅器２０１によつて充電電流
指令IBrefとなる。この充電電流指令IBrefをリミ
ツタ２０２に通すことにより、偏差ΔVが大きい
ときは定電流充電を行い、偏差ΔVが小さくなる
と定電圧充電に移行する。
ΔVは、電圧制御増幅器２０１によつて充電電流
指令IBrefとなる。この充電電流指令IBrefをリミ
ツタ２０２に通すことにより、偏差ΔVが大きい
ときは定電流充電を行い、偏差ΔVが小さくなる
と定電圧充電に移行する。
充電電流指令IBrefは、次の操作によりインバ
ータ５ａの交流側での電流指令値に変換できる。
充電電流指令IBref、蓄電池電圧VBより、充電
電力指令PBは、 PB＝IBref×VB 交流電源１の電圧実効値をVSrmsとすると、
インバータ５ａの交流側での充電電流実効値指令
IArmsは、 IArms＝PB／VSrms 従つて、インバータ５ａの交流側に、力率１の
実効値IArmsの電流を流せば、インバータ５ａの
直流側にIBrefの電流が流れることになる。
ータ５ａの交流側での電流指令値に変換できる。
充電電流指令IBref、蓄電池電圧VBより、充電
電力指令PBは、 PB＝IBref×VB 交流電源１の電圧実効値をVSrmsとすると、
インバータ５ａの交流側での充電電流実効値指令
IArmsは、 IArms＝PB／VSrms 従つて、インバータ５ａの交流側に、力率１の
実効値IArmsの電流を流せば、インバータ５ａの
直流側にIBrefの電流が流れることになる。
充電電流実効値指令IArmsに√２sinωtを乗算
して、瞬時充電電流指令IArefに変換し、電流増
幅器２０６により、インバータ５ａの交流側電流
IAを瞬時充電電流指令IArefに瞬時追従させる交
流側電流IAは、PWM周波数のリツプル分を持ち
ながら、指令に追従してゆく。PWM周波数のリ
ツプル電流はリアクトル５ｂの大きさによつて変
わる。リアクトル５ｂわ小さくすることによつ
て、リツプル電流が蓄電池４の許容値以上となつ
ても、蓄電池４に並列にリツプル電流を吸収する
コンデンサ７を設置すればよい。リツプル電流の
大きさ、蓄電池４の電圧、交流電源１の電圧を一
定にすると、PWM周波数が高くなれば、リアク
トル５ｂは小さくてもよいこととなる。
して、瞬時充電電流指令IArefに変換し、電流増
幅器２０６により、インバータ５ａの交流側電流
IAを瞬時充電電流指令IArefに瞬時追従させる交
流側電流IAは、PWM周波数のリツプル分を持ち
ながら、指令に追従してゆく。PWM周波数のリ
ツプル電流はリアクトル５ｂの大きさによつて変
わる。リアクトル５ｂわ小さくすることによつ
て、リツプル電流が蓄電池４の許容値以上となつ
ても、蓄電池４に並列にリツプル電流を吸収する
コンデンサ７を設置すればよい。リツプル電流の
大きさ、蓄電池４の電圧、交流電源１の電圧を一
定にすると、PWM周波数が高くなれば、リアク
トル５ｂは小さくてもよいこととなる。
第５図は交流側電流IAと瞬時充電電流指令
IArefの図を示す。第５図２，３は同図１の拡大
図であり、２はfPWM＝１／Ｔ、リアクトル＝Ｌ、
３はfPWM＝５／Ｔ、リアクトル＝Ｌ／５である。
IArefの図を示す。第５図２，３は同図１の拡大
図であり、２はfPWM＝１／Ｔ、リアクトル＝Ｌ、
３はfPWM＝５／Ｔ、リアクトル＝Ｌ／５である。
第３図において、定電圧制御回路１１０の動作
を説明する。出力設定電圧Vrefと負荷６の電圧
の負荷電圧実効値Vrmsの差ΔVを電圧制御増幅
器３０２に入力し、得られたVLrmsに√２sinωt
を乗算することにより瞬時電圧指令VLrefを作
る。電圧制御増幅器３０４を高速応答させて、負
荷電圧VLを指令VLrefに追従させる。
を説明する。出力設定電圧Vrefと負荷６の電圧
の負荷電圧実効値Vrmsの差ΔVを電圧制御増幅
器３０２に入力し、得られたVLrmsに√２sinωt
を乗算することにより瞬時電圧指令VLrefを作
る。電圧制御増幅器３０４を高速応答させて、負
荷電圧VLを指令VLrefに追従させる。
メジヤループが積分型であるため、負荷電圧実
効値Vrmsは設定電圧Vrefに一致する。また、電
圧制御増幅器３０４による高速電圧マイナー・ル
ープを持つているので、負荷６が非線形であつて
も歪の少ない正弦波電圧を供給できる。
効値Vrmsは設定電圧Vrefに一致する。また、電
圧制御増幅器３０４による高速電圧マイナー・ル
ープを持つているので、負荷６が非線形であつて
も歪の少ない正弦波電圧を供給できる。
なお、上記実施例では単相インバータの場合に
ついて説明したが、PWM変調インバータを制御
するこの概念は、各相毎に制御回路を用いて三相
インバータに適用できる。
ついて説明したが、PWM変調インバータを制御
するこの概念は、各相毎に制御回路を用いて三相
インバータに適用できる。
また、上記実施例では、充電制御の電流マイナ
ー・ループと定電圧制御の電圧マイナー・ループ
を、比例制御による瞬時値制御で行つた場合につ
いて説明したが、PI制御、PID制御、デイジタ
ル・コントロールによる有限時間整定制御などに
よる制御でも、上記実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
ー・ループと定電圧制御の電圧マイナー・ループ
を、比例制御による瞬時値制御で行つた場合につ
いて説明したが、PI制御、PID制御、デイジタ
ル・コントロールによる有限時間整定制御などに
よる制御でも、上記実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
また、第２図では乗算器２０３、除算器２０４
を用いているが、蓄電池電圧VBと交流電源の電
圧実効値Vsrmsの変化巾は±10％程度で、比較
的少ない場合が多いため、厳密に論理通りの演算
を行なう必要はない。例えば、 Ｘ・Ｙ＝Ｘ・（Y0＋ΔY）Y0X Ｘ／Ｙ＝Ｘ／（Y0＋ΔY）１／Y0Ｘ のように省略し、単に定数演算を行なう方法でも
蓄電池の充電機能は可能である。
を用いているが、蓄電池電圧VBと交流電源の電
圧実効値Vsrmsの変化巾は±10％程度で、比較
的少ない場合が多いため、厳密に論理通りの演算
を行なう必要はない。例えば、 Ｘ・Ｙ＝Ｘ・（Y0＋ΔY）Y0X Ｘ／Ｙ＝Ｘ／（Y0＋ΔY）１／Y0Ｘ のように省略し、単に定数演算を行なう方法でも
蓄電池の充電機能は可能である。
以上のように、この発明によれば、蓄電池電圧
を設定電圧に充電する際に、インバータの交流側
電流を直接瞬時制御するように構成したので、イ
ンバータが定電流源として動作するため、リアク
トルが小さくて良く、充電用リアクトルと波形改
善用フイルム用リアクトルの共用ができ、また第
６図のスイツチ３を省略できる。また、交流電源
停電時にインバータ出力電圧の定電圧制御系に瞬
時電圧制御の機能を持たせているので、非線形負
荷でも、歪の少ない正弦波電圧を供給できる。従
つて、装置が安価にでき、信頼性の向上するもの
が得られる効果がある。
を設定電圧に充電する際に、インバータの交流側
電流を直接瞬時制御するように構成したので、イ
ンバータが定電流源として動作するため、リアク
トルが小さくて良く、充電用リアクトルと波形改
善用フイルム用リアクトルの共用ができ、また第
６図のスイツチ３を省略できる。また、交流電源
停電時にインバータ出力電圧の定電圧制御系に瞬
時電圧制御の機能を持たせているので、非線形負
荷でも、歪の少ない正弦波電圧を供給できる。従
つて、装置が安価にでき、信頼性の向上するもの
が得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による無停電電源
装置を示すブロツク図、第２図は充電制御回路の
ブロツク図、第３図は定電圧制御回路のブロツク
図、第４図はスイツチの回路図、第５図は充電制
御の説明図、第６図は従来の無停電電源装置を示
すブロツク図である。 １は交流電源、４は蓄電池、５ａはインバー
タ、１０５は正弦波発生回路、１０８は充電制御
回路、１１０は定電圧制御回路。なお、図中、同
一符号は同一または相当部分を示す。
装置を示すブロツク図、第２図は充電制御回路の
ブロツク図、第３図は定電圧制御回路のブロツク
図、第４図はスイツチの回路図、第５図は充電制
御の説明図、第６図は従来の無停電電源装置を示
すブロツク図である。 １は交流電源、４は蓄電池、５ａはインバー
タ、１０５は正弦波発生回路、１０８は充電制御
回路、１１０は定電圧制御回路。なお、図中、同
一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 交流電源の停電に際し、蓄電池の直流をイン
バータにより交流に変換して負荷に交流電力を供
給すると共に、前記交流電源を供給する場合は該
交流電源の電力を前記インバータによる整流機能
により直流電力に変換して、前記蓄電池を所定の
電圧または電流で充電するように構成された無停
電電源装置において、前記インバータを高周波
PWM変調方式とすると共に前記蓄電池の端子電
圧または電流の帰還信号をもとに該蓄電池に流す
べき直流電流指令値を発生する制御回路と、前記
交流電源に同期した正弦波を発生する正弦波発生
回路と、前記直流電流指令値により、前記正弦波
の振巾を変化させた信号を前記インバータの交流
出力電流指令値として該インバータの出力電流を
瞬時追従制御させるインバータ出力電流制御回路
とを具備したことを特徴とす無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61094795A JPS62254632A (ja) | 1986-04-25 | 1986-04-25 | 無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61094795A JPS62254632A (ja) | 1986-04-25 | 1986-04-25 | 無停電電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62254632A JPS62254632A (ja) | 1987-11-06 |
| JPH0576256B2 true JPH0576256B2 (ja) | 1993-10-22 |
Family
ID=14120006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61094795A Granted JPS62254632A (ja) | 1986-04-25 | 1986-04-25 | 無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62254632A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2956372B2 (ja) * | 1992-08-10 | 1999-10-04 | 山洋電気株式会社 | 無停電電源装置 |
| JP3940585B2 (ja) | 2001-11-09 | 2007-07-04 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 系統連系装置 |
| JP7136541B2 (ja) * | 2017-07-05 | 2022-09-13 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置および無停電電源装置の制御方法 |
-
1986
- 1986-04-25 JP JP61094795A patent/JPS62254632A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62254632A (ja) | 1987-11-06 |
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Legal Events
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