JPH0336209Y2

JPH0336209Y2 -

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Publication number: JPH0336209Y2
Application number: JP1986195735U
Authority: JP
Priority date: 1986-12-19
Filing date: 1986-12-19
Publication date: 1991-07-31
Also published as: JPS63100930U

Description

【考案の詳細な説明】「産業上の利用分野」この考案は、例えば小形コンピユータ等の電源
として用いられる整流器負荷に対し電力を供給
し、商用電源が正常な場合は、商用電源電力を負
荷に直送し、商用電源の停電時に、蓄電池の直流
出力をインバータで交流に変換して負荷へ供給す
る待機式無停電電源装置に関する。

「従来の技術」一般に、小形無停電電源装置としては、構成が
簡単なことから、第８図に示す浮動充電方式が多
く用いられてきた。第８図において商用電源１１
からの商用交流電力は入力端子１２より充電器１
３へ供給されて直流電力とされ、その直流電力
は、蓄電池１４へ供給されて蓄電池１４を充電す
るとともに、インバータ１５へも供給され、イン
バータ１５で交流電力に変換され、その交流電力
は出力端子１６を通じて負荷１７へ供給される。

しかしながら、この従来の装置は、商用電力を
受電中は、充電器１３はインバータ１５への入力
電力と、蓄電池１４への充電電力とを合計した電
力を供給せねばならず、充電器１３を小形化する
ことが難しい。また商用電力を受電中に出力され
る出力電力は、充電器１３とインバータ１５との
２つの変換器を通されるために、これらの２つの
変換器における電力損失が多く、それだけ入力電
力が大きくなる問題があつた。

この対策として、省エネルギーと小形化をねら
つた待機式無停電電源装置が採用されるようにな
つてきた。この待機式無停電電源装置は、小形コ
ンピユータを初めとするほとんどの商用電力によ
り動作する機器が、10ms以下の電源瞬断では何
の影響もなく運転続行が可能な点に着眼したもの
である。すなわち、第９図に示すように、商用電
力を受電中は、入力端子１２からの商用交流電力
は、高速切換可能な交流スイツチ１８を通じて出
力端子１６へ直送されるとともに、入力端子１２
の商用交流電力は、充電器１３を通じて蓄電池１
４に充電され、インバータ１５は、商用電源に同
期して無負荷運転、又はその制御部のみ動作して
いる。商用電源電力の瞬断、又は電圧低下に対し
ては、交流スイツチ１８をオフとして、1/4サイ
クル（5ms）程度でインバータ１５の出力交流電
力を出力端子１６に切換え、供給して負荷の運転
続行を可能としている。

この待機運転方式では、充電器１３は、インバ
ータ１５の無負荷電力又はインバータ１５の制御
部の動作電力と、蓄電池１４への充電分とのみを
供給すればよく、充電器１３の電力容量が、第８
図に示した浮動充電方式の場合の約1/5以下とな
り、小形化と省エネルギーとの効果が大きかつ
た。

「考案が解決しようとする問題点」小形コンピユータ等の電源が負荷１７として用
いられる場合は第９図に示すようにコンデンサイ
ンプツト形整流器負荷の特性を示すものが多く、
負荷１７に流れる電流には多くの高調波成分が含
まれる。このような負荷１７で発生した高調波
は、系統商用電源に歪を与え、さらに、この高調
波が商用電力の電力供給線に流出し、この電力供
給線を共用している他機器がその高調波により悪
影響を受けることがある。また、整流器負荷は基
本波力率は1.0であるが、総合力率は0.7〜0.8と悪
く、商用電力の力率低下の原因になつている。

このため従来においては、そのような高調波を
除去するためにLCフイルタを特に設けていた。
しかしそのLCフイルタの定数によつては系統商
用電源インピーダンスとの並列共振現象をおこし
たり、発生高調波の周波数が変動すると高調波除
去効果が低下するなどの問題があつた。

前記高調波を除去するために、半導体電力変換
装置を使用した能動形フイルタ（電力用アクテイ
ブフイルタ）を使用する事も知られている。これ
は、第１０図に示すように商用電源１１と高調波
を発生する負荷１７との間に電力用アクテイブフ
イルタ１９を並列に接続し、負荷１７が商用電源
側からとる負荷電流I_L（第１１図Ａ）中の高調波
電流を、アクテイブフイルタ１９が商用電源１１
に替わつて補償電流I_C（第１１図Ｂ）として供給
し、商用電源系統に流れる電流I_S（第１１図Ｃ）
を基本波成分だけにしようとするものである。

この方式では、負荷電流を検出し、負荷電流に
含まれる高調波成分を演算・算出して、補償対象
とする高調波周波数よりも速い周波数応答で補償
電流を発生させる必要がある。そのためこの装置
は高周波のスイツチング動作と高速の演算算出が
できる制御回路を必要とし、複雑で高価な装置と
なり、実用化がはばまれている。

また、充電器１３としては第１２図に示すよう
に商用電源入力がトランス１の一次側へ供給さ
れ、トランス１の二次側中点を蓄電池１４の負側
に接続し、両端に得られた電圧をサイリスタ２，
３を通じて両波整流し、その整流出力を平滑回路
４を通じて蓄電池１４へ供給充電し、サイリスタ
２，３の流通角を制御する位相制御方式のものが
多く用いられている。第１２図において第１３図
Ａに示す商用電源電圧波形に対し、平滑回路４の
入力電圧波形は第１３図Ｂに示すようになり、こ
れと対応して商用電源入力電流波形は第１３図Ｃ
になるようになり、商用電源電圧に対し、入力電
流には位相遅れがあり、高調波成分も多く含まれ
ている。このため入力力率が悪い。

この考案の目的は、商用電力受電中に休止して
いるインバータを高調波抑御装置（アクテイブフ
イルタ）として、また、蓄電池の充電器として有
効に使用し、商用電力線への高調波の流出を抑御
することができる待機式無停電電源装置を提供す
ることにある。

「問題点を解決するための手段」この考案によれば待機式無停電電源装置におい
て、商用電源及びインバータの接続点とコンデン
サ入力形整流器負荷との間に限流リアクトル（商
用電源の内部インピーダンスより大きいインピー
ダンスのインダクタ）が直列に挿入され、また商
用電源電圧と同期した正弦波電流が同期正弦波発
生器により発生され、この正弦波電流と電流検出
手段で検出された商用電源電流との差が瞬時比較
器で検出され、その検出によりこれがゼロになる
ようにインバータが制御される。つまりこの考案
では、理想補償状態においては商用電源電流I_Sが
正弦波になることに着目し、前記検出手段で商用
電源電流I_Sを商用電源電圧V_Sに同期した正弦波電
流I_S ^*に瞬時に追従するようにインバータを制御
する。

さらに、インバータの入力側のコンデンサの直
流電圧と充電電流とが検出され、そのコンデンサ
電圧が一定になるようにかつその充電電流が一定
値以下で垂下するように商用電圧に同期した正弦
波電流の振幅を制御して、インバータを充電器と
して作用させ、蓄電池を充電する。

なお、この考案ではコンデンサ入力形整流器負
荷を対象としている。すなわち、負荷に電流が流
れる場合は、商用電源のインピーダンスがこれと
並列に接続されているインバータのインピーダン
スよりも小さいため、商用電源より負荷に急峻な
ぴーク電流が流れ、インバータから負荷に流れる
電流が少なくなる。これは負荷に流れる電流の立
上りが急に変化するため、インバータの制御遅れ
により、インバータからの電流供給が間に合わな
くなるからで、つまり商用電源から高調波成分の
大きい電流が流れ易くなり、これに反してインバ
ータから負荷に供給する電流は少なくなり、商用
電源に生ずる高調波成分の補償が小さくなり、イ
ンバータの補償効果が減少する。

そこで、この考案では、負荷の直前に前記限流
リアクトル（インダクタ）が直列に挿入され、商
用電源側のインピーダンスは従来よりも大きくさ
れている。従つて、負荷の急峻な変化に対しても
負荷に流れる電流は以前よりも減り、しかも電流
の立上りは限流リアクトルにより鈍くなり、通電
時間も長くなる。よつて負荷に流れる商用電源の
電流とインバータから負荷に供給する電流との差
が小さくなり、高調波成分の補償をするインバー
タ側の制御が追従し易くなり、インバータからの
補償電流の供給が容易になる。この限流リアクト
ルのインピーダンスは、商用電源の内部インピー
ダンスよりも大きく選ばれるが、その限流リアク
トルのインダクタンスによる電圧降下が負荷端で
問題にならない程度、例えば100V電源で２〜3V
の電圧低下以下になるように選ばれる。インバー
タの出力容量が大きくなり、インバータ内部イン
ピーダンスが小さくなるほど、挿入する限流リア
クトルのインピーダンスは小さくてよい。

「実施例」基本構成第１図にこの考案による待機式無停電電源装置
の実施例の基本構成を示す。商用電源１１が接続
される入力端子１２は高速交流スイツチ１８、限
流リアクトル（インダクタ）２１を通じて出力端
子１６に接続される。蓄電池１４は抵抗器２２、
インバータ１５を通じて、交流スイツチ１８と限
流リアクトル２１との接続点に接続される。

入力端子１２に停電検出回路２３が接続され、
停電検出回路２３が商用電源１１の停電を検出す
るとその出力により交流スイツチ１８をオフにす
る。この状態では、蓄電池１４の直流電力はイン
バータ１５で交流電力に変換されて限流リアクト
ル２１を通じて出力端子１６へ供給される。この
インバータ１５が直流電力を交流電力へ変換動作
している間においては、従来と同様に、インバー
タ１５の出力電圧Ｖ及び出力電流I_Cの変動がイ
ンバータ変動検出部２４で検出され、その検出出
力は切替回路２５を通じてインバータ１５の制御
部２６に入力され、制御部２６はその変動検出出
力により制御され、インバータ１５の出力電圧Ｖ
が一定になり、かつ過負荷時の出力電流I_Cを抑
圧するようにされる。

この考案においては、交流スイツチ１８を流れ
る電流つまり商用電源電流I_Sが検出器２７にて検
出される。また同期正弦波発生器２８から商用電
源１１の電圧と同期した正弦波電流I_S ^*が発生さ
れ、この正弦波電流I_S ^*と検出商用電源電流I_Sとが
瞬時比較器２９で比較され、両者の差が検出さ
れ、その差が、切替回路２５に通じて制御部２６
へ供給され、この差がなくなるように制御部２６
が制御される。この例ではインバータ１５の入力
のコンデンサの直流電圧（蓄電池１４の電圧とほ
ぼ等しい）が電圧検出器３１で検出され、また、
蓄電池１４の充放電電流が充放電電流検出器３０
で検出され、その検出出力により同期正弦波発生
器２８の出力正弦波電流I_S ^*の振幅を振幅制御回
路３２で制御してその制御された正弦波電流I_S ^*
を瞬時比較器２９へ供給した場合である。切替回
路２５は停電検出器２３の検出出力により切替え
られて停電時はインバータ変動検出部２４が制御
部２６に接続される。

具体的構成次にこの考案の具体例を第２図に示す。第２図
はインバータ１５のスイツチング回路３４と、ト
ランス３５、波形整形フイルタ用コイル３６、コ
ンデンサ３７及び交流スイツチ１８、限流リアク
トル２１、蓄電池１４、抵抗器２２の接続例を示
す。すなわち、蓄電池１４の両端は抵抗器２２を
通じてインバータ１５の入力コンデンサ３８に接
続され、入力コンデンサ３８の両端は、トランジ
スタQ₁〜Q₄がブリツジ接続されたスイツチング
回路３４の直流入力側に接続され、トランジスタ
Q₁〜Q₄にそれぞれダイオードD₁〜D₄が逆極性で
並列に接続されている。スイツチング回路３４の
交流出力側はトランス３５の１次側に接続され、
トランス３５の２次側の一端はフイルタ用コイル
３６を通じて、交流スイツチ１８及び限流リアク
トル２１の接続点に接続され、他端は入力端子１
２ｂ及び出力端子１６ｂに接続され、交流スイツ
チ１８及び限流リアクトル２１の接続点と、入力
端子１２ｂ及び出力端子１６ｂとの間にフイルタ
用コンデンサ３７が接続される。

入力端子間１２ａ，１２ｂに商用電源１１の電
圧E_Sを検出するトランス４１が接続され、商用電
源１１の電流I_Sを検出する電流トランス４２が交
流スイツチ１８及び限流リアクトル２１間の商用
電力給電線４３に設けられ、インバータ出力電流
I_Cを検出する電流トランス４４がトランス３５の
２次側に設けられ、負荷端電圧Ｖを検出するト
ランス４５が出力端子１６ａ，１６ｂ間に接続さ
れ、これら各検出電流・電圧は制御装置４６に供
給される。また、直流コンデンサ３８の電圧信号
V_C、及び蓄電池１４の充放電電流信号I_CHも制御
装置４６に供給され。

第３図に制御装置４６の具体例を示す。この例
は商用電力とインバータ出力とを互いに同期状態
で切替えるようにすると共に、インバータ１５と
してパルス幅変調方式を用いた場合である。

トランス４１で検出された商用電源電圧V_Sが
所定値電圧以下となると停電検出回路２３にて停
電とみなされ、これより高レベルＨの信号が発生
し、切替回路２５，４７は１側に切替えられる。
さらに、交流スイツチ駆動回路４９に対する駆動
停止されて交流スイツチ１８はオフにされる。

停電時は発信器５１の信号は位相同期回路
（PLL同期回路）５２へ供給され、PLL同期回路
５２よりの正弦波出力は、インバータ変動検出部
２４内の振幅制御回路５４で誤差増幅器５３の出
力により振幅が制御され、その正弦波出力と検出
した負荷電圧Ｖとの差が誤差増幅器５５で検出
され、その誤差増幅信号がインバータ変動検出出
力として切替回路２５を通じて比較器５６へ供給
され、発振器５７の三角波形と比較され、その比
較器５６の出力はパルス発生器５８へ供給され、
そのパルス発生器５８の出力により駆動回路５９
を通じてインバータ１５のスイツチ素子（トラン
ジスタQ₁〜Q₄）がスイツチング制御される。検
出したインバータ電流I_Cはインバータ変動検出部
２４内で回路５０で整流平滑され、電源６１の設
定基準値と誤差増幅器５３で比較され、I_Cが設定
基準値より大きくなると誤差増幅器５３の出力に
よりPLL同期回路５２からの正弦波の振幅が小
さく制御される。また負荷電圧Ｖが大きくなる
と誤差増幅器５５の出力振幅が小さくなり、トラ
ンジスタQ₁〜Q₄をオンにするパルス幅が狭くな
りインバータ１５の出力電圧も下がる。

商用電源電力を受電中は、検出された商用電源
電圧V_Sが波形整形回路６２にも供給され、その
出力は矩形波に整流され、その矩形波出力は切替
回路４７を通して位相同期回路５２内の位相比較
器６３へ供給され、電圧制御発振器（VCO）６
４の出力と位相比較される。その位相比較器６３
の出力はループフイルタ６５を通じて発振器６４
の制御端子へ供給され、発振器６４の出力は、入
力商用電源電圧に位相同期している。この発振器
６４の出力は正弦波であり、商用電源電力受電中
は位相同期回路５２は商用電源電圧V_Sに同期し
た正弦波を出力する同期正弦波発生器として動作
する。

インバータ入力コンデンサ３８の検出電圧V_C
は平滑回路６６で平滑された後、基準電源６７の
設定基準値と誤差増幅器６８で差が検出され、そ
の出力により発振器６４の正弦波出力の振幅が振
幅制御回路３２で制御される。さらに、蓄電池１
４の充放電電流I_CHは平滑回路７２で平均化され
た後、基準電源７３の垂下設定値と誤差増幅器７
４で差が検出されるとともに、I_CHの平均化され
た電流は、誤差増幅器７６で基準電源７５（I_CH
＝０となる電圧）との差が検出され、以上３つの
誤差増幅器６８，７４，７６の出力により、発振
器６４の正弦波出力の振幅が振幅制御回路３２で
制御されて目標正弦波I_S ^*とされる。

この正弦波電流I_S ^*と検出した商用電源電流I_Sと
の瞬時誤差が誤差増幅器の瞬時比較器２９で検出
され、その誤差出力は切替回路２５を通じて比較
器５６へ供給され、発振器５７の三角波と比較さ
れ、比較器５６の出力によりインバータ１５を制
御するパルスが発生する。

コンデンサ電圧V_Cが高くなるか、充電中（I_CH
が正極性）で充放電電流が垂下領域であれば目標
正弦波I_S ^*の振幅が小さくなるように制御される。
また、放電中（I_CHが負極性）であれば目標正弦
波I_S ^*の振幅が大きくなるように制御される。

以上の構成により、コンデンサ電圧V_Cが一定
電圧に保たれ、蓄電池１４は準定電圧で充電され
る。

動作原理動作についてまず蓄電池１４が接続されていな
い状態について説明する。

第２図に示すように負荷１７がコンデンサイン
プツト形整流器負荷が主となる場合には、商用電
源から電力を供給された時に、限流リアクトル２
１の作用により商用電源電圧（第４図Ａ）の尖頭
部で負荷コンデンサ７１の電圧より大となつて負
荷電流I_Lは第４図Ｂに示すように滑らかなピーク
電流が流れる（商用電源電流I_S＝負荷電流I_L、イ
ンバータ電流I_C＝０）。このため商用電源電流I_Sに
高調波が発生する。商用電源電圧V_Sも歪むが、
これと同期した目標正弦波電流I_S ^*（第４図Ｃ）
を作り、この目標正弦波電流I_S ^*に商用電源電流I_S
が瞬時に追従するようにインバータ１５を制御ス
イツチング動作をさせると、負荷電流I_Lが流れて
いない又は流れていても目標正弦波電流I_S ^*より
負荷電流I_Lの小さい期間モード１（第４図Ｄ）｜I_S
^＊｜＞｜I_L｜の状態）には、商用電源よりインバ
ータ１５へ第４図Ｅに示すように電流I_Cが流れ込
み、コンデンサ３８を充電する。目標正弦波電流
I_S ^*より負荷電流I_Lが大きくなるモード２（｜I_S ^*
｜＜｜I_L｜）では、商用電源電流I_Sをおぎなうよ
うにインバータ１５が動作し、コンデンサ３８よ
り負荷１７に放電電流I_Cが流れだす。

このように｜I_S ^*｜＞｜I_L｜ではその差の電流が
インバータ１５に電流が流れ込み、｜I_S ^*｜＜｜I_L
｜ではその差の電流がインバータ１５から負荷へ
流れるため、商用電源電流I_Sは第４図Ｆに示すよ
うに目標正弦波電流I_S ^*とほぼ一致した正弦波状
となり、商用電源系に高調波を発生させない。

インバータ１５の直流入力側にはコンデンサ３
８があるだけで電力の損失とならないので、イン
バータ１５に入りこんだ有効電力は、インバータ
損失と等しくなり平衡するまで、コンデンサ３８
の電圧V_Cが上昇する。コンデンサ３８の電圧V_C
が高くなる程、モード２において、インバータ１
５から負荷１７にピーク電流を供給しやすくな
り、商用電源電流I_Sも正弦波形に近づく。

この無停電電源装置においては、目標正弦波電
流I_S ^*は、商用電源と同期した正弦波形であり、
コンデンサ３８の電圧が設定値になるようにその
振幅を変えることで、制御を行う。

今、目標正弦波電流I_S ^*適当である場合、イン
バータ１５に入りこんだ有効電力でコンデンサ３
８の平均電圧V_Cが設定値となり、この電圧で、
インバータ損失と平衡している。一方、１サイク
ル内では、モード１で一時的に蓄積された無効電
力は、モード２で放出され、インバータ１５は高
調波補償電流発生源として動作し、商用電源電流
I_Sの低次の高調波をへらし、次の関係が成り立つ
ている。

商用有効電力P_S＝負荷有効電力P_L＋インバー
タ有効電力P_C、インバータ有効電力P_C＝インバ
ータ損失目標正弦波電流I_S ^*が一定（P_Sも一定）の状態
で、負荷電流I_L、負荷有効電力P_Lが減少すると、
インバータ１５に流入する有効電力P_Cが増え、
コンデンサ３８の電圧V_Cが上昇する。インバー
タ１５は、コンデンサ３８の電圧が一定になるよ
うに働き目標正弦波電流I_S ^*の振幅を小さくする
ため、商用有効電力P_Sも減少した状態で平衡す
る。

負荷電流I_Lが急増した場合、一時的にインバー
タに入る有効電力は少なくなり、コンデンサ３８
の電圧が低下し、商用電源電流の高調波補償効果
が減少するが、目標正弦波電流I_S ^*の振幅が大き
くなるように制御され、コンデンサ電圧V_Cは設
定値にもどる。

次に蓄電池１４が接続された状態について説明
する。

インバータ１５の入力に蓄電池１４が接続され
ると、インバータ１５の有効電力の一部が充電電
力P_CHとなり、コンデンサ３８の電圧V_Cが低下す
る。この電圧V_Cを一定に保つために、先に述べ
たように振幅制御回路３２における制御で目標正
弦波I_S ^*が振幅がより大きくなり、次の関係式で
平衡する。

商用有効電力P_S＝負荷有効電力P_L＋インバー
タ有効電力P_C インバータ有効電力P_C＝インバータ損失＋充
電電力P_CH 蓄電池１４の充電初期において充電電流が垂下
設定値をこえれば、I_S ^*は小さくなり、V_Cも低下
する。

負荷電流I_Lが急増した場合、一時的にインバー
タに入る有効電力が少なくなり、V_Cが低下し蓄
電池１４から高調波補償電力が供給され、蓄電池
１４が放電するが、放電電流が流れると目標正弦
波電流I_S ^*の振幅が大きくなるように制御され、
コンデンサ３８の電圧V_Cは設定値にもどり放電
電流もなくなる。

具体的動作モード１（I_S ^*＞I_L）におけるコンデンサ３８へ
の充電動作の説明を簡単にするため、トランス３
５の巻比が１：１で等価的に直結されているもの
として考える。その時の回路のコンデンサ３８に
充放電に関連する部分を第５図に示す。第６図に
示す期間では、インバータ電流I_Cは第７図Ａに
示すように商用電源１１→フイルタ用コイル３６
→トランジスタQ₄→ダイオードD₂→商用電源１
１に流れる。次にトランジスタQ₄がOFFになる
と、コイル３６に蓄積されたエネルギーが、期間
で第７図Ｂに示すように商用電源１１→コイル
３６→ダイオードD₃→コンデンサ３８→ダイオ
ードD₂→商用電源１１と流れ、コンデンサ３８
に電荷が蓄積される。他の位相においても同様の
動作により、コンデンサ３８に電力が蓄積され、
蓄電池１４への充電が行われる。コイル３６に蓄
積されるエネルギが商用電源１１の電圧に加算し
てコンデンサ３８に充電される。そのため常にコ
ンデンサ３８は商用電源電圧よりも高い電圧に保
たれている。

モード２（I_S ^*＜I_L）におけるコンデンサ３８の
放電動作は、負荷電流I_Lが流れはじめると、イン
バータ１５に対するコンデンサ３８への充電が
徐々に減少し、I_S ^*＝I_Lになると、コンデンサ３８
の放電が開始し、負荷電流I_Lの一部をインバータ
１５が供給し始める。

なお、動作説明では負荷１７が純整流器負荷と
したが、負荷１７が整流器負荷だけでなく、他の
負荷が含まれる場合も同様の動作となる。

以上の動作により商用電源１１の商用電源電流
に含まれる低次の高調波は1/10程度まで減らすこ
とが可能となる。

「考案の効果」この考案によれば、商用電力受電時において従
来は休止又は無負荷待機していたインバータを有
効に利用して、負荷電流に含まれる高調波成分を
除去でき、高調波成分を除去するための特別のフ
イルタを用いる必要もなく、蓄電池の充電も可能
である。また、高調波成分の除去が、従来の無停
電電源装置に限流リアクトル２１、瞬時比較器２
９、商用電源電流I_Sの検出手段、振幅制御回路３
２、充放電電流検出器３０、誤差増幅器７４，７
６などを追加するだけでよく、安価に構成するこ
とができる、目標正弦波電流I_S ^*を作り、これに
検出電流I_Sが追従するように、インバータ１５を
制御するものであり、その制御も停電時にインバ
ータ１５を安定化制御するための制御信号の代り
に、I_S ^*とI_Sとの誤差信号を用いればよく、高調波
成分をいちいち演算する必要がなく、かつ高調波
成分の変動が生じても、これを自動的に抑圧する
ことができる。

なお限流リアクトル２１、コイル３６の各イン
ダクタンスを1mH，8mH、負荷１７の抵抗値を
24Ω、コンデンサ７１，３８，３７の各容量をそ
れぞれ4700μF，4700μF，30μFとし、インバータ
１５のスイツチングを3.2kHzとし、トリクル充
電を行つた時の実験結果における商用電源電流I_S
と負荷電流I_Lとの各スペクトルを第１４図に示
す。この図より第３、第５高調波を大幅に低減で
きたことが理解され、更に総合力率も約１に改善
された。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案による待機式無停電電源装置
の一例を示すブロツク図、第２図はそのインバー
タのスイツチ回路を主とした具体例を示す接続
図、第３図は第２図中の制御装置４６の具体例を
示すブロツク図、第４図は商用電源受電時の各部
動作波形図、第５図は高調波補償時のモード１動
作における接続図、第６図はその各部の波形図、
第７図はインバータのスイツチングにもとずく電
流の流れを示す図、第８図は従来の浮動充電式無
停電電源装置を示すブロツク図、第９図は従来の
待機式無停電電源装置を示すブロツク図、第１０
図は従来のアクテイブフイルタを用いた高調波除
去装置を示すブロツク図、第１１図はその動作を
説明するための図、第１２図は充電器１３を示す
図、第１３図は充電器の動作説明図、第１４図は
この考案装置の実験結果におけるスペクトルを示
す図である。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】商用電源の電力を受電中は、その商用電力をコ
ンデンサ入力形整流器負荷へ供給し、停電中は、
商用電力供給線を遮断し、インバータを動作さ
せ、そのインバータにより蓄電池の電力を交流電
力に変換して、上記負荷へ供給する待機式無停電
電源装置において、上記商用電源及び上記インバータの接続点と上
記コンデンサ入力形整流器負荷との間に直列に挿
入され、商用電源の内部インピーダンスより大き
いインピーダンスの限流リアクトルと、上記商用電源電力供給線に流れる電流を検出す
る電流検出手段と、上記商用電源電圧と同期した正弦波電流を発生
する同期正弦波発生器と、その同期正弦波発生器より正弦波電流と上記電
流検出手段の検出電流との瞬時的差を検出する瞬
時比較器と、その瞬時比較器の出力により、これがゼロにな
るように上記インバータを制御して、商用電源に
流れる電流の高調波成分を抑圧する制御手段と、上記インバータの直流入力コンデンサの電圧を
検出するコンデンサ電圧検出器と、上記蓄電池に対する充放電電流を検出する充放
電電流検出器と、上記検出した入力コンデンサの電圧と、上記検
出した充放電電流とにより上記正弦波電流の振幅
を制御して上記インバータを充電器として動作さ
せ、上記蓄電池を充電する制御手段とを具備する
待機式無停電電源装置。