JPS5937653B2 - 無停電電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、コンピュータや通信機に無停電の電力を供給
する無停電電源装置において、経済的なシステムを構成
することを目的とするものである。

従来から、バッテリとインバータを組み合わせた静止形
ＣＶＣＦシステムにおいて、直流を交流に変換するイン
バータの可逆特性を利用して、充電器を省略した第１図
のようなシステムが知られている。第１図において、１
は直流電力を交流電力に変換する自励式インバータで、
出力波形を歪の少ない正弦波に変換するためのフィルタ
ーを内蔵するものである。２は鉛電池等の充電可能なバ
ッテリーで、商用停電時の電力源となる。

３はコンピュータ等の負荷である。

４はコンダクタあるいはサイリスタを用いたスイッチで
、常時はオンであり、商用電源が停電するとオフとし、
インバータの出力が商用側へ送られることを防ぐように
制御される。

このような方式では常時は商用の電力を直接負荷３へ送
りつつ、インバータ１を逆方向に整流器運転して、バッ
テリ２を浮動充電状態に保つ。もし商用電源が停電した
ときはスイッチをすみやかにオフとし、インバータ１は
本来の直流−交流変換作用を行ない負荷に電力を供給す
る。このような従来方式の最大の難点は、常時負荷３へ
供給される電力が商用電源の電圧変動を直接こうむるの
で、負荷が定電圧電力を必要とするデりゲートな電子機
器の場合には不適当であるということである。このよう
な欠点をカバーするには、第２図に示すように定電圧装
置（ＡＶＲ）５を商用電源側へ設ける必要があり、経済
性がそこなわれる。本発明は第１図、第２図の如き従来
方式の欠点を改良し、常時負荷に定電圧の電力を供給し
うる電源システムを提供するものである。

まず第３図により、本発明の構成を説明すると、１，２
，３，４は第１図と同じく、インバータ、バツテリ、負
荷、およびスイツチである。

６は常時商用電源と負荷およびインバータの間で設けら
れたインピーダンス要素で、例えば、交流リアクトルが
用いられる。

インバータ１は、商用電源に対する位相差及びインバー
タ自身の内部発生電圧を任意に制御しうる機能、例えば
、パルス幅変調の機能を有するものとする。このような
場合において、負荷端に表われる電圧は、基本波がほと
んどであるためインバータを基本波を発生する交流電源
と考えれば、その等価回路は第４図のごとくなる。

第４図において、Ｅａは商用の電圧、Ｌ１はリアクトル
６、Ｅ２はインバータの基本波内部発生電圧、Ｌ２はイ
ンバータの出力波形改善用リアクトル、Ｃは同じくイン
バータの出力波形改善用のコンデンサ、ＹＬは負荷であ
る。Ｌｌ，Ｌ２の基本波のインピーダンスをそれぞれＺ
Ｌｌ，ＺＬ２，Ｃ？：．ＹＬによる基本波のアドミツタ
ンスをＹとして、負荷端子電圧Ｅ３およびバツテリ充電
電流に対応するインバータ入力有効電力Ｐａ，Ｃがどの
ように定まるかを以下に示す。第４図においてＬ１の電
流をＩｌ，Ｌ２の電流をＩ２とすると（３）式をＥ３に
ついて解けば また、インバータ入力有効電力Ｐａは 永 となる。

ここでＥ２はＥ２の共役複素数ベクトルである。インバ
ータの損失を無視すれば、バツテリ充電電流１３は、バ
ツテリ電圧ＥＢと（５）式のＰａを用いてとなる。

（４）式によれば、負荷端電圧Ｅ３は商用電圧Ｅ１とイ
ンバータ内部発生電圧Ｅ２により決まる。

負荷に対しては、一般にＥ３の絶対値１Ｅ３（を一定に
保つことが要求されその位相の若干の変化、例えば６０
゜以内程度の変化は問題とならない。

また商用電圧Ｅ１は一般にその絶対値１Ｅ１１は±１０
％程度変化するが、位相は安定しており、ゆるやおに変
化するどとはあつても急激な変化は士ピ〜±２゜以内し
かないのが通常である。以上のことから商用電圧１Ｅ１
：の変化に対応して、それを打ち消すようにインバータ
の内部発生電圧１Ｅ２１を制御すれば、負荷端電圧を（
４）式に従つて一定に保つことができる。このときはＥ
２の大きさを制御するだけで良く、位相は制御する必要
はない。次に（５）式によれば、インバータへの入力有
効電力Ｐａはインバータ自身の内部発生電圧Ｅ２の位相
を制御すれば比例的に変化する。一方（６）式において
、一般にバツテリ一の電圧ＥＢは容易には変化せず、充
電あるいは放電量に応じてゆるやかに変化するものであ
るから、短時間的には一定と考えることができるので、
インバータの内部発生電圧Ｅ２の位相を制御することに
よつて、Ｐａを制御すればバツテリ一の充電電流１Ｂを
制御することができる。このときはＥ２の大きさは制御
する必要はない。上記のＩＥ２ｌの制御によるＩＥ３ｌ
の定電圧制御とＥ２の位相の制御によるＰａ即ち充電々
流の制御について、代表的なインバータにおけるＬ２と
Ｃの値および適当なＬ１の具体的な選定例について、前
記の（４）式（５）式を用いて、Ｅｌ，Ｅ２およびΔψ
（Ｅ１に対するＥ２の遅れ角）が１Ｅ３１の定電圧制御
とＰａの制御にどのように関係するかを計算し、グラフ
に示したものが、第５図と第６図である。

ここでは例としてＬ１の％インピーダンスをＺＬｌ＝０
．１５、Ｌ２の％インピーダンスをＺＬ２＝０．２、Ｃ
の％アドミツタンスをＹｃ＝０．６とし、Ｌｌ，Ｌ２の
基本波でのコイルのＱを１０としている。また負荷は例
としてＰｆ＝０．７，１００１ｆ）のときと無負荷のと
きについて計算している。第５図を見れば、例えばＰｆ
＝０．７，１００（Ｆ６負荷にて、Δψ＝１『で運転中
に１Ｅ１１が変化したとすれば、図の一番上のラインに
そつて１Ｅ２１を制御することにより１Ｅ３１＝１．０
を保持できることが分る。

他の負荷条件やΔφの値の場合でも、第５図のラインの
傾斜は同じであるから、［Ｅ１：のある変化に対しＩＥ
３ｌを一定に保つべく制御すべき１Ｅ２１の値は同じで
あることが分る。また第５図において例へば１Ｅ１１＝
１．０でＰｆＯ．７，ｌＯＯ％負荷のときΔφを０゜と
１『の間で変化させてもその影響は少く、Ｅ２を３％程
度変化させることによりＩＥ３ｌ−１．０を保つことが
出来ることが分る。

一方第６図によればΔφの１『の変化はＰａの大きな変
化をもたらすことが出来る。即ちΔφを制御してＰａを
制御することは、１Ｙ）３１の定電圧制御にはあまり影
響を与えないことが云える。またＰａはΔφの数度の制
御で大きく変化させることができるが、（５）式によれ
ば１Ｅ２１の大きさによつても比例的に変化する。即ち
商用電圧１Ｅ１１の急変に応じて１Ｅ３１を一定にすべ
くＩＥ２ｌを速応制御する必要があるが、この結果Ｐａ
も変化してしまうということである。しかしバツテリは
短時間的にはＰａが変化しその充電電流が急増し、また
時には急減して放電状態になつてもなんら支障なくＰａ
の変動を吸収する能力があるので、実用上このことは障
害とはならない。即ち１Ｅ３１一定制御のための１Ｅ２
１の変化により、Ｐａが変化しても、それを補償するよ
うにΔφを制御することによつて解決しうる。但しＩＥ
２ｌの制御とΔφの制御が相互干渉しあうことを避ける
ため、１Ｅ２１の制御系を速応制御系とし、Δφの制御
系をやや遅い制御系とすることが必要である。次に第７
図により、本発明の具体的な一実施例を説明する。

第７図につき１００代の番号は、インバータ１の構成要
素であることを示す。６Ａは商用側のリアクトル、６Ｂ
は商用側の電圧をこのシステムに適した電圧に昇圧又は
降圧するトランスであり、このトランスのリアクタンス
も第４図のＬ１の一部分として作用する。

２，３，４は第３図と同じ機能である。

１００はインバータの本体から交流フイルタ用リアクト
ル１０１及びコンデンサ１０２を除いた部分であり、直
流を任意の電圧と周波数の交流に変換するインバータ主
回路であつて、例えばＰＷＭ多重インバータなどがその
例である。

インバータは発振器１１０のパルスをリングカウンタ１
０９で多相信号に変換した後、リングカウンタの出力を
パルス幅変調回路１０８でＰＷＭ信号に変換し、ゲート
回路１０７を通してインバータ主回路を動作させる。

このような信号の流れは従来技術により公知であるので
、詳細は省略する。

アンプ１１１は発振器１１０の周波数を±２チ程度微調
整することにより、インバータの内部発生電圧と商用電
圧の位相差を任意の値に制御するいわゆるフエーズ・ロ
ツクド・ループを構成するものである。

１１５はＰＴｌＯ５と１０６から検出した商用電圧側と
インバータ側の電圧情報をもとに、インバータと商用電
圧間の位相差Δψに比例した信号を発生するもので、イ
ンバータが負荷端子に対して遅れのときに正の信号Δφ
を発生するものとする。

アンプ１１２，１１３はΔφを制御してバツテリを充電
しようとするもので、バツテリ充電電圧の設定ＶＢＲと
バツテリ電圧検出回路１０３の差をアンプ１１３に与え
、その出力を電流基準とし、バツテリ充電電流検出回路
１０４の信号との差によりアンプ１１２の出力に位相差
基準Δφ、を出力する。このΔφ、と前記１１５により
得られたΔφとの差を引算回路１１８により求め、アン
プ１１１により発振器１１０の周波数、即ちインバータ
の位相を制御する。以上のようにアンプ１１１によるフ
エーズ・ロツクド・ループをアンブ１１２，１１３によ
る電流マイナ一・ループをもつバツテリ電圧制御装置か
ら制御することにより、インバータを逆方向に整流器運
転する。

このバツテリ一を充電する電圧制御回路の動作は次の通
りである。今充電電圧の設定ＶＢＲを仮りにＶＢＲｌか
らＶＢＲ２に高くしたとすると、定電圧制御用のアンプ
１１３の出力は増大し、アンプ１１２による電流マイナ
ーループ制御系に電流を増加するよう指令する。その結
果アンプ１１２はΔψＲをΔφＲ，からΔφ現に増加さ
せるようアンプ１１１によるフエーズド・ロツクド・ル
ープに指令する。アンプ１１１は発振器１１０を制御し
、ΔφをΔφ朗に一致させるように増大させる。その結
果Ｐａが増大し、バツテリ一の充電電流が増大する。バ
ツテリ一の充電々流が増大した結果、その端子電圧が上
昇しＶＢＲ２に一致したところで制御系はつりあう。

このようにして商用電源がある場合は、インバータは充
電器として動作している。即ち、このループはバツテリ
一端子電圧を設定値に制御する一つの定電圧制御装置を
構成している。次にアンブ１１４は負荷端子電圧の設定
ＶＬＲと負荷電圧の検出装置１１９の出力を比較し、た
とえば検出された負荷電圧が低いときは、パルス幅変調
回路１０８の出力ＰＷＭ信号を大きくし、インバータの
内部発生電圧を大きくする。逆に検出された負荷電圧が
大きいときは、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１０８の出
力ＰＷＭ信号を小さくし、インバータ内部発生電圧を小
さくする。即ち、このループは商用電圧の変動や負荷の
増減に応じてインバータの内部発生電圧を制御し、負荷
端子電圧を一定に保つ一つの定電圧制御装置を構成して
いる。この定電圧制御ループは第５図に示すＩＥｌｌの
変動と負荷の変動に対応してｌ！Ｉ傭ｕ御し１Ｆ４！を
一定に保つという作用を自動的に行うことができる。

商用電圧１Ｅ１１や負荷は急変するので、アンブ１１４
は速応性のある制御を行う必要がある。またアンプ１１
４によりインバータの内部発生電圧１ｂ１を制御すると
（５）式の関係から分るように、バツテリ一の充電電力
も変化するので、バツテリ一の充電制御のループがや匁
遅れてこの影響を補償するように構成されている。負荷
端子電圧制御のルーブとバツテリ一充電の電圧制御のル
ープの相互干渉を避けるため、後者の応答速度をおそく
設定しても、バツテリ一充電電流の一時的な変動は全て
バツテリ一の充放電電流の変動許容値により吸収される
ので、支障がない。以上の説明で明らかなように商用健
全のときは、インバータが充電器と交流定電圧装置の２
役を行なつていることがわかる。

商用停電時は、停電検出回路１２０で検出して、スイツ
チ４を開くとともに、スイツチ１２１でアンプ１１１を
殺し、発振器１１０の制御信号を零とし、スイツチ１２
３で、アンプ１１２の出力をＯとすることにより、イン
バータは自己周波数で動作する。このときは商用電源が
ないので、自然にインバータは本来の逆変換作用を行な
うことになり、当然負荷端子電圧より、内部発生電圧が
進みとなる。次に商用が復電すると停電検出装置１２０
が復帰し、まずスイツチ１２１を開いてフエーズ・ロツ
クド・ループを生かすとインバータは商用に同期する。
同期確認装置１２２の信号により、スイツチ４をオンと
し、スイツチ１２３をオフとするとインバータは再び充
電器動作を開始する。以上の説明で明らかなように、第
７図に示す本発明の一実施例では、インバータ装置が充
電器及び交流定電圧装置の機能も兼えるため、第１図、
第２図の如き従来方式の欠点を除去した優れた実用性を
有するものとなる。

なお第７図では、スイツチ４として、コンダクタを使用
した例を示しているが商用が停電した瞬間にコンダクタ
が開くまでの間、負荷端子電圧が低下することを極力防
止するため、スイツチ４に第８図に示すような強制転流
回路付のサイリスタスイツチを用いることが有効である
。

第８図には簡単のため単相のサイリスタスイツチを示し
ているが、この種のサイリスタスイツチは単相，３相に
かかわらず、多様な公知回路があるので、ここでは第８
図に関する詳細説明は省略するが概略下記の通りである
。６は本発明の構成要素であるリアクトルで、４０番代
がスイツチの構成要素である。

常時主サイリスタ４０はオンで、負荷電流は６からダイ
オード４１→サイリスタ４０→ダイオード４４→負荷へ
、または、負荷からダイオード４３→サイリスタ４０→
ダイオード４２→６へと流れている。転流コンデンサ４
８は充電抵抗４５とダイオード４７により図示の方向に
充電されているので、スイツチをオフしようとするとき
は、主サイリスタ４０のゲート信号をオフすると同時に
補助サイリスタ４６をオンするとコンデンサ４８のチヤ
ージが、４８→転流リアクトル４９→補助サイリスタ４
６→主サイリスタ４０→コンデンサ４８と流れて、主サ
イリスタの順電流以上流れる分は、４２→４１の回路と
４４→４３の回路に分流し、主サイリスタ４０には、ダ
イカード２本直列分の逆バイアスが印加されてターンオ
フする。上記のターンオフに必要な時間は１００マイク
口秒以下であるので、商用停電時に瞬間にスイツチ４を
開き、インバータの出力が商用側へ逆流することを防止
しうる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は従来の装置の構成を示すプロツク図、
第３図は本発明の構成を示すプロツク図、第４図、第５
図、第６図は本発明の電圧制御およびバツテリ充電の原
理を説明する回路図とグラフ第７図は本発明の一実施例
を示す構成図、第８図は本発明に使用するスイツチの一
例を示す図である図中１はインバータ、２はバツテリ一
、３は負荷、４はスイツチ、６はインダクタンス要素で
ある。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電源の停電に際し、バッテリーのエネルギーを
   インバータにより交流に交換し負荷に交流電力を供給す
   ると共に、上記交流電源が有る場合は、上記交流電源の
   電力を上記インバータを介して該インバータの直流側へ
   直流電力として与え上記バッテリーを充電するように構
   成された無停電電源装置において、上記交流電源と負荷
   との間に挿入され、上記交流電源から負荷へ直送される
   電力に電位差を生ぜしめるよう構成するインダクタンス
   要素、このインダクタンス要素を通した上記交流電源と
   並列運転を行ないつつ負荷に接続された上記インバータ
   の発振器をフェーズ・ロツクド・ループにより上記交流
   電源に同期させる手段、上記負荷端における設定電圧と
   検出電圧とを比較して上記インバータの内部発生電圧を
   制御することにより、インバータの出力側の無効電力を
   制御し、この無効電力による上記インダクタンス要素で
   の電圧降下あるいは上昇によつて負荷端の電圧を一定に
   保つための第１の定電圧制御装置、上記交流電源に対す
   る上記インバータの内部発生電圧の位相遅れ角に応じた
   信号と位相差基準信号との差信号を、上記フエーズド・
   ロツクド・ループを通して上記インバータに与えて、こ
   のインバータが順変換器としてバッテリーの充電電流を
   制御することにより、上記バッテリーの端子電圧を設定
   値に制御する第２の定電圧装置を備え、この第２の定電
   圧制御装置に対して上記第１の定電圧制御装置の応答を
   速くしたことを特徴とする無停電電源装置。