JPH01227660A

JPH01227660A - 半導体電力変換装置の制御方法

Info

Publication number: JPH01227660A
Application number: JP63050717A
Authority: JP
Inventors: Masaaki Wakao; 若生　雅明
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1988-03-04
Filing date: 1988-03-04
Publication date: 1989-09-11
Anticipated expiration: 2012-02-26
Also published as: JP2585691B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は半導体電力変換装置の制御方式にかかり、詳し
くは、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御形交流／直流変換装
置の制御方式に関する。

（従来の技術）従来この種の半導体電力変換装置（以下、単に変換装置
という）として、第３図に示す回路構成のものが知られ
ている。同図において、１は交流電源、２はリアクトル
、３は半導体スイッチ３１〜３４からなる単相ブリッジ
回路、４はブリッジ回路３の直流出力側に接続された平
滑コンデンサ、５はチョッパやインバータ等の負荷をそ
れぞれ示している。ここで、ブリッジ回路３内の半導体
スイッチ３１〜３４は、図示するようにＧＴＯ（ゲート
ターンオフ）サイリスタやトランジスタ（図示せず）等
の自己消弧形半導体スイッチ素子と、これに逆並列接続
されたダイオードとから構成される装置次に、この変換
装置３の作用を第４図ないし第６図を参照しつつ説明す
る。なお、第４図では、上記第３図における平滑コンデ
ンサ４及び負荷５を直流電圧源６に置き換えである。

第４図において、半導体スイッチ３１．３４詳しくはこ
れらのＧＴＯサイリスタを共にＯＮすると、直流電圧源
６により、ブリッジ回路３の交流端子ａ、ｂ間には端子
ａを正方向とする正の直流電圧Ｅｄが発生する。また、
半導体スイッチ３２．３３を共にＯＮすると、端子ａ、
ｂ間には負の直流電圧−Ｅｄが発生する。更に、半導体
スイッチ３１．３２または３３．３４を同時にＯＮする
と、端子ａ、ｂ間はＧＴＯサイリスタ及びダイオードに
て短絡されるため零電位となる。なお、半導体スイッチ
３１゜３３または３２．３４の同時ＯＮは直流電圧源６
を短絡させることとなるため、かかる事態が起きないよ
うに半導体スイッチ３１〜３４の制御が行われる。

このように半導体スイッチ３１〜３４を構成するＧＴＯ
サイリスタのＯＮ、ＯＦＦにより、端子ａ。

５間には正、負または零の電圧を発生させることができ
るため、Ｇ　ＴＯサイリスタのスイッチング順序やその
周波数を適宜制御することにより、端子ａ、ｂ間に任意
周波数の交流電圧※Ｃを発生させることができる。

一方、出力電圧の制御方式としてＰＷＭ方式が知られて
いる。第５図はこのＰＷＭ方式の原□理を示す波形図で
ある。同図に示すように、出力指令波形である変調波７
ａ、　７ｂとキャリア（搬送波）としての三角波８との
比較によって各ＧＴＯす斗すスタのスイッチング信号９
ａ、　９ｂを生成し、これらによってスイッチング制御
することにより同図最下段に示すような端子ａ、ｂ間の
交流側出力電圧※Ｃを得る。

ここで、スイッチング信号９ａ及びその反転信号は半導
体スイッチ３１．３３にそれぞれ加えら・れ、また、ス
イッチング信号９ｂ及びその反転信号は半導体スイッチ
３２．３４にそれぞれ加えられる。

なお、この出力電圧波形において、実線で示したものは
交流電圧の瞬時値、破線で示したものは基本波である。

この基本波の大きさは変調波７ａ。

−：３− ７ｂに比例しており、高調波成分はキャリア周波数に依
存した高次のものとなるため、小形のフィルタ回路にて
これを除去することができる。

さて、三角波８のピーク値と変調波７ａのピーク値との
比を変調率にとすると、出力電圧の基本波実効値Ｖｃは
、Ｖ　ｃ　＝　−Ｅ　ｄ　　（０＜　ｋ　＜　１　）　　
・・・・・・・・・・・・（１）ｆとなる。従って、変調率ｋを変えやことにより、任意の
大きさの電圧が得られるばかりでなく、低次高調波成分
の少ない波形を得ることができる。

次に、第３図及び第４図の回路構成においては、交流側
出力電圧※Ｃの位相と大きさとを調節することにより、
任意の量の交流電流を流すことかできる。すなわち、第
６図は交流電源１（電圧Ｖｓ）に対して力率を±１にし
た時のベクトル図であり、同図（ａ）は力率１で交流側
から直流側にエネルギーを供給している状態を示し、ま
た同図（ｂ）は力率が−１で直流側から交流側にエネル
ギーを回生している状態を示している。なお、第６図に
おいて、Ｉｃは交流電流、ｊωＬはりアク１−ル２によ
るリアクタンス、Ｏは電源電圧※Ｓと出力電圧※Ｃどの
位相角である。

このときの交流電圧及び電流の関係は、何れの場合にも ΩＣ＝※ｓ−ｊωＬ−Ｉｃ　　・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（２）となり、Ｖｃの位相
及び大きさをａｍすることによってＩｃの大きさ及び力
率を任意に制御することが可能である。

以上のような変換装置においては、第７図に示す制御回
路によるＰＷＭ制御によって交流／直流変換が実行され
る。同図において、・１０１は直流電圧の指令値Ｅｄ”
と直流電圧の検出値Ｅｄとの偏差が入力され、交流有効
電流の指令値Ｉｃ”を出力する電圧調節器、１０２は交
流有効電流指令値Ｉｃ”と交流電源電圧Ｖｓとが入力さ
れて（２）式の演算を行い、出力電圧絶対値ｌ　Ｖｃｌ
及び位相角θを出力するベクトル演算器、１０３は出力
電圧絶対値Ｉ　Ｖｃｌと直流電圧検出値Ｅｄとにより前
記（↓）式の演算を行って変調率ｋを演算する除算器、
１０４はこの変調率ｋ及びベクトル演算器１０２からの
位相角θが入力されて半導体スイッチ３１〜３４の各Ｇ
　Ｔ　Ｏサイリスタに対する所定のスイッチング信号を
生成するＰＷＭｕ路である。

この制御回路はブリッジ回路３の直流側出力電圧Ｅｄを
一定に保つように動作するものであり、コンデンサ４の
電圧すなわち直流電圧検出値Ｅｄが指令値Ｅｄ＊よりも
低下すると電圧調届）器１０１から正の有効電流指令値
Ｉｃ”が出力され、ベクトル演算器１０２において位相
角Ｏ及び出力電圧絶対値１ｖｃ１が算出され、かつ除算
器１０３によって変調率ｋが算出され、第６図（ａ）に
示すような出力電圧ΩＣを得るようにＰＷＭ回路１０４
からスイッチング信号が出力される。これにより、力率
１の運転が可能になり、交流電源１からコンデンサ４に
エネルギーが供給されてコンデンサ４の電圧Ｅｄを増加
させる。

一方、直流電圧検出値Ｅｄが指令値Ｅｄ＊よりも高くな
ると、電圧調節器１０１から負の有効電流指令値■ｃ＊
が出力され、」二記同様の作用によって第６図（ｂ）に
示すような出力電圧Ｖｃを得るようにＰＷＭ回路１０４
からスイッチング信号が出力される。これにより、力率
−１の運転が行われ、コンデンサ４から交流電源１にエ
ネルギーを回生してコンデンサ４の電圧Ｅｄが低下する
。

以上の動作により、直流電圧Ｅｄをその指令値Ｅｄ＊に
等しくするべくＰＷＭ制御が行われることとなる。

（発明が解決しようとする課題）このような変換装置においては、上記動作を行うために
直流電圧Ｅｄが確立している必要があり、通常は起動時
にコンデンサ４を交流電源１によって充電することが行
われる。

すなわち、第８図１３示すように、リアクトル２及びブ
リッジ回路３の間にスイッチ１０を直列に接続し、この
スイッチ１０に対してスイッチ１１及び限流抵抗１２の
直列回路を並列に接続してスイッチ回路が形成される。

そして、起動時にはスイッチ１０を開いてスイッチ１１
を閉じ、交流電源１からリアクトル２．スイッチ１１．
限流抵抗１２．半導体スイッチ３１．３４の並列ダイオ
ードを介してコンデンサ４を充電することにより、コン
デンサ４は交流電源電圧Ｖｓのピーク値にまで充電され
る。ここで、限流抵抗１２はダイオードを流れる電流を
定格値に制限するためのものである。

こうして直流電圧Ｅｄが確立したら、スイッチ１１を開
いてスイッチ１０を閉じ、前述したようなＰＷＭ制御に
移行する。

しかるに、第５図に示したような安定したＰＷＭ制御を
行うためには、直流電圧Ｅｄが少なくとも交流電源電圧
Ｖｓのピーク値以上に保たれていなくてはならない。ま
た、三角波８の周波数が変調波７ａ、　７ｂに比べて高
ければ高いぼどＰＷＭ波形からは低次高調波が減少する
が、三角波８の周波数が余りに高いとスイッチング周波
数が高くなって半導体スイッチ３１〜３４におけるスイ
ッチング損失の増大を招く。従って、変換装置としての
許容損失の点から半導体スイッチ３１〜３４のスイッチ
ング間隔には最小制限値があり、これによって実質的な
最大変調率は１よりも小さくなってしまい、制御装置の
要求する電圧を発生できなくなって力率１制御が行えな
いばかりか、過大な電流が流れてしまうという欠点があ
る。

更に、制御方式も力率可変機能を持つものにする必要が
あるため、複雑化する等の問題があった。

本発明は上記課題を解決するために提案されたもので、
その目的とするところは、起動の安定化及び力率１制御
を可能にした半導体電力変換装置の制御方式を提供する
ことにある。

（課題を解決するための手段）上記課題を解決するため、本発明は、半導体スイッチ素
子とダイオードとを逆並列接続してなる半導体スイッチ
によりブリッジ回路が形成され、その交流入力側がリア
クトルを介して交流電源に接続されると共に直流出力側
に平滑コンデンサが接続されたパルス幅変調制御形半導
体電力変換装置において、その起動時には、交流電源に
より平滑コンデンサを交流電源のピーク値にまで充電し
、次いで、ブリッジ回路の上下何れかのアームに配置さ
れた半導体スイッチ素子をＯＦ　Ｆ状態に固定し、かつ
他方のアームに配置された半導体スイッチ素子をチョッ
ピング動作によりＯＮ、ＯＦＦさせて平滑コンデンサを
前記ピーク値以上に充電、昇圧させた後、パルス幅変調
制御により交流／直流変換を行うことを特徴とする。

（作用）本発明によれば、平滑コンデンサの初期充電後に、ブリ
ッジ回路の上アームまたは下アームの半導体スイッチ素
子をＯＦＦとしたまま他方のアームの半導体スイッチ素
子をＯＮ、ＯＦＦさせることにより、交流電源電圧の極
性に拘りなく、半導体スイッチ素子のＯＮ時に交流側リ
アク１〜ルに蓄積されたエネルギーがＯＦＦ時に平滑コ
ンデンサに供給され、平滑コンデンサを更に充電してそ
の電圧を交流電源電圧のピーク値以上に維持する。

（実施例）以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。

まず、第１図は、本発明にかかる半導体電力変換装置の
起動時に平滑コンデンサを充電昇圧させるべく半導体ス
イッチのチョッピング動作を行うための回路構成を示し
たもので、同図において２０１はキャリアとしての三角
波発生器であり、その出力はコンパレータ２０２に入力
されている。コンパレータ２０２には通流率指令発生器
２０３が接続され、この通流率指令発生器２０３から出
力される通流率指令値に＊と前記三角波との比較によっ
て所望の通流率のパルスがコンパレータ２０２から出力
されるようになっており、この出力パルスは、そのパル
ス幅が還流率指令値に＊に′比例した定周期のパルス列
を構成するものである。

コンパレータ２０２の出力側にはゲート回路２０４゜２
０５が並列に接続され、これらのゲート回路２０４゜２
０５の出力信号は、第２図のブリッジ回路３の上アーム
に設けられた半導体スイッチ３１．３２を構成するＧＴ
Ｏサイリスタのゲートに加えられている。

なお、図示されていないが、下アームの半導体スイッチ
３３．３４を構成するＧＴＯサイリスタは、起動時にお
いて’ＯＦ　Ｆ状態に固定されている。

次に、この動作を第２図を参照しつつ以下に説明する。

なお、第２図（ａ）、（ｂ）において、交流電源１′は
図の極性にあるものとして直流電源の記号によって示し
てあり、また、同図（ａ）に示したスイッチ１０、初期
充電用のスイッチ１１及び限流抵抗１２は同図（ｂ）で
は便宜上、省略しである。

まず、前記同様にスイッチ１０を開き、スイッチ１１を
閉じて平滑コンデンサ４を予め交流電源電圧のピーク値
にまで初期充電すると共に、その後、スイッチ１１を開
き、スイッチ１０を閉じる。次いで半導体スイッチ３１
．３２をＯＮすると、交流電源１′はりアクドル２．半
導体スイッチ３１のダイオード、半導体スイッチ３２の
Ｇ　Ｔ　Ｏサイリスタを介して短絡され、この閉回路に
短絡電流Ｉｃ’が流れる（第２図（ａ）参照）。なお、
第２図（ａ）及び後述する同図（ｂ）ではＯＮ状態にあ
る半導体素子を黒色により示しである。

次に、半導体スイッチ３１．３２がＯＦ、Ｆすると、前
記電流Ｉｃは半導体スイッチ３１のダイオード。

平滑コンデンサ４及び半導体スイッチ３４のダイオード
を介して還流し、次第に減衰する（第２図（ｂ）参照）
。この動作により、それまでリアクトル２に蓄積された
エネルギーが平滑コンデンサ４に供給されることになり
、平滑コンデンサ４が充電されてその電圧Ｅｄが上昇す
る。

また、交流電源の極性が逆の場合には、半導体スイッチ
３１．３２のＯＮ時に、電源が半導体スイッチ３２のダ
イオード、半導体スイッチ３１のＧＴＯサイリスタ及び
リアクトル２を介して短絡され、半導体スイッチ３１．
３２のＯＦＦ時に、半導体スイッチ３２のダイオード、
平滑コンデンサ４及び半導体スイッチ３３のダイオード
を介して充電電流が流れ、平滑コンデンサ４の電圧Ｅｄ
が更に上昇する。

このときの交流電源電圧ＶＳｔ半導体スイッチ３１、３
２のＧＴＯサイリスタに対するゲート信号及び電流Ｉｃ
の様子を示したのが第２図（Ｑ）であり、同図から、交
流電源の極性に関係なく平滑コンデンサ４を充電できる
ことが明らかである。なお、通流率指令値に本を調節す
ることにより、任意の大きさの電流Ｉｃを流すことが可
能である。

以上の例では、ブリッジ回路３の上アームにある半導体
スイッチ３１．３２をチョッピング動作させる場合につ
いて説明したが、下アームにある半導体スイッチ３３．
３４をチョッピング動作させても同様の作用を得ること
ができる。すなわち、電源極性が第２図（ａ）、（ｂ）
と同一である場合には、半導体スイッチ３３．３４のＯ
Ｎ時に、電源が半導体スイッチ３３のＧＴＯサイリスタ
、半導体スイッチ３４のダイオード及びリアクトル２を
介して短絡され、半導体スイッチ３３．３４のＯＦＦ時
に、半導体スイッチ３１のダイオード、平滑コンデンサ
４及び半導体スイッチ３４のダイオードを介して平滑コ
ンデンサ４が充電される。

更に、電源極性が第２図（ａ）、（ｂ）と逆の場合には
、半導体スイッチ３３．３４のＯＮ時に、電源が半導体
スイッチ３４０ＧＴＯサイリスタ、半導体スイッチ３３
のダイオード及びリアク１−ル２を介して短絡され、半
導体スイッチ３３．３４のＯＦＦ時に、半導体スイッチ
３２のダイオード、平滑コンデンサ４及び半導体スイッ
チ３３のダイオードを介して平滑コンデンサ４が充電さ
れることになる。

この結果、ＰＷＭ制御の開始時には平滑コンデンサ４の
両端に交流電源電圧のピーク値よりも十分に大きい直流
電圧Ｅｄが存在することになり、変換装置を安定して起
動することが可能になると共に、所望の交流電圧Ｖｃを
発生せしめて交流電流Ｉｃを電源電圧※Ｓと同位相とし
、力率１の運転を行うことができる。

なお、以上の実施例では単相の変換装置について説明し
たが、本発明は３相の変換装置にも適用することができ
る。

（発明の効果）以上詳述したように本発明によれば、平滑コンデンサを
初期充電した後、ブリッジ回路を構成する上下何れか一
方のアームの半導体スイッチをチョッピング動作させて
平滑コンデンサを更に充電昇圧させるため、安定したＰ
ＷＭ制御による交流／直流変換を行うことができ、また
、力率１制御も可能になるという利点がある。

加えて、上記制御のための回路構成も簡単であり、極め
て経済性に富む等の効果詮有する。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明の一実施例を説明するための
もので、第１図は半導体スイッチをチョッピング動作さ
せるための回路構成を示すブロック図、第２図（ａ）、
（ｂ’）は半導体電力変換装置の構成図、同図（ｃ）は
この実施例の作用を示す波形図、第３図及び第４図は半
導体電力変換装置の構成図、第５図はＰＷＭ制御の原理
を示す波形図、第６図（ａ）、（ｂ）は電圧及び電流の
べり１〜ル図、第７図は直流電圧を一定に制御するため
の制御回路のブロック図、第８図は初期充電用スイッチ
回路を付加した半導体電力変換装置の構成図である。１・・・交流電源　　　　１′・・・交流電源（直流電
源）２・・・リアクトル　　　　　　３・・・ブリッジ
回路４・・・平滑コンデンサ　　　　１０．１１・・・
スイッチ１２・・・限流抵抗　　　　３１〜３４・・・
半導体スイッチ２０１・・・三角波発生器　　　　２０
２・・・コンパレータ２０３・・・通流率指令発生器２０４．２０５・ゲート回路

Claims

【特許請求の範囲】点弧／消弧可能な半導体スイッチ素子とダイオードとを
逆並列接続してなる半導体スイッチによりブリッジ回路
が形成され、このブリッジ回路の交流入力側がリアクト
ルを介して交流電源に接続されると共に直流出力側に平
滑コンデンサが接続されたパルス幅変調制御形半導体電
力変換装置において、この変換装置の起動時に、前記交流電源により前記平滑
コンデンサを交流電源のピーク値にまで充電し、次いで
、前記ブリッジ回路の上下何れかのアームに配置された
前記半導体スイッチ素子をＯＦＦ状態に固定し、かつ他
方のアームに配置された前記半導体スイッチ素子をＯＮ
、ＯＦＦさせて前記平滑コンデンサを前記ピーク値以上
に充電、昇圧させた後、パルス幅変調制御により交流／
直流変換を行うことを特徴とする半導体電力変換装置の
制御方式。