JP2023075634A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの出力電流のリミット値を適切に設定することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置は、インバータと、制御装置とを備える。インバータは、複数のスイッチング素子を含み、直流電圧を交流電圧に変換する。制御装置は、インバータに流れる交流電流が電流指令値に一致するように、複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。制御装置は、設定部と、リミッタ回路とを含む。設定部は、直流電圧の大きさに応じて電流指令値のリミット値を設定する。リミッタ回路は、電流指令値を、リミット値に従う範囲内に制限する。設定部は、直流電圧が低くなるに従ってリミット値の大きさを大きくする。
【選択図】図５

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

特開平１－２９５６８０号公報（特許文献１）には、インバータの過電流保護方法が開示される。特許文献１では、インバータの出力電流を二段階の検出基準において検出し、出力電流が下位基準を超えたときには出力電流が抑制するように構成される。また、出力電流が下位基準を所定時間超えたとき、あるいは、出力電流が上位基準を超えたときには、インバータを停止状態とするように構成される。

特開平１－２９５６８０号公報

特許文献１によれば、過電流の検出レベルを二段階に設けることによってインバータの過電流保護機能を向上させている。しかしながら、下位基準の電流レベルによっては、インバータを保護できる一方で、インバータを構成する半導体スイッチング素子の電流駆動能力を十分には発揮させることが困難となることが懸念される。

それゆれに、本開示の主たる目的は、インバータの出力電流のリミット値を適切に設定することができる電力変換装置を提供することである。

本開示の一態様に係る電力変換装置は、インバータと、制御装置とを備える。インバータは、複数のスイッチング素子を含み、直流電圧を交流電圧に変換する。制御装置は、インバータに流れる交流電流が電流指令値に一致するように、複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。制御装置は、設定部と、リミッタ回路とを含む。設定部は、直流電圧の大きさに応じて電流指令値のリミット値を設定する。リミッタ回路は、電流指令値をリミット値に従う範囲内に制限する。設定部は、直流電圧が低くなるに従ってリミット値の大きさを大きくする。

本開示によれば、インバータの出力電流のリミット値を適切に設定することができる電力変換装置を提供することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置が適用される無停電電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。 図１に示したインバータおよびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。 図２に示したインバータの動作を説明するための図である。 図２に示したインバータ制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図４に示した電圧指令部の構成を示す回路ブロック図である。 図５に示したリミット値設定部における電流指令リミット値の設定方法を説明するための図である。 図５に示したリミット値設定部の構成例を示す図である。 実施の形態２に係る無停電電源装置に含まれるインバータおよびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。 図８に示したインバータ制御回路の構成を示す回路ブロック図である。

以下、本開示の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さない。

［実施の形態１］
＜電力変換装置の適用例＞
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置が適用される無停電電源装置１の構成例を示す回路ブロック図である。無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２４に供給するように構成される。図１および図２では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（例えばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。

図１を参照して、無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バイパス入力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、および交流出力端子Ｔ４を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ２は、バイパス交流電源２２から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源２２は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。

バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ２３に接続される。バッテリ２３は直流電力を蓄える。バッテリ２３は「電力貯蔵装置」の一実施例に対応する。バッテリ２３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ４は負荷２４に接続される。負荷２４は交流電力によって駆動される。

無停電電源装置１は、電磁接触器２，８，１４，１６、電流検出器３，１１、コンデンサ４，９，１３、リアクトル５，１２、コンバータ６、双方向チョッパ７、インバータ１０、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８をさらに備える。

電磁接触器２およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ４は、電磁接触器２およびリアクトル５の間のノードＮ１に接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時にオンされ、例えば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。

ノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧Ｖｉの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。電流検出器３は、ノードＮ１に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１８に与える。

コンデンサ４およびリアクトル５は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。

コンバータ６は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時には、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時には、コンバータ６の運転は停止される。コンバータ６の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。コンバータ６は「コンバータ」の一実施例に対応する。

コンデンサ９は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧を平滑化させる。直流ラインＬ１に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。直流ラインＬ１は双方向チョッパ７の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。

電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、例えば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

双方向チョッパ７は、制御装置１８によって制御され、通常時には、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄え、停電時には、バッテリ２３の直流電力を直流ラインＬ１を介してインバータ１０に供給する。

双方向チョッパ７は、直流電力をバッテリ２３に蓄える場合には、直流ラインＬ１の直流電圧ＶＤＣを降圧してバッテリ２３に与える。また、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する場合には、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１に出力する。直流ラインＬ１は、インバータ１０の入力ノードに接続されている。

インバータ１０は、制御装置１８によって制御され、コンバータ６または双方向チョッパ７から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ１０は、通常時にはコンバータ６から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時にはバッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力で夏が、所望の値に制御可能になっている。インバータ１０は「インバータ」の一実施例に対応する。

インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２の第１の端子に接続され、リアクトル１２の第２の端子（ノードＮ２）は電磁接触器１４を介して交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ１３はノードＮ２に接続される。

電流検出器３は、インバータ１０の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１８に与える。ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

リアクトル１２およびコンデンサ１３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ４に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ４に通過することを防止する。

電磁接触器１４は、制御装置１８によって制御され、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。

半導体スイッチ１５は、サイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ２と交流出力端子Ｔ４との間に接続される。電磁接触器１６は、半導体スイッチ１５と並列接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、通常はオフされ、インバータ１０が故障した場合は瞬時にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する、半導体スイッチ１５は、オンしてから所定時間経過後にオフする。

電磁接触器１６は、インバータ給電モード時にはオフされ、バイパス給電モード時にはオンされる。また、電磁接触器１６は、インバータ１０が故障した場合にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。つまり、インバータ１０が故障した場合には、半導体スイッチ１５が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器１６がオンする。これにより、半導体スイッチ１５が過熱されて損傷することを防止できる。

操作部１７は、無停電電源装置１のユーザによって操作される複数のボタン、種々の情報を表示するディスプレイなどを含む。ユーザが操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モードおよびインバータ給電モードのうちの何れか一方のモードを選択することが可能となっている。

制御装置１８は、プロセッサ１８０およびメモリ１８２を内蔵し、メモリ１８２に記憶された情報や各センサからの情報に基づいて無停電電源装置１の各機器を制御する。すなわち、制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Ｖｉの位相に同期してコンバータ６およびインバータ１０制御する。

また、制御装置１８は、通常時は、直流電圧ＶＤＣが所望の参照電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ６を制御し、停電時はコンバータ６の運転を停止させる。

さらに、制御装置１８は、通常時は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢが所望の参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ７を制御し、停電時は、直流電圧ＶＤＣが所望の参照電圧ＶＤＣｒになるように双方向チョッパ７を制御する。

次に、無停電電源装置１の動作について説明する。通常時において、インバータ給電モードが選択されると、半導体スイッチ１５および電磁接触器１６がオフするとともに、電磁接触器２，８，１４がオンする。

商用交流電源２１から供給される交流電力は、コンバータ６によって直流電力に変換される。コンバータ６によって生成された直流電力は、双方向チョッパ７によってバッテリ２３に蓄えられるとともに、インバータ１０に供給される。インバータ１０は、コンバータ６から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷２４に供給する。負荷２４はインバータ１０から供給される交流電力によって駆動される。

商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、コンバータ６の運転が停止され、バッテリ２３の直流電力が双方向チョッパ７によってインバータ１０に供給される。インバータ１０は、双方向チョッパ７からの直流電力を交流電力に変換して負荷２４に供給する。したがって、バッテリ２３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２４の運転を継続することができる。

また、インバータ給電モード時においてインバータ１０が故障した場合には、半導体スイッチ１５が瞬時にオンし、電磁接触器１４がオフするとともに、電磁接触器１６がオンする。これにより、バイパス交流電源２２からの交流電力が半導体スイッチ１５および電磁接触器１６を介して負荷２４に供給され、負荷２４の運転が継続される。一定時間後に半導体スイッチ１５がオフされ、半導体スイッチ１５が過熱されて損傷することが防止される。

図２は、図１に示したインバータ１０およびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。図２において、コンバータ６とインバータ１０との間には、正側の直流ラインＬ１と負側の直流ラインＬ２とが接続されている。コンデンサ９は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続されている。

通常時は、コンバータ６は、商用交流電源２１からの交流入力電圧Ｖｉを直流電圧ＶＤＣに変換して直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力する。停電時は、コンバータ６の運転は停止され、双方向チョッパ７が、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１，Ｌ２間に直流電圧ＶＤＣを出力する。

インバータ１０は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４を含む。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４は「スイッチング素子」の一実施例に対応する。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ以外に、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの任意の自己消弧型のスイッチング素子を用いることができる。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタは出力ノード１０ａ，１０ｂにそれぞれ接続される。ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のコレクタは出力ノード１０ａ，１０ｂにそれぞれ接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１～Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ４に逆並列に接続される。ダイオードＤ１～Ｄ４の各々は、対応するＩＧＢＴのオフ時にフリーホイール電流を流すために設けられている。なお、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には、フリーホイールダイオードは寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成される。

インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２を介してノードＮ２に接続され、出力ノード１０ｂは中性点ＮＰに接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２と中性点ＮＰとの間に接続される。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４とＩＧＢＴＱ２，Ｑ３とは、交互にオンされる。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３がオンされるとともにＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオフされると、コンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）がＩＧＢＴＱ１を介して出力ノード１０ａに接続されるとともに、出力ノード１０ｂがＩＧＢＴＱ４を介してコンデンサ１３の負側端子（直流ラインＬ２）に接続され、出力ノード１０ａ，１０ｂ間にコンデンサ９の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に正の直流電圧が出力される。

ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオンされるとともにＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフされると、コンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）がＩＧＢＴＱ３を介して出力ノード１０ｂに接続されるとともに、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ２を介してコンデンサ９の負側端子（直流ラインＬ２）に接続され、出力ノード１０ｂ，１０ａ間にコンデンサ９の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に負の直流電圧が出力される。

上述したＩＧＢＴＱ１～Ｑ４のオンオフは、インバータ制御回路３０によって制御される。インバータ制御回路３０は制御装置１８に含まれている。

ここで、インバータ１０の動作上の問題点について説明する。図３は、図２に示したインバータ１０の動作を説明するための図である。

図３の上段において、破線はインバータ１０の出力電流Ｉｏの目標値である電流指令値Ｉｏ＊の波形を示している。電流指令値Ｉｏ＊は、後述するように、参照交流電圧Ｖｏｒに基づいて生成される。電流指令値Ｉｏ＊は商用周波数の正弦波信号であり、その位相は三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの対応する相（ここではＵ相）の参照交流電圧Ｖｏｒの位相に同期している。

図３の上段において、実線は、電流検出器１１により検出されるインバータ１０の出力電流Ｉｏ（ここではＵ相電流）の波形を示している。図３の下段は、インバータ１０の出力ノード１０ａ，１０ｂ間の出力電圧Ｖｏの波形を示している。

インバータ制御回路３０では、電流指令値Ｉｏｒと電流検出器１１により検出される出力電流Ｉｏとの偏差ΔＩｏが０となるように電圧指令値が生成され、生成された電圧指令値に基づいてインバータ１０のＩＧＢＴＱ１～Ｑ４のオンオフが制御される。

ただし、インバータ１０の出力ノード１０ａ，１０ｂにはリアクトル１２が接続されているため、インバータ１０の出力電流Ｉｏは、電流指令値Ｉｏｒに従った正弦波信号に対して高周波（スイッチング周波数に相当）のリプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅが重畳された波形となる。そのため、図３に示すように、出力電流Ｉｏの正側のピーク値は、電流指令値Ｉｏ＊の正側のピーク値よりもリプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅ分だけ大きい値となる。また、出力電流Ｉｏの負側のピーク値は、電流指令値Ｉｏ＊の負側のピーク値よりも小さい値となる。

ここで、インバータ１０においては、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４に過電流が流れてＩＧＢＴＱ１～Ｑ４が損傷することを防止するための対策として、ＩＧＢＴの定格電流に応じて定められる過電流検出レベルよりも低い電流値に、出力電流Ｉｏのリミット値（以下、「出力電流リミット値」とも称する）が設定されている。出力電流リミット値は、出力電流Ｉｏの上限値（正値）と、出力電流Ｉｏの下限値（負値）とによって規定される。

図３において、Ｉｏｖｒは正側の過電流検出レベルを示し、Ｉｏ＿ｌｉｍは正側の出力電流リミット値（すなわち、出力電流Ｉｏの上限値）を示している。なお、図示は省略するが、負側の出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍ（すなわち、出力電流Ｉｏの下限値）は、負側の過電流検出レベルＩｏｖｒよりも大きい。

そして、インバータ１０の制御において、出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍに従ってインバータ１０の出力電流Ｉｏを制限することにより、ＩＧＢＴにおける過電流の発生を抑制することができる。具体的には、インバータ制御回路３０では、出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍに応じて、電流指令値Ｉｏ＊のリミット値（以下、「電流指令リミット値」とも称する）が予め設定される。インバータ制御回路３０は、この電流指令リミット値に従う範囲内に電流指令値Ｉｏ＊を制限するように構成される。これによると、制限された電流指令値Ｉｏ＊に従って出力電流Ｉｏが制御されることとなり、結果的に出力電流Ｉｏを出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍに従う範囲内に収めることが可能となる。

このような過電流保護機能を実現しつつ、インバータ１０のスイッチング素子が有する電流駆動能力を最大限に発揮させるためには、電流指令リミット値をどのように設定するかが重要となってくる。本実施の形態は、電流指令リミット値の設定方法を提供するものである。

インバータ１０においては、入力ノードに印加される直流電圧ＶＤＣが大きくなるに従って、出力電流Ｉｏにおける正弦波信号のピーク値が大きくなる。そのため、無停電電源装置１の運用上想定される最大の直流電圧ＶＤＣの下でインバータ１０を動作させた場合においても、電流指令値Ｉｏ＊に従う出力電流Ｉｏが、出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍに従う範囲を超えることがないように、電流指令リミット値を設定する必要がある。

また、図３に示すように、インバータ１０の出力電流Ｉｏはリプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅを含んでいる。リプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅは次式（１）で表すことができる。
Ｉｒｉｐｐｌｅ＝ＶＤＣ／（２Ｌ）×１／ｆｓｗ／２ ・・・（１）
式（１）中、Ｌはリアクトル１２のインダクタンスであり、ｆｓｗはＩＧＢＴＱ１～Ｑ４のスイッチング周波数である。

式（１）から分かるように、リプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅの大きさは直流電圧ＶＤＣおよびインダクタンスＬによって決まる。ただし、インダクタンスＬは固定値であるため、リプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅは、専ら直流電圧ＶＤＣに応じて変化する。直流電圧ＶＤＣが大きくなるに従って、リプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅも大きくなる。

このように直流電圧ＶＤＣが大きくなるに従って、出力電流Ｉｏにおける正弦波信号のピーク値が増加するとともに、リプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅも増加する。したがって、運用上最大の直流電圧ＶＤＣの下においても出力電流Ｉｏが出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍを超えることがないように、電流指令リミット値を設定することが求められる。

その一方で、無停電電源装置１の運用では、通常、直流電圧ＶＤＣは上述した運用上想定される最大電圧よりも低い電圧値に制御されている。そのため、正弦波信号のピーク値およびリプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅともに、直流電圧ＶＤＣが最大電圧のときに比べて電流値が小さくなる。したがって、上述のように直流電圧ＶＤＣの最大電圧を考慮して電流指令リミット値を設定した場合には、実際の運用において、インバータ１０の出力電流Ｉｏは、出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍに対して十分な余裕を持たせた設計となってしまう。つまり、インバータ１０のスイッチング素子の電流駆動能力を最大限に発揮できていない点が問題となる。

そこで、本実施の形態では、直流電圧ＶＤＣの大きさに応じて、電流指令リミット値を可変に設定する構成とする。これにより、過電流保護機能を実現しつつ、インバータ１０のスイッチング素子の電流駆動能力を最大限に発揮させることを可能とする。

図４は、図２に示したインバータ制御回路３０の構成を示す回路ブロック図である。

図４を参照して、インバータ制御回路３０は、電圧指令部３１、三角波発生器３２、比較器３３、バッファ３４、インバータ３５、およびゲート駆動回路３６，３７を含む。これらの機能構成は、図１に示す制御装置１８において、プロセッサ１８１が所定のプログラムを実行することで実現される。

電圧指令部３１は、ノードＮ２（図１）に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値と、電流検出器１１（図１）の出力信号Ｉｏｆとに基づいて、正弦波状の電圧指令値Ｖｏ＃を生成する。電圧指令値Ｖｏ＃の位相は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの対応する相（ここではＵ相）の交流入力電圧Ｖｉの位相に同期している。

三角波発生器３２は、商用周波数よりも十分に高い周波数の三角波信号Ｃｕ１を出力する。比較器３３は、電圧指令部３１からの電圧指令値Ｖｏ＃と三角波発生器３２からの三角波信号Ｃｕ１との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号Ａｕ１を出力する。バッファ３４は、ＰＷＭ信号Ａｕ１をゲート駆動回路３６，３７に与える。インバータ３５は、ＰＷＭ信号Ａｕ１を反転させ、ＰＷＭ信号Ｂｕ１を生成してゲート駆動回路３６，３７に与える。

ゲート駆動回路３６は、ＰＷＭ信号Ａｕ１，Ｂｕ１に基づいて、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオンおよびオフするためのゲート駆動信号ＶＧ１，ＶＧ２を生成する。ゲート駆動回路３７は、ＰＷＭ信号Ａｕ１，Ｂｕ１に基づいて、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４をオンおよびオフするためのゲート駆動信号ＶＧ３，ＶＧ４を生成する。

図５は、図４に示した電圧指令部３１の構成を示す回路ブロック図である。

図５を参照して、電圧指令部３１は、参照電圧生成部４０、電圧制御部４２、リミッタ回路４４、減算器４６、電流制御部４８、加算器５０、電圧検出器５６、およびリミット値設定部６０を含む。

参照電圧生成部４０は、三相の参照交流電圧Ｖｏｒを生成する。各相の参照交流電圧Ｖｏｒは、商用周波数の正弦波信号である。電圧制御部４２は、参照電圧生成部４０からの参照交流電圧Ｖｏｒに基づいて、三相の電流指令値Ｉｏ＊を生成する。

リミッタ回路４４は、電圧制御部４２により生成された電流指令値Ｉｏ＊を電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍに従う範囲内に制限して電流指令値Ｉｏ＃を生成する。電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍに従う範囲は、上限値（＋Ｉｏ＊＿ｌｉｍ）と下限値（－Ｉｏ＊＿ｌｉｍ）とによって規定される。

リミッタ回路４４では、電流指令値Ｉｏ＊のピーク値（絶対値）が電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍ以下である場合には、Ｉｏ＊がそのままＩｏ＃となる。電流指令値Ｉｏ＊のピーク値（絶対値）が電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍよりも大きい場合には、Ｉｏ＊＿ｌｉｍがＩｏ＃のピーク値（絶対値）となる。

減算器４６は、電流指令値Ｉｏ＃と電流検出器１１により検出された出力電流Ｉｏとの偏差ΔＩｏ＝Ｉｏ＃－Ｉｏを求める。電流制御部４８は、偏差ΔＩｏが０となるように電圧指令値Ｖｏ＊を生成する。電流制御部４８は、例えば偏差ΔＩｏを比例制御または比例積分制御に従って増幅することにより電圧指令値Ｖｏ＊を生成する。

加算器５０は、電圧指令値Ｖｏ＊と交流出力電圧Ｖｏの検出値とを加算して電圧指令値Ｖｏ＃を生成する。

電圧検出器５６は、直流ラインＬ１に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値を検出する。リミット値設定部６０は、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍを設定してリミッタ回路４４に与える。リミット値設定部６０は、以下に説明するように、電圧検出器５６による直流電圧ＶＤＣの検出値に基づいて電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍを設定するように構成される。

図６は、図５に示したリミット値設定部６０における電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍの設定方法を説明するための図である。

図６には、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍと直流電圧ＶＤＣとの関係の一例が示される。また、図５には、上記関係とともに、過電流検出レベルＩｏｖｒおよび出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍが併せて示される。なお、図６において、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍ、過電流検出レベルＩｏｖｒ、および出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍは何れも絶対値で示されている。

過電流検出レベルＩｏｖｒは、インバータ１０を構成するスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）の定格電流に応じて定められる。電流検出器１１により検出される出力電流Ｉｏの大きさが過電流検出レベルＩｏｖｒを超えた場合には、制御装置１８（インバータ制御回路３０）は、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４を全てオフすることによってインバータ１０の運転を停止させる。さらに制御装置１８は、コンバータ６の運転を停止させ、半導体スイッチ１５を瞬時にオンし、電磁接触器１４をオフするとともに、電磁接触器１６をオンする。これにより、無停電電源装置１はインバータ給電モードからバイパス給電モードに切り替えられる。なお、制御装置１８は、一定時間後に半導体スイッチ１５をオフする。

出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍは、無停電電源装置１の運用上最大の直流電圧ＶＤＣ（図中の最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘ）時におけるリプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅを考慮して、インバータ１０の出力電流Ｉｏが過電流検出レベルＩｏｖｒを超えない値に設定される。

図６に示すように、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍは、直流電圧ＶＤＣの大きさに応じて可変に設定される。具体的には、無停電電源装置１の運用上最大の直流電圧ＶＤＣ（図中の最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘに相当）に対応して、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍの最小値Ｉｌｉ＿ｍｉｎが設定される。この最小値Ｉｌｉｍ＿ｍｉｎは、直流電圧ＶＤＣが最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘであるときの出力電流Ｉｏのピーク値の大きさ（絶対値）が、出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍの大きさ（絶対値）以下となるように設定される。

なお、上述したように、出力電流Ｉｏに含まれるリプル電流Ｉｒｉｐｐｌｅは、リアクトル１２のインダクタンスＬおよびインバータ１０におけるスイッチング素子のスイッチング周波数ｆｓｗによって決まる。したがって、最小値Ｉｌｉｍ＿ｍｉｎは、無停電電源装置１の運用上の最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘ、リアクトル１２のインダクタンスＬ、およびスイッチング周波数ｆｓｗに応じて適宜設定することができる。

電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍは、直流電圧ＶＤＣが最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘから低下するに従って、電流値が増加するように設定される。これによると、直流電圧ＶＤＣが最大電圧ＶＤＣに向かって増加するに従って、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍは最小値Ｉｌｉｍ＿ｍｉｎに向かって減少することとなる。

図６に示す関係において、各々の直流電圧ＶＤＣに対する電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍの大きさは、当該直流電圧ＶＤＣを入力ノードに受けたインバータ１０の出力電流Ｉｏのピーク値の大きさ（絶対値）が出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍの大きさ（絶対値）以下となるように設定される。

図６に示す関係によると、直流電圧ＶＤＣが最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘよりも低い場合には、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍが最小値Ｉｌｉｍ＿ｍｉｎよりも大きい値に設定されるため、リミッタ回路４４において電流指令値Ｉｏ＊に対する制限が緩和される。これによると、直流電圧ＶＤＣが低下するに従って、出力電流リミット値Ｉｏ＿ｌｉｍに従う範囲内で、インバータ１０の出力電流Ｉｏに含まれる正弦波の振幅を大きくすることができる。よって、過電流保護機能を実現しつつ、インバータ１０を構成するスイッチング素子の電流駆動能力を活かすことが可能となる。

図７は、図５に示したリミット値設定部６０の構成例を示す図である。

図７を参照して、リミット値設定部６０は、減算器６２と、乗算器６４と、加算器６６とを有する。減算器６２は、電圧検出器５６により検出される直流電圧ＶＤＣと、最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘとを受ける。最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘは、無停電電源装置１の運用上の最大電圧である。減算器６２は、直流電圧ＶＤＣと最大電圧ＶＤＣ＿ｍａｘとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣ－ＶＤＣ＿ｍａｘを求める。

乗算器６４は、偏差ΔＶＤＣに係数ｋを乗算することにより、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍの補正量ΔＩｌｉｍを算出する。係数ｋは、図６に示した直流電圧ＶＤＣおよび電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍの関係を表す直線の傾きに相当する。

加算器６６は、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍの最小値Ｉｌｉｍ＿ｍｉｎに対して補正量ΔＩｌｉｍを加算することにより、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍを求める。

なお、図６および図７では、直流電圧ＶＤＣの増加に応じて電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍを線形に変化（減少）させる例を示しているが、直流電圧ＶＤＣの変化に応じて電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍを非線形（例えば曲線的）に変化させてもよいし、ステップ的に変化させてもよい。

また、制御装置（インバータ制御回路３０）は、電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍと直流電圧ＶＤＣとの関係を示すデータを、内部のメモリに記憶させておくことができる。リミット値設定部６０は、当該データを参照することによって、直流電圧ＶＤＣの検出値に基づいて電流指令リミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍを設定することができる。なお、データの形式はテーブルであっても関数であってもよい。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、インバータ１０の出力電流の電流指令値のリミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍは、インバータ１０に入力される直流電圧ＶＤＣが低くなるに従って、大きくなるように設定される。これによると、過電流保護機能を実現しつつ、インバータ１０の電流駆動能力を最大限に発揮させることが可能となる。

［実施の形態２］
図８は、実施の形態２に係る無停電電源装置に含まれるインバータ１０Ａおよびその周辺部を示す回路ブロック図である。実施の形態２の無停電電源装置が実施の形態１の無停電電源装置１と異なる点は、コンバータ６、双方向チョッパ７、インバータ１０、およびインバータ制御回路３０が、コンバータ６Ａ、双方向チョッパ７Ａ、インバータ１０Ａ、およびインバータ制御回路３０Ａとそれぞれ置換されている点である。

図８を参照して、コンバータ６Ａとインバータ１０Ａとの間には、３本の直流ラインＬ１～Ｌ３が接続されている。直流ラインＬ２は、中性点ＮＰに接続され、中性点電圧（例えば０Ｖ）にされる。コンデンサ９は、２つのコンデンサ９ａ，９ｂを含む。コンデンサ９ａは、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続されている。コンデンサ９ｂは、直流ラインＬ２，Ｌ３間に接続されている。

コンバータ６Ａは、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、商用交流電源２１からの交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１～Ｌ３に供給する。このときコンバータ６Ａは、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣａが参照電圧ＶＤＣｒになり、かつ直流ラインＬ２，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣｂが参照電圧ＶＤＣｒになるように、コンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。

直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３の電圧は、それぞれ正の直流電圧（＋ＶＤＣｒ）、中性点電圧（０Ｖ）、および負の直流電圧（－ＶＤＣｒ）にされる。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６Ａの運転は停止される。

双方向チョッパ７Ａは、通常時には、コンバータ６Ａによって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄える。このとき双方向チョッパ７Ａは、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように、バッテリ２３を充電する。

双方向チョッパ７Ａは、停電時には、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０Ａに供給する。このとき双方向チョッパ７Ａは、コンデンサ９ａ，９ｂの端子間電圧ＶＤＣａ，ＶＤＣｂの各々が参照電圧ＶＤＣｒになるようにコンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。

インバータ１０Ａは、通常時には、コンバータ６Ａによって生成された直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷２４に供給する。このときインバータ１０Ａは、直流ラインＬ１～Ｌ３から供給される正の直流電圧、中性点電圧および負の直流電圧に基づいて商用周波数の交流出力電圧Ｖｏを生成する。

インバータ１０Ａは、ＩＧＢＴＱ２１～Ｑ２４およびダイオードＤ２１～Ｄ２４を含む。ＩＧＢＴＱ２１のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、そのエミッタは出力ノード１０ａに接続される。ＩＧＢＴＱ２２，Ｑ２４のコレクタは互いに接続され、それらのエミッタはそれぞれ直流ラインＬ２および出力ノード１０ａに接続される。ＩＧＢＴＱ２３のコレクタは出力ノード１０ａに接続され、そのエミッタは直流ラインＬ３に接続される。ダイオードＤ２１～Ｄ２４は、それぞれＩＧＢＴＱ２１～Ｑ２４に逆並列に接続される。出力ノード１０ａは、リアクトル１２を介してノードＮ２に接続される。

インバータ１０Ａでは、第１の期間には、ＩＧＢＴＱ２３，Ｑ２４がそれぞれオフ状態およびオン状態にされ、ＩＧＢＴＱ２１，Ｑ２２が交互にオンされ、第２の期間には、ＩＧＢＴＱ２１，Ｑ２２がそれぞれオフ状態およびオン状態にされ、ＩＧＢＴＱ２３，Ｑ２４が交互にオンされる。

図９は、図８に示したインバータ制御回路３０Ａの構成を示す回路ブロック図である。インバータ制御回路３０Ａは制御装置１８に含まれている。

図９を参照して、インバータ制御回路３０Ａは、電圧指令部３１、三角波発生器８２，８３、比較器８４，８５、バッファ８６，８７、インバータ８８，８９、およびゲート駆動回路９０，９１を含む。これらの機能構成は、図１に示す制御装置１８において、プロセッサ１８１が所定のプログラムを実行することで実現される。

電圧指令部３１は、ノードＮ２（図１）に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値と、電流検出器１１（図１）の出力信号Ｉｏｆとに基づいて、正弦波状の電圧指令値Ｖｏ＃を生成する。電圧指令部３１は、実施の形態１の電圧指令部３１（図５参照）と同様の構成を有している。なお、実施の形態２では、電圧検出器５６は、コンデンサ９ａ，９ｂの端子間電圧ＶＤＣａ，ＶＤＣｂの和である直流電圧ＶＤＣを検出する。

三角波発生器８２は、商用周波数よりも十分に高い周波数の三角波信号Ｃｕ１ａを出力する。三角波発生器８３は、三角波信号Ｃｕ１ａと同位相で同じ周波数の三角波信号Ｃｕ１ｂを出力する。

比較器８４は、電圧指令部３１からの電圧指令値Ｖｏ＃と三角波発生器８２からの三角波信号Ｃｕ１ａとの高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号φ１を出力する。バッファ８６は、ＰＷＭ信号φ１をゲート駆動回路９０に与える。インバータ８８は、ＰＷＭ信号φ１を反転させ、ＰＷＭ信号φ２を生成してゲート駆動回路９０に与える。

比較器８５は、電圧指令部３１からの電圧指令値Ｖｏ＃と三角波発生器８３からの三角波信号Ｃｕ１ｂとの高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号φ３を出力する。バッファ８７は、ＰＷＭ信号φ３をゲート駆動回路９１に与える。インバータ８９は、ＰＷＭ信号φ３を反転させ、ＰＷＭ信号φ４を生成してゲート駆動回路９１に与える。

ゲート駆動回路９０は、ＰＷＭ信号φ１，φ２に基づいて、ＩＧＢＴＱ２１，Ｑ２２をオンおよびオフするためのゲート駆動信号ＶＧ２１，ＶＧ２２を生成する。ゲート駆動回路９１は、ＰＷＭ信号φ３，φ４に基づいて、ＩＧＢＴＱ２３，Ｑ２４をオンおよびオフするためのゲート駆動信号ＶＧ２３，ＶＧ２４を生成する。

以上説明したように、実施の形態２においても、インバータ１０Ａの出力電流の電流指令値のリミット値Ｉｏ＊＿ｌｉｍは、インバータ１０Ａに入力される直流電圧ＶＤＣが低くなるに従って、大きくなるように設定される。したがって、実施の形態１と同じ効果が得られる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 無停電電源装置、２，８，１４，１６ 電磁接触器、３，１１ 電流検出器、４，９，１３ コンデンサ、５，１２ リアクトル、６，６Ａ コンバータ、７，７Ａ 双方向チョッパ、１０，１０Ａ インバータ、１５ 半導体スイッチ、１７ 操作部、１８ 制御装置、２３ バッテリ、３０，３０Ａ インバータ制御回路、３１ 電圧指令部、３２，８２，８３ 三角波発生器、３３，８４，８５ 比較器、３４，８６，８７ バッファ、３５，８８，８９ インバータ、３６，３７，９０，９１ ゲート駆動回路、４０ 参照電圧生成部、４２ 電圧制御部、４４ リミッタ回路、４６，６２ 減算器、４８ 電流制御部、５０，６６ 加算器、６０ リミット値設定部、６４ 乗算器、１８１ プロセッサ、１８２ メモリ、Ｔ１ 交流入力端子、Ｔ２ バイパス入力端子、Ｔ３ バッテリ端子、Ｔ４ 交流出力端子、Ｑ１～Ｑ４，Ｑ２１～Ｑ２４ ＩＧＢＴ、Ｄ１～Ｄ４，Ｄ２１～Ｄ２４ ダイオード、Ｌ１～Ｌ３ 直流ライン、Ｉｏ 出力電流、Ｉｒｉｐｐｌｅ リプル電流、Ｉｏｖｒ 過電流検出レベル、Ｉｏ＿ｌｉｍ 出力電流リミット値、Ｉｏ＊＿ｌｉｍ 電流指令リミット値。

Claims (4)

1. 複数のスイッチング素子を含み、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータの出力電流が電流指令値に一致するように、前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記直流電圧の大きさに応じて前記電流指令値のリミット値を設定する設定部と、
   前記電流指令値を前記リミット値に従う範囲内に制限するリミッタ回路とを含み、
   前記設定部は、前記直流電圧が低くなるに従って前記リミット値の大きさを大きくする、電力変換装置。
2. 前記設定部は、前記電力変換装置の運用上における前記直流電圧の最大値に基づいて、前記リミット値の最小値を設定し、かつ、前記直流電圧が前記最大値よりも低いときには、前記リミット値を前記最小値よりも大きい値に設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記直流電圧を検出する電圧検出器をさらに備え、
   前記設定部は、前記電圧検出器の検出値と前記最大値との偏差に応じた補正量を前記リミット値の前記最小値に加算することにより、前記リミット値を設定する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 交流電圧を直流電圧に変換して前記インバータに出力するコンバータをさらに備える、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
   

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