JPH06153520A - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータ装置Info
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- JPH06153520A JPH06153520A JP3329433A JP32943391A JPH06153520A JP H06153520 A JPH06153520 A JP H06153520A JP 3329433 A JP3329433 A JP 3329433A JP 32943391 A JP32943391 A JP 32943391A JP H06153520 A JPH06153520 A JP H06153520A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＰＷＭインバータ装置において、制御回路に
＋側、−側の２種類の三角搬送波を設けることにより、
低歪、低損失で安定した出力を得る。 【構成】 出力Ｖｏｕｔに含まれる高調波成分を増幅
し、基本波Ｖｓとの差を増幅するエラーアンプ。その出
力と＋側ならびに−側の２種類の搬送三角波Ｖｔ１、Ｖ
ｔ２を比較し、パルス幅変調された制御信号ＰＷＭ１、
ＰＷＭ２を得る電圧比較器２及び３。直流電圧をＰＷＭ
信号で制御するフルブリッジ回路。フルブリッジ回路か
らの出力の高調波成分を低減するローパスフィルタで構
成されるインバータ装置。
＋側、−側の２種類の三角搬送波を設けることにより、
低歪、低損失で安定した出力を得る。 【構成】 出力Ｖｏｕｔに含まれる高調波成分を増幅
し、基本波Ｖｓとの差を増幅するエラーアンプ。その出
力と＋側ならびに−側の２種類の搬送三角波Ｖｔ１、Ｖ
ｔ２を比較し、パルス幅変調された制御信号ＰＷＭ１、
ＰＷＭ２を得る電圧比較器２及び３。直流電圧をＰＷＭ
信号で制御するフルブリッジ回路。フルブリッジ回路か
らの出力の高調波成分を低減するローパスフィルタで構
成されるインバータ装置。
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］本発明は、電源装置や誘導電動機
制御等に利用されているインバータ装置において、低歪
率、低損失なＰＷＭインバータ装置に関するものであ
る。
制御等に利用されているインバータ装置において、低歪
率、低損失なＰＷＭインバータ装置に関するものであ
る。
［従来の技術］第１図は従来用いられているＰＷＭイン
バータ装置が直流電圧をパルス幅変調の交流方形波電圧
に変換するときの比較信号Ｖｃと搬送三角波Ｖｔ及びパ
ルス幅変調された交流方形波電圧波形Ｖｐの関係を示
す。Ｖｓは基本波信号であり、Ｅｂは直流入力電圧であ
る。また、Ｔは搬送三角波Ｖｔの周期である。第２図は
インバータ装置に使用されているフルブリッジ回路を示
す。Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング素子、ＰＷＭ１及びＰ
ＷＭ２はスイッチング素子の制御信号である。また、Ｉ
１、Ｉ２は否定回路である。第１図と第２図の関係を以
下に説明する。第１図の搬送三角波Ｖｔが比較信号Ｖｃ
よりも小さい場合は第２図のＰＷＭ１が真、ＰＷＭ２が
偽となりＳ１とＳ４がＯＮ、Ｓ２とＳ３がＯＦＦ、大き
い場合はＰＷＭ１が偽、ＰＷＭ２が真となり、Ｓ１とＳ
４がＯＦＦ、Ｓ２とＳ３がＯＮである。第３図は従来用
いられているＰＷＭインバータ装置の回路である。１は
基本波発生回路、２及び３は電圧比較回路、４は搬送三
角波発生回路である。次にＰＷＭインバータ装置が基本
波Ｖｓに相似する交流出力電圧Ｖｏｕｔを出力する動作
について説明する。第３図においてローパスフィルタ
は、フルブリッジ回路からの交流方形波電圧Ｖｐに含ま
れている基本波成分と高調波成分のうち高調波成分を低
減する回路である。エラーアンプは、交流出力電圧Ｖ
ｏｕｔに含まれている高調波成分を強調して基本波Ｖｓ
との差を増幅し、それにＶｓを加算した比較信号Ｖｃを
電圧比較回路２及び３に出力する。電圧比較回路２は比
較信号Ｖｃと搬送三角波発生回路４の出力電圧Ｖｔとを
比較し、比較信号Ｖｃの電圧値に比例するパルス幅に変
調された制御信号ＰＷＭ１を得る。一方、電圧比較回路
３は制御信号ＰＷＭ１と逆論理の制御信号ＰＷＭ２を得
る。以上の動作により、交流出力電圧Ｖｏｕｔは搬送三
角波の周期Ｔ毎に、基本波Ｖｓの電圧値に相似するよう
制御される。また、交流出力電圧Ｖｏｕｔに含まれてい
る高調波成分を強調して、フィードバックすることによ
り制御の安定化を図っている。従来の技術は、上記制御
回路を有するＰＷＭインバータ装置であった。
バータ装置が直流電圧をパルス幅変調の交流方形波電圧
に変換するときの比較信号Ｖｃと搬送三角波Ｖｔ及びパ
ルス幅変調された交流方形波電圧波形Ｖｐの関係を示
す。Ｖｓは基本波信号であり、Ｅｂは直流入力電圧であ
る。また、Ｔは搬送三角波Ｖｔの周期である。第２図は
インバータ装置に使用されているフルブリッジ回路を示
す。Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング素子、ＰＷＭ１及びＰ
ＷＭ２はスイッチング素子の制御信号である。また、Ｉ
１、Ｉ２は否定回路である。第１図と第２図の関係を以
下に説明する。第１図の搬送三角波Ｖｔが比較信号Ｖｃ
よりも小さい場合は第２図のＰＷＭ１が真、ＰＷＭ２が
偽となりＳ１とＳ４がＯＮ、Ｓ２とＳ３がＯＦＦ、大き
い場合はＰＷＭ１が偽、ＰＷＭ２が真となり、Ｓ１とＳ
４がＯＦＦ、Ｓ２とＳ３がＯＮである。第３図は従来用
いられているＰＷＭインバータ装置の回路である。１は
基本波発生回路、２及び３は電圧比較回路、４は搬送三
角波発生回路である。次にＰＷＭインバータ装置が基本
波Ｖｓに相似する交流出力電圧Ｖｏｕｔを出力する動作
について説明する。第３図においてローパスフィルタ
は、フルブリッジ回路からの交流方形波電圧Ｖｐに含ま
れている基本波成分と高調波成分のうち高調波成分を低
減する回路である。エラーアンプは、交流出力電圧Ｖ
ｏｕｔに含まれている高調波成分を強調して基本波Ｖｓ
との差を増幅し、それにＶｓを加算した比較信号Ｖｃを
電圧比較回路２及び３に出力する。電圧比較回路２は比
較信号Ｖｃと搬送三角波発生回路４の出力電圧Ｖｔとを
比較し、比較信号Ｖｃの電圧値に比例するパルス幅に変
調された制御信号ＰＷＭ１を得る。一方、電圧比較回路
３は制御信号ＰＷＭ１と逆論理の制御信号ＰＷＭ２を得
る。以上の動作により、交流出力電圧Ｖｏｕｔは搬送三
角波の周期Ｔ毎に、基本波Ｖｓの電圧値に相似するよう
制御される。また、交流出力電圧Ｖｏｕｔに含まれてい
る高調波成分を強調して、フィードバックすることによ
り制御の安定化を図っている。従来の技術は、上記制御
回路を有するＰＷＭインバータ装置であった。
［発明が解決しようとする問題点］第２図において、従
来の装置ではスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が搬送三角波
の周期Ｔ毎にＯＮ，ＯＦＦしており、それに伴うスイッ
チング素子のスイッチング損失が発生する。この損失を
少なくできればスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を冷却する
放熱部の縮小化が可能となる。一方、高調波成分を減少
させることでローパスフィルタの縮小化が可能となり、
上記と合わせると装置全体を相当小型化できる。この考
案が解決しようとする問題点は、ＰＷＭインバータ装
置における制御の安定性を保ちつつフルブリッジ回路及
びローパスフィルタの損失を減少させ、同時に回路の
交流方形波出力に含まれる高調波成分を少なくするため
には、どのような手段を講じればよいかという点にあ
る。
来の装置ではスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が搬送三角波
の周期Ｔ毎にＯＮ，ＯＦＦしており、それに伴うスイッ
チング素子のスイッチング損失が発生する。この損失を
少なくできればスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を冷却する
放熱部の縮小化が可能となる。一方、高調波成分を減少
させることでローパスフィルタの縮小化が可能となり、
上記と合わせると装置全体を相当小型化できる。この考
案が解決しようとする問題点は、ＰＷＭインバータ装
置における制御の安定性を保ちつつフルブリッジ回路及
びローパスフィルタの損失を減少させ、同時に回路の
交流方形波出力に含まれる高調波成分を少なくするため
には、どのような手段を講じればよいかという点にあ
る。
［問題を解決するための手段］上記問題を解決する手段
として、この考案では次のようなＰＷＭインバータ装置
とした。すなわち０Ｖをわずかに交差するように設定さ
れた同位相の搬送三角波を＋側と−側にそれぞれ設け
る。本発明に係るＰＷＭインバータ装置は、この２つの
搬送三角波発生回路及び基本波発生回路とエラーアンプ
で構成する制御回路とフルブリッジ回路、ローパスフィ
ルタで構成される。
として、この考案では次のようなＰＷＭインバータ装置
とした。すなわち０Ｖをわずかに交差するように設定さ
れた同位相の搬送三角波を＋側と−側にそれぞれ設け
る。本発明に係るＰＷＭインバータ装置は、この２つの
搬送三角波発生回路及び基本波発生回路とエラーアンプ
で構成する制御回路とフルブリッジ回路、ローパスフィ
ルタで構成される。
［作用］本発明によるＰＷＭインバータ装置の構成を第
４図に示す。１は基本波発生回路、２は＋側の電圧比較
回路、３は−側の電圧比較回路、５は＋側の搬送三角波
発生回路、６は−側の搬送三角波発生回路である。本装
置がおこなうスイッチング動作について以下に述べる。
ローパスフィルタは、フルブリッジ回路からの交流方形
波電圧Ｖｐに含まれている高調波成分を低減する回路で
ある。エラーアンプは、交流出力電圧Ｖｏｕｔに含まれ
ている高調波成分を強調して基本波Ｖｓとの差を増幅
し、それにＶｓを加算した比較信号Ｖｃを電圧比較回路
２及び３に出力する。電圧比較回路２及び３は比較信号
Ｖｃと各搬送三角波発生回路の出力電圧Ｖｔ１及びＶ
ｔ２とをそれぞれ比較し、パルス幅変調された制御信号
ＰＷＭ１及びＰＷＭ２を得る。制御信号ＰＷＭ１でフル
ブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をＯＮ、Ｏ
ＦＦする。一方、制御信号ＰＷＭ２でフルブリッジ回路
のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をＯＮ、ＯＦＦする。
４図に示す。１は基本波発生回路、２は＋側の電圧比較
回路、３は−側の電圧比較回路、５は＋側の搬送三角波
発生回路、６は−側の搬送三角波発生回路である。本装
置がおこなうスイッチング動作について以下に述べる。
ローパスフィルタは、フルブリッジ回路からの交流方形
波電圧Ｖｐに含まれている高調波成分を低減する回路で
ある。エラーアンプは、交流出力電圧Ｖｏｕｔに含まれ
ている高調波成分を強調して基本波Ｖｓとの差を増幅
し、それにＶｓを加算した比較信号Ｖｃを電圧比較回路
２及び３に出力する。電圧比較回路２及び３は比較信号
Ｖｃと各搬送三角波発生回路の出力電圧Ｖｔ１及びＶ
ｔ２とをそれぞれ比較し、パルス幅変調された制御信号
ＰＷＭ１及びＰＷＭ２を得る。制御信号ＰＷＭ１でフル
ブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をＯＮ、Ｏ
ＦＦする。一方、制御信号ＰＷＭ２でフルブリッジ回路
のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をＯＮ、ＯＦＦする。
［実施例］本装置を無停電電源装置に応用した時のＰＷ
Ｍインバータの制御について説明する。第５図はＰＷＭ
インバータ装置の直流入力電圧をパルス幅変調の交流方
形波電圧に変換するときの比較信号Ｖｃと＋側及び−側
の搬送三角波Ｖｔ１、Ｖｔ２、直流入力電圧Ｅｂをパル
ス幅変調した交流方形波電圧波形Ｖｐを示している。Ｖ
ｓは基本波信号であり、Ｔは搬送三角波の周期である。
次にＰＷＭインバータ装置が基本波Ｖｓに相似する交流
出力電圧Ｖｏｕｔを出力する動作について説明する。そ
れぞれの搬送三角波Ｖｔ１およびＶｔ２は０Ｖをわずか
に交差するように設定されており、お互いの搬送三角波
は同位相である。本考案回路（第４図）によるＰＷＭイ
ンバータ装置において、フルブリッジ回路は前述のごと
く次の状況で制御される。基本波Ｖｓが十分に＋側のと
きには、スイッチング素子Ｓ１とＳ２を搬送波の周期Ｔ
毎にスイッチングし、Ｓ３はＯＦＦ、Ｓ４はＯＮの状態
を保っている。一方逆のときには、スイッチング素子Ｓ
３とＳ４を同様にスイッチングし、Ｓ１はＯＦＦ、Ｓ２
はＯＮの状態を保っている。フルブリッジ回路からの出
力はローパスフィルタを通過する際高調波成分が低減さ
れ、インバータ装置の交流出力電圧Ｖｏｕｔとなる。上
記の制御により、本装置はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４
のスイッチング回数を半減できるので、スイッチング損
失が軽減される。また、従来の装置と本装置の高調波成
分を比較すれば、それぞれの交流方形波電圧Ｖｐの振幅
の大きさが本方式において半分となっている（第１図と
第５図の比較）。このことはフルブリッジ回路から出力
される交流方形波電圧Ｖｐに含まれる高調波成分が、従
来の装置に比べ半分になることを示している。本装置
は、交流安定化電源や誘導電動機制御等のインバータと
して使用可能であることは言うまでもない。
Ｍインバータの制御について説明する。第５図はＰＷＭ
インバータ装置の直流入力電圧をパルス幅変調の交流方
形波電圧に変換するときの比較信号Ｖｃと＋側及び−側
の搬送三角波Ｖｔ１、Ｖｔ２、直流入力電圧Ｅｂをパル
ス幅変調した交流方形波電圧波形Ｖｐを示している。Ｖ
ｓは基本波信号であり、Ｔは搬送三角波の周期である。
次にＰＷＭインバータ装置が基本波Ｖｓに相似する交流
出力電圧Ｖｏｕｔを出力する動作について説明する。そ
れぞれの搬送三角波Ｖｔ１およびＶｔ２は０Ｖをわずか
に交差するように設定されており、お互いの搬送三角波
は同位相である。本考案回路（第４図）によるＰＷＭイ
ンバータ装置において、フルブリッジ回路は前述のごと
く次の状況で制御される。基本波Ｖｓが十分に＋側のと
きには、スイッチング素子Ｓ１とＳ２を搬送波の周期Ｔ
毎にスイッチングし、Ｓ３はＯＦＦ、Ｓ４はＯＮの状態
を保っている。一方逆のときには、スイッチング素子Ｓ
３とＳ４を同様にスイッチングし、Ｓ１はＯＦＦ、Ｓ２
はＯＮの状態を保っている。フルブリッジ回路からの出
力はローパスフィルタを通過する際高調波成分が低減さ
れ、インバータ装置の交流出力電圧Ｖｏｕｔとなる。上
記の制御により、本装置はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４
のスイッチング回数を半減できるので、スイッチング損
失が軽減される。また、従来の装置と本装置の高調波成
分を比較すれば、それぞれの交流方形波電圧Ｖｐの振幅
の大きさが本方式において半分となっている（第１図と
第５図の比較）。このことはフルブリッジ回路から出力
される交流方形波電圧Ｖｐに含まれる高調波成分が、従
来の装置に比べ半分になることを示している。本装置
は、交流安定化電源や誘導電動機制御等のインバータと
して使用可能であることは言うまでもない。
［発明の効果］ 本発明は基準点（０Ｖ）を境にして＋側と−側のそれ
ぞれに０Ｖをわずかに交差する同位相の搬送三角波を作
る制御回路を設けることにより、出力が０Ｖ付近で少な
くなる高調波成分を補うために、両極性にスイッチング
を行なっている。これにより、制御の安定性を維持する
ために必要な高調波成分を確保し、安定した出力電圧が
得られる。
ぞれに０Ｖをわずかに交差する同位相の搬送三角波を作
る制御回路を設けることにより、出力が０Ｖ付近で少な
くなる高調波成分を補うために、両極性にスイッチング
を行なっている。これにより、制御の安定性を維持する
ために必要な高調波成分を確保し、安定した出力電圧が
得られる。
本発明によるインバータ装置を使用することにより、
スイッチング損失と、フルブリッジ回路からの交流方形
波出力に含まれる高調波成分を減少させることができ
る。このことは、スイッチング素子の放熱部を小さくで
きると同時に、高調波成分を低減するローパスフィルタ
のインダクタを小さくできる。
スイッチング損失と、フルブリッジ回路からの交流方形
波出力に含まれる高調波成分を減少させることができ
る。このことは、スイッチング素子の放熱部を小さくで
きると同時に、高調波成分を低減するローパスフィルタ
のインダクタを小さくできる。
以上により、インバータ装置の小型化が可能となり、同
装置の制御の安定性を保ちつつ効率を向上させることが
できる。
装置の制御の安定性を保ちつつ効率を向上させることが
できる。
第１図：従来のＰＷＭインバータ装置の比較回路動作波
形図面。 第２図：ＰＷＭインバータ装置のフルブリッジ回路図
面。 第３図：従来のＰＷＭインバータ装置の回路図面。 第４図：本発明のＰＷＭインバータ装置の回路図面。 第５図：本発明の比較回路動作波形図面。
形図面。 第２図：ＰＷＭインバータ装置のフルブリッジ回路図
面。 第３図：従来のＰＷＭインバータ装置の回路図面。 第４図：本発明のＰＷＭインバータ装置の回路図面。 第５図：本発明の比較回路動作波形図面。
Claims (1)
- ＰＷＭインバータを（１）基本波及び２種類の搬送波発
生回路により、（２）スイッチング素子を制御ならしめ
るＰＷＭインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3329433A JP2903444B2 (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3329433A JP2903444B2 (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153520A true JPH06153520A (ja) | 1994-05-31 |
| JP2903444B2 JP2903444B2 (ja) | 1999-06-07 |
Family
ID=18221327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3329433A Expired - Fee Related JP2903444B2 (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2903444B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108964640A (zh) * | 2018-07-17 | 2018-12-07 | 吉林省博安消防设备有限公司 | 变频三角载波发生器及基于载波周期调制技术的apf |
| JP2019004653A (ja) * | 2017-06-19 | 2019-01-10 | 株式会社リコー | Ｐｗｍ制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、ｐｗｍ制御方法、及びプログラム |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6260309A (ja) * | 1985-09-10 | 1987-03-17 | Toshiba Corp | 三角波発生回路 |
| JPS6416191U (ja) * | 1987-07-21 | 1989-01-26 | ||
| JPS6447277A (en) * | 1987-08-14 | 1989-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse width modulation system for power converter |
-
1991
- 1991-10-11 JP JP3329433A patent/JP2903444B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6260309A (ja) * | 1985-09-10 | 1987-03-17 | Toshiba Corp | 三角波発生回路 |
| JPS6416191U (ja) * | 1987-07-21 | 1989-01-26 | ||
| JPS6447277A (en) * | 1987-08-14 | 1989-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse width modulation system for power converter |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019004653A (ja) * | 2017-06-19 | 2019-01-10 | 株式会社リコー | Ｐｗｍ制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、ｐｗｍ制御方法、及びプログラム |
| CN108964640A (zh) * | 2018-07-17 | 2018-12-07 | 吉林省博安消防设备有限公司 | 变频三角载波发生器及基于载波周期调制技术的apf |
| CN108964640B (zh) * | 2018-07-17 | 2021-11-16 | 吉林省博安消防设备有限公司 | 变频三角载波发生器及基于载波周期调制技术的有源电力滤波器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2903444B2 (ja) | 1999-06-07 |
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Legal Events
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