JPH06153520A - Pwmインバータ装置 - Google Patents
Pwmインバータ装置Info
- Publication number
- JPH06153520A JPH06153520A JP3329433A JP32943391A JPH06153520A JP H06153520 A JPH06153520 A JP H06153520A JP 3329433 A JP3329433 A JP 3329433A JP 32943391 A JP32943391 A JP 32943391A JP H06153520 A JPH06153520 A JP H06153520A
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- Japan
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- voltage
- output
- circuit
- pwm inverter
- full bridge
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 PWMインバータ装置において、制御回路に
+側、−側の2種類の三角搬送波を設けることにより、
低歪、低損失で安定した出力を得る。 【構成】 出力Voutに含まれる高調波成分を増幅
し、基本波Vsとの差を増幅するエラーアンプ。その出
力と+側ならびに−側の2種類の搬送三角波Vt1、V
t2を比較し、パルス幅変調された制御信号PWM1、
PWM2を得る電圧比較器2及び3。直流電圧をPWM
信号で制御するフルブリッジ回路。フルブリッジ回路か
らの出力の高調波成分を低減するローパスフィルタで構
成されるインバータ装置。
+側、−側の2種類の三角搬送波を設けることにより、
低歪、低損失で安定した出力を得る。 【構成】 出力Voutに含まれる高調波成分を増幅
し、基本波Vsとの差を増幅するエラーアンプ。その出
力と+側ならびに−側の2種類の搬送三角波Vt1、V
t2を比較し、パルス幅変調された制御信号PWM1、
PWM2を得る電圧比較器2及び3。直流電圧をPWM
信号で制御するフルブリッジ回路。フルブリッジ回路か
らの出力の高調波成分を低減するローパスフィルタで構
成されるインバータ装置。
Description
【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野]本発明は、電源装置や誘導電動機
制御等に利用されているインバータ装置において、低歪
率、低損失なPWMインバータ装置に関するものであ
る。
制御等に利用されているインバータ装置において、低歪
率、低損失なPWMインバータ装置に関するものであ
る。
[従来の技術]第1図は従来用いられているPWMイン
バータ装置が直流電圧をパルス幅変調の交流方形波電圧
に変換するときの比較信号Vcと搬送三角波Vt及びパ
ルス幅変調された交流方形波電圧波形Vpの関係を示
す。Vsは基本波信号であり、Ebは直流入力電圧であ
る。また、Tは搬送三角波Vtの周期である。第2図は
インバータ装置に使用されているフルブリッジ回路を示
す。S1〜S4は、スイッチング素子、PWM1及びP
WM2はスイッチング素子の制御信号である。また、I
1、I2は否定回路である。第1図と第2図の関係を以
下に説明する。第1図の搬送三角波Vtが比較信号Vc
よりも小さい場合は第2図のPWM1が真、PWM2が
偽となりS1とS4がON、S2とS3がOFF、大き
い場合はPWM1が偽、PWM2が真となり、S1とS
4がOFF、S2とS3がONである。第3図は従来用
いられているPWMインバータ装置の回路である。1は
基本波発生回路、2及び3は電圧比較回路、4は搬送三
角波発生回路である。次にPWMインバータ装置が基本
波Vsに相似する交流出力電圧Voutを出力する動作
について説明する。第3図においてローパスフィルタ
は、フルブリッジ回路からの交流方形波電圧Vpに含ま
れている基本波成分と高調波成分のうち高調波成分を低
減する回路である。エラーアンプは、交流出力電圧V
outに含まれている高調波成分を強調して基本波Vs
との差を増幅し、それにVsを加算した比較信号Vcを
電圧比較回路2及び3に出力する。電圧比較回路2は比
較信号Vcと搬送三角波発生回路4の出力電圧Vtとを
比較し、比較信号Vcの電圧値に比例するパルス幅に変
調された制御信号PWM1を得る。一方、電圧比較回路
3は制御信号PWM1と逆論理の制御信号PWM2を得
る。以上の動作により、交流出力電圧Voutは搬送三
角波の周期T毎に、基本波Vsの電圧値に相似するよう
制御される。また、交流出力電圧Voutに含まれてい
る高調波成分を強調して、フィードバックすることによ
り制御の安定化を図っている。従来の技術は、上記制御
回路を有するPWMインバータ装置であった。
バータ装置が直流電圧をパルス幅変調の交流方形波電圧
に変換するときの比較信号Vcと搬送三角波Vt及びパ
ルス幅変調された交流方形波電圧波形Vpの関係を示
す。Vsは基本波信号であり、Ebは直流入力電圧であ
る。また、Tは搬送三角波Vtの周期である。第2図は
インバータ装置に使用されているフルブリッジ回路を示
す。S1〜S4は、スイッチング素子、PWM1及びP
WM2はスイッチング素子の制御信号である。また、I
1、I2は否定回路である。第1図と第2図の関係を以
下に説明する。第1図の搬送三角波Vtが比較信号Vc
よりも小さい場合は第2図のPWM1が真、PWM2が
偽となりS1とS4がON、S2とS3がOFF、大き
い場合はPWM1が偽、PWM2が真となり、S1とS
4がOFF、S2とS3がONである。第3図は従来用
いられているPWMインバータ装置の回路である。1は
基本波発生回路、2及び3は電圧比較回路、4は搬送三
角波発生回路である。次にPWMインバータ装置が基本
波Vsに相似する交流出力電圧Voutを出力する動作
について説明する。第3図においてローパスフィルタ
は、フルブリッジ回路からの交流方形波電圧Vpに含ま
れている基本波成分と高調波成分のうち高調波成分を低
減する回路である。エラーアンプは、交流出力電圧V
outに含まれている高調波成分を強調して基本波Vs
との差を増幅し、それにVsを加算した比較信号Vcを
電圧比較回路2及び3に出力する。電圧比較回路2は比
較信号Vcと搬送三角波発生回路4の出力電圧Vtとを
比較し、比較信号Vcの電圧値に比例するパルス幅に変
調された制御信号PWM1を得る。一方、電圧比較回路
3は制御信号PWM1と逆論理の制御信号PWM2を得
る。以上の動作により、交流出力電圧Voutは搬送三
角波の周期T毎に、基本波Vsの電圧値に相似するよう
制御される。また、交流出力電圧Voutに含まれてい
る高調波成分を強調して、フィードバックすることによ
り制御の安定化を図っている。従来の技術は、上記制御
回路を有するPWMインバータ装置であった。
[発明が解決しようとする問題点]第2図において、従
来の装置ではスイッチング素子S1〜S4が搬送三角波
の周期T毎にON,OFFしており、それに伴うスイッ
チング素子のスイッチング損失が発生する。この損失を
少なくできればスイッチング素子S1〜S4を冷却する
放熱部の縮小化が可能となる。一方、高調波成分を減少
させることでローパスフィルタの縮小化が可能となり、
上記と合わせると装置全体を相当小型化できる。この考
案が解決しようとする問題点は、PWMインバータ装
置における制御の安定性を保ちつつフルブリッジ回路及
びローパスフィルタの損失を減少させ、同時に回路の
交流方形波出力に含まれる高調波成分を少なくするため
には、どのような手段を講じればよいかという点にあ
る。
来の装置ではスイッチング素子S1〜S4が搬送三角波
の周期T毎にON,OFFしており、それに伴うスイッ
チング素子のスイッチング損失が発生する。この損失を
少なくできればスイッチング素子S1〜S4を冷却する
放熱部の縮小化が可能となる。一方、高調波成分を減少
させることでローパスフィルタの縮小化が可能となり、
上記と合わせると装置全体を相当小型化できる。この考
案が解決しようとする問題点は、PWMインバータ装
置における制御の安定性を保ちつつフルブリッジ回路及
びローパスフィルタの損失を減少させ、同時に回路の
交流方形波出力に含まれる高調波成分を少なくするため
には、どのような手段を講じればよいかという点にあ
る。
[問題を解決するための手段]上記問題を解決する手段
として、この考案では次のようなPWMインバータ装置
とした。すなわち0Vをわずかに交差するように設定さ
れた同位相の搬送三角波を+側と−側にそれぞれ設け
る。本発明に係るPWMインバータ装置は、この2つの
搬送三角波発生回路及び基本波発生回路とエラーアンプ
で構成する制御回路とフルブリッジ回路、ローパスフィ
ルタで構成される。
として、この考案では次のようなPWMインバータ装置
とした。すなわち0Vをわずかに交差するように設定さ
れた同位相の搬送三角波を+側と−側にそれぞれ設け
る。本発明に係るPWMインバータ装置は、この2つの
搬送三角波発生回路及び基本波発生回路とエラーアンプ
で構成する制御回路とフルブリッジ回路、ローパスフィ
ルタで構成される。
[作用]本発明によるPWMインバータ装置の構成を第
4図に示す。1は基本波発生回路、2は+側の電圧比較
回路、3は−側の電圧比較回路、5は+側の搬送三角波
発生回路、6は−側の搬送三角波発生回路である。本装
置がおこなうスイッチング動作について以下に述べる。
ローパスフィルタは、フルブリッジ回路からの交流方形
波電圧Vpに含まれている高調波成分を低減する回路で
ある。エラーアンプは、交流出力電圧Voutに含まれ
ている高調波成分を強調して基本波Vsとの差を増幅
し、それにVsを加算した比較信号Vcを電圧比較回路
2及び3に出力する。電圧比較回路2及び3は比較信号
Vcと各搬送三角波発生回路の出力電圧Vt1及びV
t2とをそれぞれ比較し、パルス幅変調された制御信号
PWM1及びPWM2を得る。制御信号PWM1でフル
ブリッジ回路のスイッチング素子S1、S2をON、O
FFする。一方、制御信号PWM2でフルブリッジ回路
のスイッチング素子S3、S4をON、OFFする。
4図に示す。1は基本波発生回路、2は+側の電圧比較
回路、3は−側の電圧比較回路、5は+側の搬送三角波
発生回路、6は−側の搬送三角波発生回路である。本装
置がおこなうスイッチング動作について以下に述べる。
ローパスフィルタは、フルブリッジ回路からの交流方形
波電圧Vpに含まれている高調波成分を低減する回路で
ある。エラーアンプは、交流出力電圧Voutに含まれ
ている高調波成分を強調して基本波Vsとの差を増幅
し、それにVsを加算した比較信号Vcを電圧比較回路
2及び3に出力する。電圧比較回路2及び3は比較信号
Vcと各搬送三角波発生回路の出力電圧Vt1及びV
t2とをそれぞれ比較し、パルス幅変調された制御信号
PWM1及びPWM2を得る。制御信号PWM1でフル
ブリッジ回路のスイッチング素子S1、S2をON、O
FFする。一方、制御信号PWM2でフルブリッジ回路
のスイッチング素子S3、S4をON、OFFする。
[実施例]本装置を無停電電源装置に応用した時のPW
Mインバータの制御について説明する。第5図はPWM
インバータ装置の直流入力電圧をパルス幅変調の交流方
形波電圧に変換するときの比較信号Vcと+側及び−側
の搬送三角波Vt1、Vt2、直流入力電圧Ebをパル
ス幅変調した交流方形波電圧波形Vpを示している。V
sは基本波信号であり、Tは搬送三角波の周期である。
次にPWMインバータ装置が基本波Vsに相似する交流
出力電圧Voutを出力する動作について説明する。そ
れぞれの搬送三角波Vt1およびVt2は0Vをわずか
に交差するように設定されており、お互いの搬送三角波
は同位相である。本考案回路(第4図)によるPWMイ
ンバータ装置において、フルブリッジ回路は前述のごと
く次の状況で制御される。基本波Vsが十分に+側のと
きには、スイッチング素子S1とS2を搬送波の周期T
毎にスイッチングし、S3はOFF、S4はONの状態
を保っている。一方逆のときには、スイッチング素子S
3とS4を同様にスイッチングし、S1はOFF、S2
はONの状態を保っている。フルブリッジ回路からの出
力はローパスフィルタを通過する際高調波成分が低減さ
れ、インバータ装置の交流出力電圧Voutとなる。上
記の制御により、本装置はスイッチング素子S1〜S4
のスイッチング回数を半減できるので、スイッチング損
失が軽減される。また、従来の装置と本装置の高調波成
分を比較すれば、それぞれの交流方形波電圧Vpの振幅
の大きさが本方式において半分となっている(第1図と
第5図の比較)。このことはフルブリッジ回路から出力
される交流方形波電圧Vpに含まれる高調波成分が、従
来の装置に比べ半分になることを示している。本装置
は、交流安定化電源や誘導電動機制御等のインバータと
して使用可能であることは言うまでもない。
Mインバータの制御について説明する。第5図はPWM
インバータ装置の直流入力電圧をパルス幅変調の交流方
形波電圧に変換するときの比較信号Vcと+側及び−側
の搬送三角波Vt1、Vt2、直流入力電圧Ebをパル
ス幅変調した交流方形波電圧波形Vpを示している。V
sは基本波信号であり、Tは搬送三角波の周期である。
次にPWMインバータ装置が基本波Vsに相似する交流
出力電圧Voutを出力する動作について説明する。そ
れぞれの搬送三角波Vt1およびVt2は0Vをわずか
に交差するように設定されており、お互いの搬送三角波
は同位相である。本考案回路(第4図)によるPWMイ
ンバータ装置において、フルブリッジ回路は前述のごと
く次の状況で制御される。基本波Vsが十分に+側のと
きには、スイッチング素子S1とS2を搬送波の周期T
毎にスイッチングし、S3はOFF、S4はONの状態
を保っている。一方逆のときには、スイッチング素子S
3とS4を同様にスイッチングし、S1はOFF、S2
はONの状態を保っている。フルブリッジ回路からの出
力はローパスフィルタを通過する際高調波成分が低減さ
れ、インバータ装置の交流出力電圧Voutとなる。上
記の制御により、本装置はスイッチング素子S1〜S4
のスイッチング回数を半減できるので、スイッチング損
失が軽減される。また、従来の装置と本装置の高調波成
分を比較すれば、それぞれの交流方形波電圧Vpの振幅
の大きさが本方式において半分となっている(第1図と
第5図の比較)。このことはフルブリッジ回路から出力
される交流方形波電圧Vpに含まれる高調波成分が、従
来の装置に比べ半分になることを示している。本装置
は、交流安定化電源や誘導電動機制御等のインバータと
して使用可能であることは言うまでもない。
[発明の効果] 本発明は基準点(0V)を境にして+側と−側のそれ
ぞれに0Vをわずかに交差する同位相の搬送三角波を作
る制御回路を設けることにより、出力が0V付近で少な
くなる高調波成分を補うために、両極性にスイッチング
を行なっている。これにより、制御の安定性を維持する
ために必要な高調波成分を確保し、安定した出力電圧が
得られる。
ぞれに0Vをわずかに交差する同位相の搬送三角波を作
る制御回路を設けることにより、出力が0V付近で少な
くなる高調波成分を補うために、両極性にスイッチング
を行なっている。これにより、制御の安定性を維持する
ために必要な高調波成分を確保し、安定した出力電圧が
得られる。
本発明によるインバータ装置を使用することにより、
スイッチング損失と、フルブリッジ回路からの交流方形
波出力に含まれる高調波成分を減少させることができ
る。このことは、スイッチング素子の放熱部を小さくで
きると同時に、高調波成分を低減するローパスフィルタ
のインダクタを小さくできる。
スイッチング損失と、フルブリッジ回路からの交流方形
波出力に含まれる高調波成分を減少させることができ
る。このことは、スイッチング素子の放熱部を小さくで
きると同時に、高調波成分を低減するローパスフィルタ
のインダクタを小さくできる。
以上により、インバータ装置の小型化が可能となり、同
装置の制御の安定性を保ちつつ効率を向上させることが
できる。
装置の制御の安定性を保ちつつ効率を向上させることが
できる。
第1図:従来のPWMインバータ装置の比較回路動作波
形図面。 第2図:PWMインバータ装置のフルブリッジ回路図
面。 第3図:従来のPWMインバータ装置の回路図面。 第4図:本発明のPWMインバータ装置の回路図面。 第5図:本発明の比較回路動作波形図面。
形図面。 第2図:PWMインバータ装置のフルブリッジ回路図
面。 第3図:従来のPWMインバータ装置の回路図面。 第4図:本発明のPWMインバータ装置の回路図面。 第5図:本発明の比較回路動作波形図面。
Claims (1)
- PWMインバータを(1)基本波及び2種類の搬送波発
生回路により、(2)スイッチング素子を制御ならしめ
るPWMインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3329433A JP2903444B2 (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Pwmインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3329433A JP2903444B2 (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Pwmインバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06153520A true JPH06153520A (ja) | 1994-05-31 |
JP2903444B2 JP2903444B2 (ja) | 1999-06-07 |
Family
ID=18221327
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3329433A Expired - Fee Related JP2903444B2 (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Pwmインバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2903444B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN108964640A (zh) * | 2018-07-17 | 2018-12-07 | 吉林省博安消防设备有限公司 | 变频三角载波发生器及基于载波周期调制技术的apf |
JP2019004653A (ja) * | 2017-06-19 | 2019-01-10 | 株式会社リコー | Pwm制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、pwm制御方法、及びプログラム |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6260309A (ja) * | 1985-09-10 | 1987-03-17 | Toshiba Corp | 三角波発生回路 |
JPS6416191U (ja) * | 1987-07-21 | 1989-01-26 | ||
JPS6447277A (en) * | 1987-08-14 | 1989-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse width modulation system for power converter |
-
1991
- 1991-10-11 JP JP3329433A patent/JP2903444B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6260309A (ja) * | 1985-09-10 | 1987-03-17 | Toshiba Corp | 三角波発生回路 |
JPS6416191U (ja) * | 1987-07-21 | 1989-01-26 | ||
JPS6447277A (en) * | 1987-08-14 | 1989-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse width modulation system for power converter |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019004653A (ja) * | 2017-06-19 | 2019-01-10 | 株式会社リコー | Pwm制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、pwm制御方法、及びプログラム |
CN108964640A (zh) * | 2018-07-17 | 2018-12-07 | 吉林省博安消防设备有限公司 | 变频三角载波发生器及基于载波周期调制技术的apf |
CN108964640B (zh) * | 2018-07-17 | 2021-11-16 | 吉林省博安消防设备有限公司 | 变频三角载波发生器及基于载波周期调制技术的有源电力滤波器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2903444B2 (ja) | 1999-06-07 |
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Legal Events
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