JP2014072910A - 制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電源高調波電流を減らし、効率を高めることが可能な制御装置を提供する。
【解決手段】このモータ駆動装置のコントローラ7は、モータ9の回転数に対応する正弦波を生成し、モータ9の出力が所定値Pcよりも低い場合は正弦波の二相変調高調波を生成し、モータ9の出力が所定値Pcよりも高い場合は正弦波の三次高調波を生成し、生成した二相変調高調波または三次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成し、モータ電流と正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成し、モータ電圧波形とモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータ5をPWM制御する。したがって、電源高調波電流Ihを減らし、効率を高めることができる。
【選択図】図1
【解決手段】このモータ駆動装置のコントローラ7は、モータ9の回転数に対応する正弦波を生成し、モータ9の出力が所定値Pcよりも低い場合は正弦波の二相変調高調波を生成し、モータ9の出力が所定値Pcよりも高い場合は正弦波の三次高調波を生成し、生成した二相変調高調波または三次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成し、モータ電流と正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成し、モータ電圧波形とモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータ5をPWM制御する。したがって、電源高調波電流Ihを減らし、効率を高めることができる。
【選択図】図1
Description
この発明は制御装置に関し、特に、小容量のコンデンサを用いたモータ駆動装置においてインバータを制御する制御装置に関する。
複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合には、モータに対して適切なタイミングでモータ電流を流し、コイル端子に電圧を印加すること、すなわち通電タイミングの最適化が重要である。この通電タイミングの基準を検出する方式としては、逆起電圧を検出する方式や、ゼロクロス電流位相を検出する方式等、種々の方式がある。
たとえば、モータロータ位置センサを用いずにモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動方式においては、モータコイルへの通電を行なう際に、モータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出する。
また、特許文献1には、交流電源からリアクタコイルを介して供給される交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続された大容量の平滑コンデンサと、整流回路からの直流電力を交流電力に変換して同期モータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置が開示されている。リアクタコイルは、交流電源からモード駆動装置に供給される交流電力の力率を改善するために設けられている。また、平滑コンデンサとしては、直流電圧波形のリップルを改善できる程度に十分大きな容量値を有するものが使用されている。
しかし、特許文献1のモータ駆動装置では、装置寸法が大きく、入力電流波形の改善が不十分であり、高力率化が困難であった。そこで、特許文献2においては、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサを用いた簡易な構成で、入力電流波形の改善と、高力率化を実現し、電源高調波成分を低減化している。
また、特許文献3,4には、一周期を3つの期間に分割し、各期間において三相のスイッチング素子のうちの二相のスイッチング素子のみを使用して電力を供給することにより、スイッチング素子の損失を低減して高効率化を図る二相変調方式が開示されている。
しかし、特許文献2においては、入力電流波形の目標値の作成、入力電流との誤差成分の演算、誤差成分を解消するための電圧作成手段が必要となり、制御装置の構成が複雑になるという問題があった。また、特許文献3,4においては、電源高調波電流が大きいという問題があった。
それゆえに、この発明の主たる目的は、入力電流波形の改善、高力率化、電源高調波電流の低減化、構成の簡単化を図ることが可能な制御装置を提供することである。
この発明に係る制御装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続された小容量のコンデンサと、整流回路からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置においてインバータを制御する制御装置であって、モータの回転数に対応する正弦波を生成する第1の波形生成部と、モータの出力が予め定められた値よりも低い場合は正弦波の二相変調高調波を生成し、モータの出力が予め定められた値よりも高い場合は正弦波の(12n+3)次高調波(ただし、nは0以上の整数である)を生成し、生成した二相変調高調波または(12n+3)次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第2の波形生成部と、インバータからモータに流れる交流電流と正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部と、第2の波形生成部で生成されたモータ電圧波形とモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータをPWM制御する制御部とを備えたものである。
この発明に係る制御装置によれば、入力電流波形の改善、高力率化、電源高調波電流の低減化、構成の簡単化を図ることができる。
[全体構成]
この発明の一実施の形態によるモータ駆動装置は、図1に示すように、整流回路1、コンデンサ2、直流電圧センサ3、直流電流センサ4、インバータ5、交流電流センサ6、およびコントローラ7を備える。このモータ駆動装置は、交流電源8からの単相交流電力を三相交流電力に変換して同期モータ9に供給し、同期モータ9を回転駆動させるものである。
この発明の一実施の形態によるモータ駆動装置は、図1に示すように、整流回路1、コンデンサ2、直流電圧センサ3、直流電流センサ4、インバータ5、交流電流センサ6、およびコントローラ7を備える。このモータ駆動装置は、交流電源8からの単相交流電力を三相交流電力に変換して同期モータ9に供給し、同期モータ9を回転駆動させるものである。
整流回路1は、4つのダイオードD1〜D4を含み、交流電源8からの単相交流電圧を全波整流する。コンデンサ2は、整流回路1の正側出力端子1aと負側出力端子1bの間に接続される。コンデンサ2としては、通常の平滑コンデンサの1/100程度の容量値(たとえば、10〜20μF)のものが使用される。コンデンサ2は、同期モータ9の回生エネルギーによってインバータ5が破壊されることを防止するために設けられている。リアクタコイルは設けられていない。
直流電圧センサ3は、コンデンサ2の端子間に現れる直流電圧Vdcの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ7に出力する。直流電流センサ4は、整流回路1からインバータ5に流れる直流電流Idcの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ7に出力する。
インバータ5は、コントローラ7によってPWM(pulse width modulation:パルス幅変調)制御され、整流回路1からの直流電力を三相交流電力に変換して同期モータ9に供給する。インバータ5は、6個のスイッチング素子s1〜s6と6個のダイオードd1〜d6を含む。スイッチング素子s1〜s3は、整流回路1の正側出力端子1aと同期モータ9の三相入力端子9w,9v,9uとの間にそれぞれ接続される。スイッチング素子s4〜s6は、同期モータ9の三相入力端子9w,9v,9uと整流回路1の負側出力端子1bとの間にそれぞれ接続される。ダイオードd1〜d6は、それぞれスイッチング素子s1〜s6に逆並列に接続される。スイッチング素子s1〜s6の各々は、たとえばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)で構成される。
交流電流センサ6は、同期モータ9の三相入力端子9w,9v,9uのうちの所定の入力端子(図1では、9u)に流れる交流電流Iuの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ7に出力する。同期モータ9は、三相コイルを含むステータと、永久磁石を含むローラとを備える。三相入力端子9w,9v,9uを介して三相コイルに三相交流電力を供給すると、三相交流電力の周波数に応じた回転数でロータが回転駆動される。
コントローラ7は、マイクロコンピュータで構成され、センサ3,4,6の出力信号に基づいてインバータ5のスイッチング素子s1〜s6の各々をPWM制御する。コントローラ7は、回転数設定部10、正弦波生成部11、モータ出力検出部12、重畳量設定部13、三次高調波生成部14、加算器15、モータ出力判定部21、および二相変調高調波生成部22を備える。
回転数設定部10は、同期モータ9の目標回転数ωを設定する。なお、同期モータ9の回転数(rpm)は、回転数設定部10で設定される目標回転数ωに等しい。正弦波生成部11は、所定数のデータを含む正弦波データテーブルを含む。正弦波生成部11は、回転数設定部10で設定された目標回転数ωと時間経過に従って、正弦波データテーブルから同期モータ9のU相、V相、およびW相に対応した正弦波データを読出すとともに、U相の正弦波データに基づいてU相のモータ電圧位相情報を出力する。
モータ出力検出部12は、直流電圧センサ3および直流電流センサ4の出力信号に基づいて同期モータ9の出力Pを検出し、その検出値を示す信号を出力する。モータ出力判定部21は、モータ出力検出部12の出力信号に基づいて同期モータ9の出力が所定値Pcよりも高いか低いかを判定し、判定結果に基づいて二相変調高調波生成部22および重畳量設定部13のうちのいずれか一方を活性化させる。
すなわちモータ出力判定部21は、同期モータ9の出力が所定値Pcよりも低い場合は、二相変調高調波生成部22を活性化させるとともに重畳量設定部13を非活性化させる。また、モータ出力判定部21は、同期モータ9の出力が所定値Pcよりも高い場合は、二相変調高調波生成部22を非活性化させ、重畳量設定部13を活性化させるとともにモータ出力検出部12の出力信号を重畳量設定部13に与える。所定値Pcは、たとえば、同期モータ9の定格出力値の30%の値である。
二相変調高調波生成部22は、所定数のデータを含む二相変調高調波データテーブルを含む。活性化された二相変調高調波生成部22は、回転数設定部10で設定された目標回転数ωと時間経過に従って、二相変調高調波データテーブルから二相変調高調波データを読み出す。二相変調方式については、後で詳細に説明する。
また、重畳量設定部13は、活性化された場合は、モータ出力検出部12の出力信号、すなわち同期モータ9の出力Pに基づいて、正弦波に対する三次高調波の重畳量kを設定する。この重畳量kは、正弦波の振幅に対する三次高調波の振幅の比である。
重畳量設定部13は、モータ9の出力Pが増大したことに応じて重畳量kを維持または増大させる。重畳量設定部13は、重畳量kを0.16以上で0.40以下の範囲内で変化させる。正弦波に三次高調波を重畳することにより、インバータ5の出力電圧を上げたり、電源電流の高調波成分を低減することが可能になる。この点については、後で詳細に説明する。重畳量設定部13が非活性化された場合は、重畳量kは0となる。
三次高調波生成部14は、正弦波生成部11と同様に、所定数のデータを含む正弦波データテーブルを含む。三次高調波生成部14は、回転数設定部10で設定された目標回転数の3倍の回転数と時間経過に従って、正弦波データテーブルから正弦波データを読出す。また、三次高調波生成部14は、読み出した正弦波データに、重畳量設定部13で設定された重畳量kを乗算して三次高調波データを生成する。
加算器15は、正弦波生成部11からのU相、V相、およびW相に対応した正弦波データと、二相変調高調波生成部22からの二相変調高調波データとをそれぞれ加算して、U相、V相、およびW相に対応したモータ電圧波形データを生成する。また、加算器15は、正弦波生成部11からのU相、V相、およびW相に対応した正弦波データと、三次高調波生成部14からの三次高調波データとをそれぞれ加算して、U相、V相、およびW相に対応したモータ電圧波形データを生成する。
また、コントローラ7は、位相差検出部16、目標位相差格納部17、PI(Proportional Integral:比例積分)演算部18、電圧制限部19、およびPWM信号生成部20を含む。
位相差検出部16は、正弦波生成部11からのU相のモータ電圧位相情報と、交流電流センサ6からのU相電流Iuを示す信号とに基づいて、U相のモータ電圧Vuと電流Iuとの位相差を検出し、検出値を示す信号を出力する。
たとえば、位相差検出部は、2個所のモータ電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比から位相差を算出する(特開2001−112287号公報参照)。
目標位相差格納部17は、目標とする位相差情報を格納している。PI演算部18は、位相差検出部16で検出された位相差と、目標位相差格納部17に格納された目標位相差情報との誤差データを算出し、その誤差データに対して比例制御および積分制御を実行してモータ出力電圧振幅値を出力する。
電圧制限部19は、PI演算部18で生成されたモータ電圧振幅指令値を重畳量設定部13で設定された重畳量kに応じた上限値PWMmax以下に制限する。k=0である場合のPWMmaxを1とすると、k≧0.16の範囲においてPWMmax=3[12k/(3k+1)]0.5/(6k+2)である。この数式の導出方法については後述する。
PWM信号生成部20は、加算器15からのU相、V相、およびW相に対応したモータ電圧波形データと、PI演算部18で生成されたモータ電圧振幅指令値とに基づいて6個のPWM信号を生成し、それらのPWM信号をインバータ5に与える。インバータ5のスイッチング素子s1〜s6は、それぞれ6個のPWM信号に従ってオンおよびオフする。これにより、同期モータ9に三相交流電力が供給され、同期モータ9のローラが回転駆動される。
[三次高調波とモータ相間電圧の振幅との関係]
次に、三次高調波の重畳量kとモータ相間電圧の振幅との関係について説明する。ここでは、U相モータ電圧VuとV相モータ電圧Vvに三次高調波Vhを重畳した場合における重畳量kとU−V相間電圧Vuvの振幅との関係について説明するが、V相とW相、あるいはW相とU相についても同様である。また、三次高調波について説明するときは、二相変調高調波生成部22は非活性化されているものとする。
次に、三次高調波の重畳量kとモータ相間電圧の振幅との関係について説明する。ここでは、U相モータ電圧VuとV相モータ電圧Vvに三次高調波Vhを重畳した場合における重畳量kとU−V相間電圧Vuvの振幅との関係について説明するが、V相とW相、あるいはW相とU相についても同様である。また、三次高調波について説明するときは、二相変調高調波生成部22は非活性化されているものとする。
正弦波生成部11で生成された正弦波データに三次高調波データを重畳させない場合、つまりk=0である場合、図2に示すように、U相モータ電圧VuおよびV相モータ電圧Vvの振幅が1.0(100%)であるとき、U相とV相の間の電圧であるU−V相間電圧Vuvは振幅が1.73の正弦波となる。ここでは説明の簡単化のため、正弦波データは最大値が1で振幅が1の正弦波であるものとし、PWM信号生成部20の出力データの最大値を1とする。
また、正弦波データに三次高調波データを重畳させることにより、U−V相間電圧Vuvの振幅を最大化させることが可能である。すなわち図3に示すように、U相およびV相のモータ出力電圧振幅が1.0(100%)であり、重畳量kが0.16(16%、1/6)である場合、U−V相間電圧Vuvは振幅が1.73の正弦波となる。すなわち、U相モータ電圧VuおよびV相モータ電圧Vvに三次高調波Vhを重畳させても、重畳させなくても、U−V相間電圧Vuvは同じである。また、U相とV相で位相が120度ずれているので、三次高調波VhはU−V相間電圧Vuvの波形に影響を与えることがなく、U−V相間電圧Vuvの波形は正弦波となる。
特徴的であるのは、U相モータ電圧Vuに三次高調波Vhを重畳した後の合成U相波Vuhの最大値が0.86となり、V相モータ電圧Vvに三次高調波Vhを重畳した後の合成V相波Vvhの最大値が0.86となることである。つまり、三次高調波Vhを正弦波に重畳させると合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの最大値が1よりも小さくなる。このため、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの振幅を1にすることにより、U−V相間電圧Vuvの振幅を1.73よりも大きくすることができる。
具体的には、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16(=1/0.86,116%)にしたとき、U−V相間電圧Vuvは振幅が2.0の正弦波となる。このように、三次高調波VhをU相モータ電圧VuおよびV相モータ電圧Vvに16%重畳させることにより、U−V相間電圧Vuvの振幅を、三次高調波Vhを重畳させない場合より16%上昇させ、直流電圧Vdcを最大限利用することができる。ただし、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16よりも大きくすると、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの波形が歪むので、それらのモータ出力電圧振幅は1.16以下に制限する必要がある。
図4は、三次高調波Vhの重畳量kとU−V相間電圧Vuvの最大値Auvとの関係を示す図である。図4では、k=0のときのU−V相間電圧Vuvの最大値Auvを1としている。図4から分かるように、kを0から増加させていくVuvの最大値Auvが徐々に増大し、k=0.16であるときにVuvの最大値Auvがピークとなる。kを0.16から増大させていくとVuvの最大値Auvが徐々に減少し、k=0.4ではVuvの最大値Auvはk=0のときの値(すなわち1)とほぼ等しくなる。
[三次高調波の重畳量とモータ出力電圧振幅の上限値との関係]
上述のように、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16(=1/0.86,116%)にしたとき、U−V相間電圧Vuvは振幅が2.0の正弦波となる。ただし、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16よりも大きくすると、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの振幅が1を超えてしまい、1を超えた部分が1に制限されるので、それらの波形が歪む。したがって、この場合は、モータ出力電圧振幅を1.16以下に制限する必要がある。ここで、三次高調波の重畳量kとモータ出力電圧振幅の上限値との関係について説明する。
上述のように、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16(=1/0.86,116%)にしたとき、U−V相間電圧Vuvは振幅が2.0の正弦波となる。ただし、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16よりも大きくすると、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの振幅が1を超えてしまい、1を超えた部分が1に制限されるので、それらの波形が歪む。したがって、この場合は、モータ出力電圧振幅を1.16以下に制限する必要がある。ここで、三次高調波の重畳量kとモータ出力電圧振幅の上限値との関係について説明する。
正弦波をsinθとし、三次高調波をsin3θとし、正弦波と三次高調波の合成波をyとすると、yは次式(1)で表わされる。
y=sinθ+ksin3θ …(1)
上式(1)を微分すると、y′=cosθ+3kcos3θ=cosθ(1+12kcos2θ−9k)となる。ここで、yが極値を持つとして、y′=0とすると、cosθ=0よりθ=π/2,3π/2となり、1+12kcos2θ−9k=0よりcos2θ=(9k−1)/12kとなる。θ=π/2,3π/2のときyは極小値となり、cos2θ=(9k−1)/12kのときyは極大値となる。
y=sinθ+ksin3θ …(1)
上式(1)を微分すると、y′=cosθ+3kcos3θ=cosθ(1+12kcos2θ−9k)となる。ここで、yが極値を持つとして、y′=0とすると、cosθ=0よりθ=π/2,3π/2となり、1+12kcos2θ−9k=0よりcos2θ=(9k−1)/12kとなる。θ=π/2,3π/2のときyは極小値となり、cos2θ=(9k−1)/12kのときyは極大値となる。
1≧cos2θ≧0であるので、1≧(9k−1)/12k≧0である。9k−1≧0であるからk≧1/9である。また、9k−1≦12kであるからk≧−1/3である。したがって、k≧1/9である。k≧1/9は、yの半周期においてyのピークが2つに分散する条件である。なお、k<1/9である場合は、yのピークはθ=θ=π/2,3π/2のみであり、yの半周期においてピークは2つに分散しない。
また、上式(1)を変形すると、y=sinθ+k(4cos2θ−1)sinθとなる。ここで、cos2θ=(9k−1)/12kのときyは極大値となり、sin2θ=1−cos2θ=(3k+1)/12kである。yの極大値ymaxは、次式(2)で表わされる。
ymax=[(3k+1)/12k]0.5(6k+2)/3 …(2)
ymaxの逆数をPWMmaxとすると、PWMmaxは次式(3)で表わされる。モータ出力電圧振幅は、PWMmax以下に制限する必要がある。
PWMmax=3[12k/(3k+1)]0.5/(6k+2) …(3)
たとえばk=0.16であるとき、ymax=0.86であり、モータ出力電圧振幅を1/0.86=1.16にすると相間電圧が最大になる。ただし、モータ出力電圧振幅が1.16を超えると合成波の波形が歪むのでモータ出力電圧振幅を1.16以下に制限する必要がある。
ymax=[(3k+1)/12k]0.5(6k+2)/3 …(2)
ymaxの逆数をPWMmaxとすると、PWMmaxは次式(3)で表わされる。モータ出力電圧振幅は、PWMmax以下に制限する必要がある。
PWMmax=3[12k/(3k+1)]0.5/(6k+2) …(3)
たとえばk=0.16であるとき、ymax=0.86であり、モータ出力電圧振幅を1/0.86=1.16にすると相間電圧が最大になる。ただし、モータ出力電圧振幅が1.16を超えると合成波の波形が歪むのでモータ出力電圧振幅を1.16以下に制限する必要がある。
モータ出力電圧振幅が上限値PWMmaxを超えると、相間電圧が正弦波とはならず電圧歪みが発生し、モータ電流に多くの高調波成分が重畳され電源高調波が増加する。そこで、本実施の形態では、電圧制限部19においてモータ出力電圧振幅を上限値PWMmax以下に制限する。
[三次高調波と直流電流の関係]
次に、三次高調波とインバータ5に流れる直流電流Idcとの関係について説明する。図5(a)(b)は、三次高調波の重畳量kが0.16である場合における直流電流Idcなどの波形を示すタイムチャートである。特に、図5(a)は、合成U相波Vuh、合成V相波Vvh、合成W相波Vwh、および三角波Vtの波形を示し、図5(b)は、U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw、直流電流Idc、および交流電圧Vacの波形を示している。
次に、三次高調波とインバータ5に流れる直流電流Idcとの関係について説明する。図5(a)(b)は、三次高調波の重畳量kが0.16である場合における直流電流Idcなどの波形を示すタイムチャートである。特に、図5(a)は、合成U相波Vuh、合成V相波Vvh、合成W相波Vwh、および三角波Vtの波形を示し、図5(b)は、U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw、直流電流Idc、および交流電圧Vacの波形を示している。
本実施の形態では、コンデンサ2の容量値が小さいので、直流電圧Vdcは交流電圧Vacと略同じ波形であり、交流電圧Vacの2倍の周波数で変動する。また、直流電流Idcの最大値は、合成波Vuh,Vvh,Vwhと同様に変化する。
各相の端子電圧は、各相の電圧に応じてキャリア周波数で変調されたPWM信号により制御される。PWM変調されたインバータ出力電圧に応じて、直流電流IdcにはU、V、W相のうちの最大電圧相のモータ電流と最小電圧相のモータ電流の逆符号成分とが観測される。たとえば、U相モータ電圧Vuが最大電圧となり、W相モータ電圧Vwが最小電圧となる区間では、直流電流IdcにはU相電流IuとW相電流Iwの逆符号成分とが観測される。
図6(a)(b)は、三次高調波の重畳量kが0.4である場合における直流電流Idcなどの波形を示すタイムチャートであって、図5(a)(b)と対比される図である。図6(a)(b)から分かるように、重畳量を増大させることにより、各相の電圧波形のピークが2つに分散する点が明瞭になっている。また、各相のピークが2つに分散したことにより、キャリア変調された各相のPWM波形も同様に変化し、k=0.16の場合と比較して直流電流Idcにも分散効果が明瞭になっている。
電圧波形のピークが2つに分散したため、各相の端子電圧の変動が緩和され、PWM変調された直流電流波形にもキャリア周波数単位でのオン/オフ幅の変動が緩和され、直流電流Idcの密度が分散している。このように、三次高調波を各相の基本波の正弦波に大きく重畳させることで、直流電流Idcの疎密の分布を意図的に発生させ、密度を分散させることができる。
本実施の形態のモータ駆動装置では、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサ2を使用しているので、インバータ5の出力電流であるモータ電流Iu,Iv,Iwと、インバータ5の入力電流である直流電流Idcは、整流回路1の入力電流である交流電流に高調波電流Ihを生じさせる。
各相のモータ電圧波形の最大となる相のモータ電流と、最少となる相のモータ電流の逆符号成分とが直流電流Idcに現れる。したがって、位相が120度ずつずれた3相の電流波形で最大、最少の2つの電流が出現すると、モータ電圧波形1周期で直流電流Idcは3相×2の6回変動する。すなわちモータ電気角周波数の6倍の周波数で直流電流Idcが変動する。機械角ではモータ極数の1/2の周期で1回転することから、4極モータの場合、電気角2周期で1回転となる。
以上より、機械角1回転中に直流電流Idcの変動は(モータの相数×2)×(極数/2)回発生し、電流波形の脈動を周波数(Hz)に換算すると(モータの相数)×(極数)×(回転数)/60で表され、交流電流に電源高調波電流Ihとなって現れる。
[三次高調波と電源高調波電流の関係]
次に、三次高調波と電源高調波電流Ihの関係について説明する。電源高調波電流Ihとは、交流電源8の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことをいうが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流Ihに対して規制値が設けられている。
次に、三次高調波と電源高調波電流Ihの関係について説明する。電源高調波電流Ihとは、交流電源8の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことをいうが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流Ihに対して規制値が設けられている。
本実施の形態のモータ駆動装置では、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサ2を使用しているので、モータ電流Iu,Iv,Iwおよび直流電流Idcの影響によって交流電流に高調波電流Ihが発生する。このため、交流電流の脈動が、交流電源8の正弦波波形の整数倍の周波数となれば規制値Ihmaxを満足できない可能性がでてくる。そこで、本実施の形態では、モータの出力Pに応じて三次高調波の重畳量kを調整することにより、インバータ5で発生する電流脈動に起因する電源高調波電流Ihを抑制し規制値Ihmaxをクリアする。
具体的には、三次高調波を各相の基本波の正弦波に大きく重畳させて直流電流Idcの疎密の分布を意図的に発生させ、密度を分散させることで、(モータの相数)×(極数)×(回転数)/60で表される周波数(Hz)の高調波成分を抑制する。
なお、三次高調波の重畳量kが大きいほど直流電流Idcの疎密の分布は大きくなり、電源高調波電流Ihを低減させる効果は高くなるが、図4で示したように、k=0.16を境に相間電圧振幅は低下する。したがって、極端に大きな重畳量kで三次高調波を重畳させると、相間電圧振幅が低下し、電圧不足でモータ相電流が増加し、その結果、電源高調波電流Ihが逆に増加する可能性がある。よって、直流電流Idcの粗密の分布の増加とモータ相電流の増加とのトレードオフを考慮し、実験により確認して重畳量kを決定する。
図7(a)(b)は、重畳量kを0,0.16,0.30の三段階で変えた場合における2〜40次数の電源高調波電流Ihの変化を示す図である。特に図7(a)は0〜40次数の高調波電流Ihを示し、図7(b)は10〜22次数の高調波電流Ihを示している。電源周波数は50Hzである。実験では、4極モータを使用し、回転数を4500rpmとし、モータ出力電圧振幅を最大値の1.0(100%)に設定した。この場合、回転数に起因する電源高調波電流Ihの次数は18次(3相×4極×4500rpm/60/50Hz)となる。図7(a)(b)から分かるように、回転数に起因する周波数近辺の高調波成分はモータ印加電圧に重畳させる三次高調波の重畳量kを大きくするほど小さくなった。たとえば、三次高調波の重畳量kを0から0.30へ増加させると17次の高調波電流の成分は0.17Aから0.07Aに減少した。図8は、重畳量kと15次高調波電流Ih(15)および17次高調波電流Ih(17)との関係を示す図である。図8から分かるように、重畳量kの増大に伴って高調波電流Ihは単調に減少した。
[モータ出力と重畳量の関係]
重畳量kを一定に保ってモータ9の出力Pを増大させると、直流電流Idcが増大し、電源高調波電流Ihも増大する。そこで、本実施の形態では、モータ9の出力Pの増大に応じて重畳量kを増大させ、電源高調波電流Ihの増大を抑制する。
重畳量kを一定に保ってモータ9の出力Pを増大させると、直流電流Idcが増大し、電源高調波電流Ihも増大する。そこで、本実施の形態では、モータ9の出力Pの増大に応じて重畳量kを増大させ、電源高調波電流Ihの増大を抑制する。
図9は、モータ9の出力Pと重畳量kとの関係を示す図である。図9に示すように、重畳量設定部13は、モータ9の出力Pに応じて重畳量kを変化させる。モータ9の出力Pは、モータ出力検出部12により、直流電圧センサ3および直流電流センサ4からの信号に基づいて検出される。モータ9の出力Pが0〜800[W]である場合はk=0.16一定とする。これにより、相間電圧が正弦波となる最大電圧を高くすることができ、モータ9を高速駆動することができる。
また、モータ9の出力Pが800〜1600[W]である場合は、モータ9の出力Pに比例してkを0.16から0.40まで単調に増大させる。これにより、モータ9の出力Pに伴う電源高調波電流Ihの増大を抑制することができる。モータ9の出力Pが1600〜2000[W]である場合は、k=0.40一定とする。これにより、過大な三次高調波の重畳を抑え、必要以上に高調波電流Ihを抑制することを防止することで正弦波状の相間電圧を大きくとり、モータ9をより高速駆動させることができる。なお、モータ9の出力Pが定格出力値の30%の値Pc以下である場合は、重畳量設定部13は非活性化されて重畳量kは0にされる。
[二相変調方式]
次に、二相変調方式について説明する。上記のようにU相、V相、W相の各々において正弦波に三次高調波Vhを重畳させると、インバータ5の6つのスイッチング素子s1〜s6の各々が常時オン/オフされ、スイッチング素子s1〜s6の損失が大きくなるという問題がある。この問題を解決する方法として、二相変調方式が知られている。この二相変調方式では、一周期を3つの期間に分割し、各期間において三相のスイッチング素子s1〜s6のうちの二相のスイッチング素子のみを使用して電力を供給する。これにより、正弦波の相間電圧を得ながら、スイッチング素子の損失を低減して高効率化を図ることができる(たとえば、特許文献3,4参照)。
次に、二相変調方式について説明する。上記のようにU相、V相、W相の各々において正弦波に三次高調波Vhを重畳させると、インバータ5の6つのスイッチング素子s1〜s6の各々が常時オン/オフされ、スイッチング素子s1〜s6の損失が大きくなるという問題がある。この問題を解決する方法として、二相変調方式が知られている。この二相変調方式では、一周期を3つの期間に分割し、各期間において三相のスイッチング素子s1〜s6のうちの二相のスイッチング素子のみを使用して電力を供給する。これにより、正弦波の相間電圧を得ながら、スイッチング素子の損失を低減して高効率化を図ることができる(たとえば、特許文献3,4参照)。
図10は、二相変調方式を示すタイムチャートである。図10において、二相変調方式では、一周期は3つの区間A,B,Cに分割される。区間Aは、U相モータ電圧Vuの負側ピーク点を中心とする120度区間(210〜330度)である。区間Bは、V相モータ電圧Vvの負側ピーク点を中心とする120度区間(330〜360,0〜90度)である。区間Cは、W相モータ電圧Vwの負側ピーク点を中心とする120度区間(90〜210度)である。
区間Aでは、合成U相波Vuh2が最低値(−1.0)に固定される。合成V相波Vvh2は、最低値に固定された合成U相波Vuh2にV−U相間電圧Vvuを加算した電圧となる。合成W相波Vwh2は、最低値に固定された合成U相波Vuh2にW−U相間電圧Vwuを加算した電圧となる。二相変調高調波Vh2は、区間Aの両端で−0.5となり、中央で0となる。この区間Aでは、U相に対応するスイッチング素子s2,s5がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定され、残りの4つのスイッチング素子s1,s4,s3,s6の各々がオン/オフされる。
区間Bでは合成V相波Vvh2が最低値(−1.0)に固定される。合成W相波Vwh2は、最低値に固定された合成V相波Vvh2にW−V相間電圧Vwvを加算した電圧となる。合成U相波Vuh2は、最低値に固定された合成V相波Vvh2にU−V相間電圧Vuvを加算した電圧となる。二相変調高調波Vh2は、区間Bの両端で−0.5となり、中央で0となる。この区間Bでは、V相に対応するスイッチング素子s3,s6がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定され、残りの4つのスイッチング素子s1,s4,s2,s5の各々がオン/オフされる。
区間Cでは合成W相波Vwh2が最低値(−1.0)に固定される。合成U相波Vuh2は、最低値に固定された合成W相波Vwh2にU−W相間電圧Vuwを加算した電圧となる。合成V相波Vvh2は、最低値に固定された合成W相波Vwh2にV−W相間電圧Vvwを加算した電圧となる。二相変調高調波Vh2は、区間Cの両端で−0.5となり、中央で0となる。この区間Cでは、W相に対応するスイッチング素子s1,s4がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定され、残りの4つのスイッチング素子s2,s5,s3,s6の各々がオン/オフされる。
この二相変調方式では、スイッチング損失を低減できるが、区間A〜Cの各々において1つの相に対する電圧印加を停止するので、電源高調波電流が増加する。図11は、モータ電圧に三次高調波Vhを重畳させた場合と、モータ電圧に二相変調高調波Vh2を重畳させた場合における0〜40次数の電源高調波電流Ihを示す図である。実験では、4極モータを使用し、回転数を4400rpmとした。この場合、回転数に起因する電源高調波電流成分は17.6次(3相×4極×4400rpm/60/50Hz)となる。図11から分かるように、回転数に起因する周波数近辺の高調波成分は、モータ電圧に2相変調高調波Vh2を重畳させた場合に大きくなる。
すなわち二相変調方式では、回路損失を低減させて効率を向上させることができるが、電源高調波電流Ihを増加させてしまう。そこで、本実施の形態では、モータ9の出力出力に応じて、三次高調波と二相変調高調波を切り換えて使用する。具体的には、モータ9の出力Pが定格出力の30%の値Pc以下である場合は二相変調高調波Vh2を使用し、モータ9の出力Pが定格出力の30%の値Pcよりも大きい場合は三次高調波Vhを使用する。つまり、低出力時では、電源高調波電流Ihが低いので、効率向上を優先して二相変調高調波Vh2を正弦波に重畳させる。一方、高出力時では、電源高調波電流Ihの低減を優先して三次高調波Vhを正弦波に重畳させる。
以上のように、本実施の形態では、低出力時では二相変調高調波Vh2を使用し、高出力時では三次高調波Vhを使用するので、効率の向上と電源高調波電流Ihの低減化を図ることができる。また、モータ9の出力Pの増大に応じて三次高調波の重畳量kを増大させるので、電源高調波電流Ihの増大を抑制することができる。また、モータ電圧振幅を重畳量kに応じた上限値PMWmax以下に制限するので、モータ電圧の波形が歪んで電源高調波電流Ihが増大するのを防止することができる。したがって、リアクタコイルを使用せず、小容量のコンデンサ2を使用しながら、電源高調波電流Ihを低減して規制値Ihmax以下に抑制し、効率を高めることができる。
また、リアクタコイルを使用せず、小容量のコンデンサ2を使用するので、入力電流波形の改善および高力率化を図ることができる。また、入力電流波形の目標値の作成、入力電流との誤差成分の演算、誤差成分を解消するための電圧作成手段が不要であるので、特許文献2に記載されている装置に比べ、装置構成の簡単化を図ることができる。
なお、この実施の形態では、モータ9の出力Pに応じて重畳量kを変化させたが、重畳量kを一定値に固定してもよい。本願発明者による実験では、k=0.35に設定した場合が最適であり、電源高調波電流Ihを低減することができ、かつ高いモータ電圧を得ることができた。この場合は、予め三次高調波を重畳した正弦波データを正弦波生成部11に格納しておけば、三次高調波の重畳に必要な計算処理を省略することができ、計算処理の負荷を軽減することができる。また、モータ出力検出部12、三次高調波生成部14、および加算器15を除去することができ、構成の簡単化を図ることができる。
また、この実施の形態では、三次高調波Vhを使用したが、これに限るものではなく、(12n+3)次高調波(ただし、nは0以上の整数である)を使用することが可能である。図12は、15次高調波Vh3を使用した場合の合成U相波Vuh3、合成V相波Vvh3、U−V相間電圧Vuvを示す図である。また、図13は、27次高調波Vh4を使用した場合の合成U相波Vuh4、合成V相波Vvh4、U−V相間電圧Vuvを示す図である。いずれの場合においても、モータ相電圧のピークが1つから複数に分散されることで電源高調波電流Ihを小さくすることができる。
ただし、nが過大になると却ってピーク分散効果が小さくなるので、電源高調波電流Ihの抑制効果を測定し、その測定結果に基づいてnを決定するとよい。
また、図12および図13に示すように、モータ電圧Vu,Vv,Vwの振幅が1.0(100%)であってもnが大きくなると合成波Vuh,Vvh,Vwhの最大値が1.0を超えてしまう。合成波Vuh,Vvh,Vwhの最大値が1.0を超えると、合成波Vuh,Vvh,Vwhの波形が歪み、電源高調波が増大する。したがって、nを1以上にする場合は、合成波Vuh,Vvh,Vwhの最大値が1.0を超えないように、モータ電圧Vu,Vv,Vwの振幅を1.0(100%)以下に制限する必要がある。
なお、本実施の形態は、たとえば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等に適用可能である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品設計の自由度が向上し、部品点数の削減により製品品質・寿命を向上させることができ、さらに安価な製品を提供することができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1 整流回路、2 コンデンサ、3 直流電圧センサ、4 直流電流センサ、5 インバータ、6 交流電流センサ、7 コントローラ、8 交流電源、9 同期モータ、D1〜D4,d1〜d6 ダイオード、s1〜s6 スイッチング素子、10 回転数設定部、11 正弦波生成部、12 モータ出力検出部、13 重畳量設定部、14 三次高調波生成部、15 加算器、16 位相差検出部、17 目標位相差格納部、18 PI演算部18、19 電圧制限部、20 PWM信号生成部、21 モータ出力判定部、22 二相変調高調波生成部。
Claims (4)
- 交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続された小容量のコンデンサと、前記整流回路からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置において前記インバータを制御する制御装置であって、
前記モータの回転数に対応する正弦波を生成する第1の波形生成部と、
前記モータの出力が予め定められた値よりも低い場合は前記正弦波の二相変調高調波を生成し、前記モータの出力が前記予め定められた値よりも高い場合は前記正弦波の(12n+3)次高調波(ただし、nは0以上の整数である)を生成し、生成した前記二相変調高調波または前記(12n+3)次高調波を前記正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第2の波形生成部と、
前記インバータから前記モータに流れる交流電流と前記正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部と、
前記第2の波形生成部で生成されたモータ電圧波形と前記モータ電圧振幅指令値とに基づいて前記インバータをPWM制御する制御部とを備える、制御装置。 - 前記モータの出力を検出するモータ出力検出部と、
前記モータ出力検出部によって検出された前記モータの出力が前記予め定められた値よりも高いか低いかを判定するモータ出力判定部とを備え、
前記第2の波形生成部は、前記モータ出力判定部の判定結果に基づいて、前記二相変調高調波または前記(12n+3)次高調波を生成する、請求項1に記載の制御装置。 - 前記整流回路から出力される直流電圧を検出する直流電圧検出器と、
前記整流回路から出力される直流電流を検出する直流電流検出器とを備え、
前記モータ出力検出部は、前記直流電圧検出器および前記直流電流検出器の検出結果に基づいて前記モータの出力を検出する、請求項2に記載の制御装置。 - 前記nは0である、請求項1から請求項3までのいずれかに記載の制御装置。
Priority Applications (1)
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JP2012214552A JP2014072910A (ja) | 2012-09-27 | 2012-09-27 | 制御装置 |
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CN107517030A (zh) * | 2017-06-30 | 2017-12-26 | 广东美的暖通设备有限公司 | 电机控制系统及其电机振动抑制方法和装置以及空调器 |
-
2012
- 2012-09-27 JP JP2012214552A patent/JP2014072910A/ja active Pending
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CN107517030A (zh) * | 2017-06-30 | 2017-12-26 | 广东美的暖通设备有限公司 | 电机控制系统及其电机振动抑制方法和装置以及空调器 |
CN107517030B (zh) * | 2017-06-30 | 2020-06-30 | 广东美的暖通设备有限公司 | 电机控制系统及其电机振动抑制方法和装置以及空调器 |
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