JP2009100615A - 交流電動機制御装置および交流電動機制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】位置検出器が検出した電気角に含まれる位相誤差を精度良く推定し、検出した電気角を補正する交流電動機制御装置を提供する。
【解決手段】位相検出器８にて検出した回転子の電気角θ_ｓｅｎに基づき、任意に設定した試験値ベクトルＳと試験値ベクトル位相α_sとの回転ベクトルを、座標変換器Ｃにてα相、β相の二相交流固定直交座標系の回転ベクトルＳ_α，Ｓ_βに変換し、該回転ベクトルＳ_α，Ｓ_βに含まれる成分（例えば０次成分Ｓ_{α_0}，Ｓ_{β_0}）を用いて、補正量計算部Ｂにて電気角θ_ｓｅｎに含まれる位相誤差Δθを推定し、電気角θ_ｓｅｎを補正電気角θ_ｃａｌに補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電動機制御装置および交流電動機制御方法に関する。

永久磁石が埋め込まれた回転子（ロータ）を有する同期電動機を制御する場合、レゾルバ（resolver：位相検出器）等の回転センサによって、同期電動機の永久磁石の磁極位置と回転角度とを検出している。しかし、レゾルバ等の回転センサは、位相誤差を有しており、該位相誤差の発生要因としては、回転速度に依存したもの、電気角に依存したものなどがある。

回転速度に依存する位相誤差の場合は、実際の角度に対して角度検出が遅れてしまうという問題があるために、外部からの指示通りの出力トルクを出力することができなくなる等の状態が起きてしまう。したがって、この回転速度に依存する位相誤差に対しては、回転数毎の誤差量をあらかじめ取得しておき、それをマップに織り込んで補正するという方法で対処している。

一方、電気角に依存する位相誤差については、例えば前述のレゾルバの場合、取付け誤差（取付けの偏心、傾き）や負荷条件（出力２相間のアンバランス）などの要因によって、回転速度に同期した周波数の正弦波状の位相誤差が生じることが知られている。ここで、電気角に依存する位相誤差の場合、電気角１周期の中で、周期性を持って、位相誤差が繰り返し発生してしまうために、電流が揺れてしまい、トルクリプルが発生する等の状態が生じてしまう。

そこで、電気角に依存する位相誤差に対して、特許文献１の特開２００４−２２２４４８号公報「モータ制御装置」においては、電気角の６０°に相当する切替間隔を有する矩形波制御方式によるモータ制御装置において、回転子（ロータ）が電気角が６０°進むのに要する時間の理想値に対する実際の実測値の差分を求めることによって、位相誤差を検出し、矩形波の切替タイミングを補正するという技術が開示されている。
特開２００４−２２２４４８号公報

しかしながら、前記特許文献１のような技術をＰＷＭ制御方式に適用しようとする場合、回転センサつまり位置検出器が検出した電気角に含まれる位相誤差を精度良く検出することができなくなる可能性があり、このため、インバータの出力が低下し、電動機の出力トルクが低下してしまうという問題がある。

本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、位置検出器が検出した電気角に含まれる位相誤差を精度良く推定し、検出した電気角を補正する仕組みを有する交流電動機制御装置および交流電動機制御方法を提供することを、その目的としている。

本発明は、前述の課題を解決するために、交流電動機の回転子の電気角の検出結果である検出電気角に基づいて、任意に設定された試験値ベクトルと試験値ベクトル位相とからなる回転ベクトルを、α相、β相の二相交流固定直交座標系の回転ベクトルに変換し、変換した該回転ベクトルに含まれる成分により、前記検出電気角に含まれる位相誤差を推定して、前記検出電気角を補正した補正電気角を導出することを特徴としている。

本発明の交流電動機制御装置および交流電動機制御方法によれば、位置検出器が検出した前記検出電気角に含まれる位相誤差を精度良く推定して、検出した電気角を正確に補正することが可能となり、而して、指定されたトルク目標値を正確に出力した状態に、交流電動機を制御することができるという効果を奏することができる。

以下に、本発明による交流電動機制御装置および交流電動機制御方法の最良の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

まず、本発明による交流電動機制御装置のブロック構成の一例を、図１を用いて説明する。図１は、本発明による交流電動機制御装置の構成の一例を示すブロック構成図である。図１に示すように、交流電動機制御装置は、モータ（交流電動機）を制御するモータ制御部１００と検出した電気角の位相誤差に対する補正量を演算する補正量演算部１１とを少なくとも含んで構成される。

モータ制御部１００は、電流・電圧目標値生成器１、電流ベクトル制御器２、座標変換器Ａ ３、ＰＷＭ生成器４、インバータ５、電流検出器６、交流電動機７、位相検出器８、速度演算器９、座標変換器Ｂ １０を少なくとも含んでいる。

一方、補正量演算部１１は、座標変換器Ｃ １２、補正量計算部Ａ １３、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１４、補正量計算部Ｂ １５、位相進み補償器１６を少なくとも含んでいる。

最初に、モータ制御部１００の各構成要素について説明する。

電流・電圧目標値生成器１においては、速度演算器９から出力される回転数Ｎに基づいて、外部から指定された目標とするトルク目標値Ｔ^＊を出力するための電流目標値と誘起電圧目標値とを生成して出力する。つまり、図２に示すように、トルク目標値Ｔ^＊および回転数Ｎを入力として、対応する電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊および誘起電圧目標値ｖ_ｄ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}、ｖ_ｑ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}を求める電流・電圧目標値テーブルを参照することによって、トルク目標値Ｔ^＊および回転数Ｎを指標として、電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊および誘起電圧目標値ｖ_ｄ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}、ｖ_ｑ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}を出力する。

図２は、電流・電圧目標値テーブルのイメージを示す模式図であり、回転数Ｎ（ｒｐｍ）を横軸に、目標とするトルク目標値Ｔ^＊を縦軸とした場合、両者の交点を示す黒丸印の位置に、対応する電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊および誘起電圧目標値ｖ_ｄ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}、ｖ_ｑ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}の各値をマップとして登録している。

電流ベクトル制御器２においては、電流・電圧目標値生成器１から出力された電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊および誘起電圧値ｖ_ｄ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}、ｖ_ｑ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}と、現在、モータ７に実際に流れている電流値の検出結果である検出電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑとを入力として、電流誤差ＰＩ（Proportional，Integral：比例・積分）増幅および非干渉制御からなる電流ベクトル制御処理を行うことによって、電圧目標値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を出力する。なお、検出電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑは、電流検出器６により検出された電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖを、座標変換器Ｂ １０にて、三相交流座標（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）から回転直交座標（ｄ軸、ｑ軸）に変換することによって得られる。

座標変換器Ａ ３においては、回転直交座標（ｄ軸、ｑ軸）から三相交流座標（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換するものであり、電流ベクトル制御器２から出力されたｄ軸、ｑ軸上の電圧目標値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を三相交流の電圧目標値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換する。

ＰＷＭ生成器４においては、座標変換器Ａ ３から出力された三相交流の電圧目標値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を、ＰＷＭ信号つまりインバータ５におけるパワー素子の駆動信号Ｄ_ｕ ^＊、Ｄ_ｖ ^＊、Ｄ_ｗ ^＊に変換し、インバータ５を介してモータ７に駆動電圧を印加している。

位置検出器８においては、モータ（交流電動機）７の回転子（ロータ）の電気角θ_ｓｅｎを検出して、位置検出器８の検出結果である検出電気角として、速度演算器９と補正量演算部１１とに出力する。

速度演算器９においては、位置検出器８から出力される電気角θ_ｓｅｎの変化に基づいて、すなわち、補正量演算部１１において補正された補正電気角θ_ｃａｌの変化に基づいて、モータ７の回転数Ｎを演算して、電流・電圧目標値生成器１に出力する。

次に、補正量演算部１１の各構成要素について説明する。

ここに、補正量演算部１１は、モータ制御部１００とは切り離されて配置されていて、位相検出器８によって検出された回転子の電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）に基づいて、任意に設定された試験値ベクトルＳと試験値ベクトル位相α_ｓとからなる回転ベクトルを、α相、β相の二相交流固定直交座標系の回転ベクトルに変換し、変換した該回転ベクトルに含まれる成分（例えば０次成分）により、電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）に含まれる位相誤差△θ（つまり実位相θと電気角θ_ｓｅｎとの差分）を推定して、推定した位相誤差△θを用いて電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）を補正した補正電気角θ_ｃａｌを導出して、モータ制御部１００に出力する機能を備えている。

まず、補正量演算部１１の座標変換器Ｃ １２においては、任意に設定された試験値ベクトルＳ、試験値ベクトル位相α_ｓの回転ベクトルを、位置検出器８により検出された電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）を用いて、二相交流固定直交座標（αβ相）の試験値Ｓ_α、Ｓ_βからなる回転ベクトルに変換する。

補正量計算部Ａ １３においては、座標変換器Ｃ １２から出力されてくる試験値Ｓ_α、Ｓ_βについて、例えば１周期分の平均値を算出して、αβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}を出力する。なお、ＬＰＦ１４は、補正量計算部Ａ １３から出力されるαβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}に含まれているノイズ成分を除去するために設置されている。

補正量計算部Ｂ １５においては、ＬＰＦ１４から出力されたαβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}から、位相誤差△θの位相φと振幅Ａ_ｎとを推定して算出する。補正量計算部Ｂ １５により算出された位相誤差△θは、補正量演算部１１の最終段に配置されている加算器に入力され、位相検出器８により検出された電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）との間で、次の演算を行うことによって、電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）を補正して、補正電気角θ_ｃａｌとして、モータ制御部１００側に出力される。

θ_ｃａｌ ＝ θ_ｓｅｎ−△θ
なお、位相進み補償器１６においては、三相交流座標（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）への変換に用いるために、当該補正量演算部１１からモータ制御部１００側に対して出力される補正電気角θ_ｃａｌをモニタリングして、回転数Ｎから予測した演算周期１回分の進み角を算出して、補正された補正実位相θ′を、補正量計算部Ｂ １５にフィードバックして供給することとしている。

（第１の実施形態）
次に、本発明による交流電動機制御方法の第１の実施形態として、図１の補正量演算部１１において、モータ制御部１００側に対して供給される補正電気角θ_ｃａｌを算出する演算方法について、その一例をさらに詳細に説明する。ここで、補正量演算部１１は、位相検出器８にて検出される電気角θ_ｓｅｎに含まれる位相誤差Δθが、ある周期で繰り返される正弦波状の誤差であるものとして推定する。

補正量演算部１１は、前述したように、まず、試験値ベクトルＳと試験値ベクトル位相α_ｓとからなる回転ベクトルを任意に設定して、実位相θと位置検出器８により検出されるモータ７の回転子（ロータ）の電気角θ_ｓｅｎとの間の位相誤差△θの推定を、以下に示す手順によって行っている。ここで、位相誤差△θは、検出した電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）に依存して内在されるほぼ正弦波状の誤差であり、近似的に式（１）のように表すことができる。

ただし、Ａ_ｎ：電気角１周期における誤差の周期がｎの場合の位相誤差の振幅
ｎ：電気角１周期における誤差の周期
θ：実位相
φ：位相誤差の位相ずれ
最初に、任意の値に設定された試験値ベクトルＳ、試験値ベクトル位相α_ｓは、前述したように、座標変換器Ｃ １２において、位置検出器８によって検出されたモータ７の回転子の電気角θ_ｓｅｎを参照して、二相交流固定直交座標（αβ相）の試験値Ｓ_α、Ｓ_βに変換される。

さらに、補正量計算部Ａ １３において、前述したように、電気角１周期分の平均値を算出して、αβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}として出力し、ＬＰＦ１４において、試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}に含まれるノイズ成分を除去する。

しかる後、補正量計算部Ｂ １５において、前述したように、ＬＰＦ１４からノイズ成分が除去されて出力されたαβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}を基にして、位相誤差△θの位相φと振幅Ａ_ｎとを算出する。

ここで、試験値ベクトル位相α_ｓ、位相誤差△θの位相φ、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}の位相α_{ｓ_0}の関係について説明すると、次の通りである。以下の説明においては、一例として、ｎ＝１の場合（つまり、電気角１周期に対して誤差の周期が等しい場合。以下の説明では、「１θ誤差」と便宜上略称する。）について説明する。

まず、試験値ベクトルＳと試験値ベクトル位相α_ｓとからなる回転ベクトルを、次の式（２）によって、回転直交座標系のｄｑ軸上の試験値Ｓ_ｄ、Ｓ_ｑに変換する。

さらに、変換したｄｑ軸上の試験値Ｓ_ｄ、Ｓ_ｑを、位置検出器８により検出されたモータ７の回転子（ロータ）の電気角θ_ｓｅｎを用いて、次の式（３）によって、二相交流固定直交座標系のαβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βに座標変換する。

また、位相誤差Δθを含んだ位相検出器８からの電気角θ_ｓｅｎと実位相θとの関係は、次の式（４）で与えられ、また、位相誤差△θが微小のときには、次の近似式（５）が成立する。

したがって、前述の式（３）に、式（４）、式（５）、および、「１θ誤差」つまりｎ＝１のときの位相誤差Δθの近似式である前述の式（１）をそれぞれ代入して、さらに、三角関数の公式を用いて、整理すると、次の式（６）が得られる。

しかる後、式（６）から、αβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}を抜き出して整理すると、次の式（７）が得られる。

つまり、式（７）は、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}の位相・振幅と、位相誤差△θの位相ずれφ・振幅Ａ_ｌの関係を示している。式（７）から、位相誤差△θの振幅Ａ_ｌと位相ずれφとを抜き出して、それぞれのαβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}との関係を示すと、次の式（８）、式（９）となる。なお、補正量演算部１１においては、少なくとも、モータ７が出力すべきトルク目標値（Ｔ^＊）が外部から指定される都度、式（８）、式（９）によって、電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）に含まれる振幅Ａ_ｌ、位相ずれφを算出する動作が行われる。

ここで、試験値ベクトル位相α_ｓ＝３０［°］に設定した場合を例にとって、位相誤差△θの位相ずれφを０［°］、３０［°］、６０［°］と変化させた場合における試験値ベクトルＳ_ａ ^＊、位相誤差△θ、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{ａ_0}の関係を図示すると、それぞれ、図３、図４、図５に示すようになる。

つまり、試験値ベクトル位相α_ｓ＝３０［°］には、図３〜図５のいずれにおいても、虚軸上から３０［°］進んだ位置に試験値ベクトルＳ_ａ ^＊が存在しており、位相誤差△θの位相ずれφが０［°］の場合には、図３に示すように、位相誤差△θはｄ軸上にあり、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{ａ_0}のベクトルは、α軸上から位相α_{ｓ_0}＝２１０［°］進んだ位置になる。

また、位相誤差△θの位相ずれφが３０［°］の場合には、図４に示すように、位相誤差△θはｄ軸上から位相φ＝３０［°］進んだ位置にあり、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{ａ_0}のベクトルは、α軸上から位相α_{ｓ_0}＝１８０［°］進んだ位置になる。また、位相誤差△θの位相ずれφが６０［°］の場合には、図５に示すように、位相誤差△θはｄ軸上から位相φ＝６０［°］進んだ位置にあり、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{ａ_0}のベクトルは、α軸上から位相α_{ｓ_0}＝１５０［°］進んだ位置になる。

なお、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}の位相α_{ｓ_0}は、次の式（１０）から求めることができる。

以上のように、位相検出器８が検出した電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）に依存して内在する位相誤差Δθの導出過程をまとめて図示すると、図６に示すように表現することができる。図６は、本発明による交流電動機制御装置における位相誤差Δθの導出過程の一例を示す説明図である。

図６に示すように、任意に設定した試験値ベクトルＳと試験値ベクトル位相α_ｓとからなる回転ベクトルに基づいて、補正量計算部Ｂ １５にて、式（１０）に示す演算式によって、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}の位相α_{ｓ_0}を算出し（シーケンスＳｅｑ１）、その後、式（９）に示す演算式によって、位相誤差△θの位相ずれφを算出する（シーケンスＳｅｑ２）。一方、試験値ベクトルＳと試験値ベクトル位相α_ｓとに基づいて、補正量計算部Ｂ １５にて、式（８）に示す演算式によって、位相誤差△θの振幅Ａ_ｌを算出する（シーケンスＳｅｑ３）。

しかる後、シーケンスＳｅｑ２において算出された位相誤差△θの位相ずれφとシーケンスＳｅｑ３において算出された位相誤差△θの振幅Ａ_ｌとを用いて、補正量計算部Ｂ １５にて、「１θ誤差」すなわちｎ＝１（つまり、電気角１周期に対して誤差の周期が“１”）を適用した式（１）に示す演算式によって、位相誤差△θを導出する（シーケンスＳｅｑ４）。なお、シーケンスＳｅｑ４においては、式（１）における実位相θについて、三相交流座標（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）への変換に用いるために、当該補正量演算部１１からモータ制御部１００に出力される補正電気角θ_ｃａｌのモニタリング結果に基づいて、位相進み補償器１６にて、回転数Ｎから予測した演算周期１回分の進み角を算出して、補正された補正実位相θ′を、実位相θの代わりに用いる。

位相誤差Δθを含む位相検出器８の検出電気角θ_ｓｅｎを補正して、モータ制御部１００に対して出力する補正電気角θ_ｃａｌは、次の式（１１）式に示すように、位相検出器８により検出された電気角θ_ｓｅｎから、シーケンスＳｅｑ１４において補正量計算部Ｂ １５にて求められた位相誤差△θを減ずることにより算出することができる。

以上に説明した位相誤差補正方法について、図７のフローチャートを用いて、さらに説明する。図７は、本発明による交流電動機制御方法の一例を示すフローチャートであり、検出電気角θ_ｓｅｎの位相誤差補正方法として前述した動作の流れを、モータ制御部１００側と補正量演算部１１側とのそれぞれについて示している。

図７のフローチャートについて、まず、モータ制御部１００側の動作について説明する。最初に、電流・電圧目標値生成器１は、外部から指定された目標とするトルク目標値（Ｔ^＊）を読み込んで（ステップＳ１）、さらに、図２に示すような、トルク目標値（Ｔ^＊）および回転数Ｎに対応する電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊および誘起電圧目標値ｖ_ｄ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}、ｖ_ｑ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}を求める電流・電圧目標値テーブルつまり電流・電圧マップを読み込む（ステップＳ２）。

しかる後、トルク目標値（Ｔ^＊）と速度演算器９から入力されてくるモータ７の回転数Ｎとに基づいて、読み込んだ電流・電圧目標値テーブルつまり電流・電圧マップを参照することにより、トルク目標値Ｔ^＊および回転数Ｎを指標とする、電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊および誘起電圧目標値ｖ_ｄ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}、ｖ_ｑ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}を求める。なお、モータ７の回転数Ｎは、速度演算器９において、補正量演算部１１側から供給されてくる、現在のモータ７の回転子の補正電気角θ_ｃａｌ（検出した電気角θ_ｓｅｎに含まれている位相誤差△θを補正した後の電気角）の変化に基づいて、導出される。

次に、ステップＳ２として電流・電圧目標値生成器１において求められた電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊および誘起電圧値ｖ_ｄ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}、ｖ_ｑ ^＊ _{_ｄｃｐｌ}と、ステップＳ８からフィードバックされてくる、検出電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑを入力として、電流ベクトル制御器２において、電圧目標値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を導出する（ステップＳ３）。

さらに、ステップＳ３において導出された電圧目標値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を、座標変換器Ａ ３において、補正量演算部１１側から供給されてくる、現在のモータ７の回転子の電気角θ_ｓｅｎを補正した補正電気角θ_ｃａｌを用いて、三相交流座標系の電圧目標値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に座標変換する（ステップＳ４）。

しかる後、ＰＷＭ生成器４において、ステップＳ４において座標変換された三相交流座標系の電圧目標値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を、ＰＷＭ信号つまりインバータ５におけるパワー素子を駆動するための駆動信号Ｄ_ｕ ^＊、Ｄ_ｖ ^＊、Ｄ_ｗ ^＊に変換することによって（ステップＳ５）、インバータ５を介してモータ７に駆動電圧を印加し、モータ７を駆動する（ステップＳ６）。この結果、モータ７の回転子は回転駆動され、電流検出器６によって電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖがリアルタイムに検出され、かつ、位相検出器８によってモータ７の回転子の磁極位置つまり電気角θ_ｓｅｎ（実位相θからの位相誤差Δθを含む）がリアルタイムに検出される（ステップＳ７）。ステップＳ７により検出されたモータ７の回転子の磁極位置つまり電気角θ_ｓｅｎは、補正量演算部１１側に供給されて、位相誤差Δθを除去した補正電気角θ_ｃａｌを導出することになる。

一方、ステップＳ７により検出された電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖは、座標変換器Ｂ １０において、補正量演算部１１側から供給されてくる補正電気角θ_ｃａｌを参照しながら、回転直交座標（ｄ軸、ｑ軸）の電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖに座標変換されて（ステップＳ８）、ステップＳ３にフィードバックされる。

次に、図７のフローチャートについて、補正量演算部１１側の動作を説明する。最初に、任意の値に設定された試験値ベクトルＳ、試験値ベクトル位相α_ｓを読み込んで（ステップＳ１１）、モータ制御部１００側のステップＳ７において位置検出器８によって検出された電気角θ_ｓｅｎを参照することにより、座標変換器Ｃ １２において、二相交流固定直交座標系（αβ相）の試験値Ｓ_α、Ｓ_βに座標変換する（ステップＳ１２）。

次に、補正量計算部Ａ １３により、ステップＳ１２において座標変換された試験値Ｓ_α、Ｓ_βについて、１周期分の平均値を算出することにより、αβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}を抽出し、ＬＰＦ１４によりノイズ成分を除去する（ステップＳ１３）。次いで、ステップＳ１３において抽出されたαβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}から、補正量計算部Ｂ １５により、まず、前述の式（１０）を用いて、αβ相上の試験値の０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}の位相α_{ｓ_0}を算出する（ステップＳ１４）。

さらに、補正量計算部Ｂ １５により、前述の式（９）を用いて、位相誤差△θの位相ずれφを算出し（ステップＳ１５）、また、前述の式（８）を用いて、位相誤差△θの振幅Ａ_ｌを算出する（ステップＳ１６）。

しかる後、ステップＳ１５において算出された位相誤差△θの位相ずれφとステップＳ１６において算出された位相誤差△θの振幅Ａ_ｌとを用いて、補正量計算部Ｂ １５により、前述の式（１）によって、位相誤差△θを導出する（ステップＳ１７）。なお、ここで、式（１）における実位相θについては、前述したように、位相進み補償器１６により、補正量演算部１１からモータ制御部１００に出力される補正電気角θ_ｃａｌに基づいて、回転数Ｎから予測した演算周期１回分の進み角を算出して、進み角を加えることにより補正された補正実位相θ′を、実位相θの代わりに用いるように動作する。

しかる後、補正量演算部１１の最終段に配置された加算器によって、前述の式（１１）を用いて、モータ制御部１００側から供給されてきたモータ７の回転子の磁極位置つまり電気角θ_ｓｅｎから、ステップＳ１７にて算出された位相誤差△θを減算して、補正電気角θ_ｃａｌを算出して、モータ制御部１００側に供給する（ステップＳ１８）。

以上のような制御方法を適用することによって、位相検出器８が検出した電気角θ_ｓｅｎに含まれていると推定される正弦波状の誤差を精度良く打ち消すことが可能となり、位相検出器８の検出精度に起因するトルクリプル等の発生を抑制して、モータ７の制御精度の向上を図ることが可能となる。而して、インバータ５の出力性能を向上させ、モータ７の出力トルクを、外部から指定した目標値通りに正確に出力させることができる。

以上のように、位相検出器８が検出した電気角θ_ｓｅｎに含まれていると想定される位相誤差Δθを推定し、検出した電気角θ_ｓｅｎに適切な補正を加えた補正電気角θ_ｃａｌを用いることによって、モータ７を駆動する駆動信号を生成する制御を行った場合の効果について、かかる補正を行わない場合と対比して、図８、図９、図１０に例示する。

図８には、定速回転時において、位相検出器８によって検出された電気角θ_ｓｅｎ（つまり、補正前の電気角）の波形と、前述のような補正量演算部１１における補正方法を用いて電気角θ_ｓｅｎの補正を行った後の補正電気角θ_ｃａｌ（つまり、補正後の電気角）の波形とを例示している。図８に示すように、位相検出器８によって検出された電気角θ_ｓｅｎ（つまり、補正前の電気角）の波形は、定速回転にも関わらず、時間［ｔ］の経過とともに、波打つように変化する波形となり、ほぼ正弦波状の位相誤差Δθが含まれている状態になる。

一方、本発明による補正後においては、定速回転時においては、時間［ｔ］の経過とともに、回転子の補正電気角θ_ｃａｌとしてほぼリニアに変化する結果が得られており、本発明による交流電動機制御方法が有効であることを示している。

また、図９には、モータ７の回転角度の真値との差分を示す位相誤差Δθについて、位相検出器８によって検出された電気角θ_ｓｅｎ（つまり、補正前の電気角）と真値との差分の波形と、前述のような補正量演算部１１における補正方法を用いて電気角θ_ｓｅｎの補正を行った後の補正電気角θ_ｃａｌ（つまり、補正後の電気角）と真値との差分の波形とを例示している。図９に示すように、位相検出器８によって検出された電気角θ_ｓｅｎ（つまり、補正前の電気角）と真値との差分である位相誤差Δθの波形は、±０．５［ｒａｄ］の範囲に亘ってほぼ正弦波状に大きく波打つ波形となっている。

一方、本発明による補正後においては、補正電気角θ_ｃａｌ（つまり、補正後の電気角）と真値との差分である位相誤差Δθの波形は、ごく僅かに変動が見られるものの、ほとんど真値と同一の値が得られており、本発明による交流電動機制御方法が有効であることを示している。

また、図１０には、位相検出器８によって検出された電気角θ_ｓｅｎ（つまり、補正前のθ）を用いて座標変換を行った場合の補正前の三相交流の電流検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）の波形と、前述のような補正量演算部１１における補正方法を用いて電気角θ_ｓｅｎの補正を行った後の補正電気角θ_ｃａｌ（つまり、補正後の電気角）を用いて座標変換を行った場合の補正後の三相交流の電流検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）の波形とを、それぞれ、図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）として例示している。図１０（Ａ）に示すように、位相検出器８によって検出された電気角θ_ｓｅｎ（つまり、補正前の電気角）をそのまま用いて座標変換された三相交流の電流検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）の波形は、正弦波ではなく、歪を含んだ波形に変換されてしまう。

一方、本発明による補正後においては、図１０（Ｂ）に示すように、座標変換された三相交流の電流検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）の波形は、ほぼ正弦波状の波形に変換されており、本発明による交流電動機制御方法が有効であることを示している。

（第２の実施形態）
本発明による交流電動機制御方法の第二の実施形態は、図１の補正量演算部１１において、モータ制御部１００に対して供給される補正電気角θ_ｃａｌを算出する演算方法について、第１の実施形態の場合とは異なる例を説明するものである。

つまり、本実施形態においては、第１の実施形態において前述した式（３）において、変換したｄｑ軸上の試験値Ｓ_ｄ、Ｓ_ｑを、二相交流固定直交座標系のαβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βに座標変換する際に、位置検出器８により検出されたモータ７の回転子（ロータ）の電気角θ_ｓｅｎを、（２π−θ_ｓｅｎ）と置き換えて計算するようにする。すなわち、位相検出器８により検出される電気角θ_ｓｅｎ（検出電気角）を、順回転方向の回転角度（θ_ｓｅｎ）ではなく、逆回転方向の回転角度（２π−θ_ｓｅｎ）を用いて、二相交流固定直交座標系のα相、β相の回転ベクトルに変換する場合を示している。

この結果、第１の実施形態においてαβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}を算出するために用いられる式（７）の代わりに、次の式（１２）を用いて、αβ相上の試験値Ｓ_α、Ｓ_βの０次成分Ｓ_{α_0}、Ｓ_{β_0}を算出すれば良い。さらに、位相誤差△θの位相ずれφについても、第１の実施形態の式（９）の代わりに、次の式（１３）を用いて算出すれば良い。

式（１２）、式（１３）の演算式に示すように、本実施形態においては、第１の実施形態における演算式よりも簡単な演算により、図６に示した導出過程を経て、位相検出器８の位相誤差Δθを算出することができるようになり、しかる後、第１の実施形態に示した式（１１）を用いて、位相誤差Δθを含む位相検出器８の検出電気角θ_ｓｅｎを補正した後の補正電気角θ_ｃａｌを求めるようにすれば良い。

（その他の実施形態）
正弦波状の位相誤差△θの周期が、電気角１周期と等しい周期の場合（つまり「１θ誤差」の場合）を用いて説明した前述の第１、第２の実施形態の場合とは異なり、正弦波状の位相誤差△θの周期が、電気角１周期に対して、例えば、その２倍の周期（「２θ誤差」と略称する）で発生したとしても（つまり、前述の式（１）の代わりに、△θ＝Ａ_２ｃｏｓ｛２（θ＋φ）｝が適用される場合）、補正量演算部１１中の座標変換器Ｃ １２への入力を、θ_ｓｅｎから（２・θ_ｓｅｎ）に置換し、位相進み補償器１６の出力も、θ′から（２・θ′）に置換し、補正量計算部Ｂ １５からの位相誤差△θを｛（１／２）△θ｝に置換することによって、前述した補正方法と全く同様の方法を用いて、位相誤差の推定を行うことができる。

かくのごとく、前述の第１、第２の実施形態にて説明した「１θ誤差」の場合のみに限らず、「２θ誤差」をはじめあらゆる周波数の位相誤差を同時に推定して、推定した位相誤差に基づいて、電気角θ_ｓｅｎを適切に補正した補正電気角θ_ｃａｌを導出し、精度良く、モータ７の出力トルクを制御することができる。

また、前述の第１、第２の実施形態においては、補正量演算部１１において、少なくとも、外部から指令されるトルク目標値Ｔ^＊が入力される都度、前述の第１、第２の実施形態に説明したような補正方法を用いて、位相誤差△θを算出している場合について説明したが、トルク目標値Ｔ^＊が入力される都度、位相誤差△θを算出する代わりに、補正量演算部１１において算出される位相誤差△θの推定値を、あらかじめメモリに記憶しておき、少なくとも、トルク目標値Ｔ^＊が入力された際に、該メモリに記憶されている位相誤差△θの推定値を読み込んで、位相検出器８にて検出される電気角θ_ｓｅｎを補正するようにしても良い。

本発明による交流電動機制御装置の構成の一例を示すブロック構成図である。 本発明による交流電動機制御装置における電流・電圧目標値テーブルのイメージを示す模式図である。 試験値ベクトル位相を３０［°］に設定した場合に、位相誤差の位相ずれが０［°］となった場合の試験値ベクトル、αβ相上の試験値の０次成分の位相関係を示す説明図である。 試験値ベクトル位相を３０［°］に設定した場合に、位相誤差の位相ずれが３０［°］となった場合の試験値ベクトル、αβ相上の試験値の０次成分の位相関係を示す説明図である。 試験値ベクトル位相を３０［°］に設定した場合に、位相誤差の位相ずれが６０［°］となった場合の試験値ベクトル、αβ相上の試験値の０次成分の位相関係を示す説明図である。 本発明による交流電動機制御装置における位相誤差の導出過程の一例を示す説明図である。 本発明による交流電動機制御方法の一例を示すフローチャートである。 検出された補正前の電気角の波形と本発明による補正を行った後の補正電気角の波形とを示す波形図である。 回転角の真値との差分を示す位相誤差Δθについて、検出された補正前の電気角と真値との差分の波形と本発明による補正を行った後の補正電気角と真値との差分の波形とを示す波形図である。 検出された補正前の電気角を用いて座標変換を行った場合の補正前の三相交流の電流波形と、補正を行った後の補正電気角を用いて座標変換を行った場合の補正後の三相交流の電流波形とを示す波形図である。

符号の説明

１…電流・電圧目標値生成器、２…電流ベクトル制御器、３…座標変換器Ａ、４…ＰＷＭ生成器、５…インバータ、６…電流検出器、７…交流電動機（モータ）、８…位相検出器、９…速度演算器、１０…座標変換器Ｂ、１１…補正量演算部、１２…座標変換器Ｃ、１３…補正量計算部Ａ、１４…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１５…補正量計算部Ｂ、１６…位相進み補償器、１００…モータ制御部。

Claims (10)

1. 交流電動機の回転動作を制御する交流電動機制御装置において、位相検出手段により検出された回転子の検出電気角に基づいて、任意に設定された試験値ベクトルと試験値ベクトル位相とからなる回転ベクトルを、α相、β相の二相交流固定直交座標系の回転ベクトルに変換し、変換した該回転ベクトルに含まれる成分により、前記検出電気角に含まれる位相誤差を推定して、前記検出電気角を補正した補正電気角を導出する補正量演算手段を備えていることを特徴とする交流電動機制御装置。
2. 請求項１に記載の交流電動機制御装置において、前記補正量演算手段は、前記位相検出手段により検出される前記検出電気角として、順回転方向、逆回転方向のいずれかの回転角度を用いて、α相、β相の二相交流固定直交座標系の前記回転ベクトルに変換することを特徴とする交流電動機制御装置。
3. 請求項１または２に記載の交流電動機制御装置において、前記補正量演算手段は、前記検出電気角に含まれる位相誤差を、正弦波状の誤差として推定することを特徴とする交流電動機制御装置。
4. 請求項３に記載の交流電動機制御装置において、α相、β相の二相交流固定直交座標系に変換した前記回転ベクトルに含まれる０次成分の振幅と位相とにより、前記検出電気角に含まれる位相誤差の振幅と位相ずれとを推定することを特徴とする交流電動機制御装置。
5. 請求項４に記載の交流電動機制御装置において、少なくとも、交流電動機が出力すべきトルク目標値が指定される都度、前記検出電気角に含まれる位相誤差の振幅を算出することを特徴とする交流電動機制御装置。
6. 請求項４または５に記載の交流電動機制御装置において、少なくとも、交流電動機が出力すべきトルク目標値が指定される都度、前記検出電気角に含まれる位相誤差の位相ずれを算出することを特徴とする交流電動機制御装置。
7. 請求項１ないし６のいずれかに記載の交流電動機制御装置において、二相交流固定直交座標系に変換した前記回転ベクトルに含まれる成分により推定した前記検出電気角に含まれる位相誤差を、メモリにあらかじめ保存しておき、少なくとも、交流電動機が出力すべきトルク目標値が指定された際に、該メモリから該当する位相誤差を読み出して、前記検出電気角を補正した補正電気角を導出することを特徴とする交流電動機制御装置。
8. 請求項１ないし７のいずれかに記載の交流電動機制御装置において、前記補正量演算手段により導出された前記補正電気角を用いて、指定されたトルク目標値に相当するｄ軸、ｑ軸の回転直交座標系の電圧目標値を、交流電動機を駆動するためのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流座標系の電圧目標値に座標変換して交流電動機を駆動することを特徴とする交流電動機制御装置。
9. 交流電動機の回転動作を制御する交流電動機制御方法において、位相検出手段により検出された回転子の検出電気角に基づいて、任意に設定された試験値ベクトルと試験値ベクトル位相とからなる回転ベクトルを、α相、β相の二相交流固定直交座標系の回転ベクトルに変換し、変換した該回転ベクトルに含まれる成分により、前記検出電気角に含まれる位相誤差を推定して、前記検出電気角を補正した補正電気角を導出することを特徴とする交流電動機制御方法。
10. 請求項９に記載の交流電動機制御方法において、導出された前記補正電気角を用いて、指定されたトルク目標値に相当するｄ軸、ｑ軸の回転直交座標系の電圧目標値を、交流電動機を駆動するためのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流座標系の電圧目標値に座標変換して交流電動機を駆動することを特徴とする交流電動機制御方法。

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