JP2011066974A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータジェネレータ１０の電気角周波数よりも周波数の高い高周波電圧をインバータ５０の出力電圧に重畳することで電気角θを推定するに際し、高周波電圧の重畳によって騒音が生じること。
【解決手段】電流制御器３４では、モータジェネレータ１０を流れる電流のｄｑ軸成分である実電流ｉｄ，ｉｑをそれぞれ指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御すべく指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを算出する。これらがαβ変換部３６によって変換された指令電圧ｖαｒ、ｖβｒのそれぞれに、加算部３８，４０において、高周波電圧生成部６６の高周波電圧ｖｈα、ｖｈβが加算される。加算部３８，４０の出力する電圧ベクトルのノルムに基づき、電源電圧変更器７０によって、コンバータ５４の出力電圧が制御量の制御性の低下を生じない範囲で極力小さい値に設定される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電源の正極および負極を回転機の端子に選択的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数とは相違する周波数を有して且つ任意の位相角を有する電圧および該位相角と１８０度相違する位相角を有する電圧が周期的に切り替わる周波数信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳し、該重畳によって前記回転機を実際に伝播する電流信号に基づき、前記回転機の回転角度を推定する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の推定ｄ軸の正方向および負方向に交互に電圧を印加した際に電動機に実際に伝播する電流信号に基づき電動機の電気角を推定するものも提案されている（段落「００３８」）。

特許第３４５４２１２号公報

ただし、上記のように電気角検出用の電圧を印加する場合、この電圧の印加によって可聴周波数帯域のノイズ（騒音）が生じる。このため、騒音が嫌われる状況下にあっては、電動機のセンサレス制御として上記技術を適用することが避けられる傾向にある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の電気角周波数とは相違する周波数を有して且つ任意の位相角を有する電圧および該位相角と１８０度相違する位相角を有する電圧が周期的に切り替わる周波数信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳し、該重畳によって前記回転機を実際に伝播する電流信号に基づき、前記回転機の回転角度を推定するに際し、騒音を好適に低減することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、突極性を有する回転機の端子に直流電源の正極および負極を選択的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数とは相違する周波数を有して且つ任意の位相角を有する電圧および該位相角と１８０度相違する位相角を有する電圧が周期的に切り替わる周波数信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳し、該重畳によって前記回転機を実際に伝播する電流信号に基づき、前記回転機の回転角度を推定する回転機の制御装置において、前記周波数信号の操作によって、前記実際に伝播する電流信号の変化速度を制限する制限手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、制限手段を備えることで、回転機を流れる電流の変化速度を低下させることができ、ひいては周波数信号の重畳に起因した騒音を好適に抑制することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記制限手段は、前記任意の位相角を有する電圧としての複数のパルスと前記１８０度相違する位相角を有する電圧としての複数のパルスとを周期的に切り替える手段であることを特徴とする。

上記発明では、任意の位相角を有する電圧と、１８０度相違する位相角を有する電圧とのそれぞれを複数のパルスとすることで、これら一対の電圧の平均値を低減することができる。このため、これら一対の電圧によって回転機を実際に伝播する電流の変化速度を低下させることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記直流電源は、前記電力変換回路の入力電圧を可変とするためのコンバータの出力端子であり、前記制限手段は、前記コンバータを操作することで、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に印加する電圧である制御用電圧および前記任意の位相角を有する電圧の合成電圧と前記制御用電圧および前記１８０度相違する位相角を有する電圧の合成電圧とのうちの大きい方の値を前記電力変換回路の入力電圧から減算した値が規定値以下となるように前記入力電圧を制限することを特徴とする。

上記電力変換回路は、その出力電圧の平均値を可変とすることができるものであるものの、瞬間的な電圧は入力電圧に依存する。そして、この入力電圧が大きいほど、インバータの出力電圧の変化によって回転機を流れる電流の変化速度が大きくなる。この点、上記発明では、入力電圧を制限することで、上記実際に伝播する電流信号の変化速度を制限することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記制限手段は、前記制御用電圧および前記任意の位相角を有する電圧の合成電圧と前記制御用電圧および前記１８０度相違する位相角を有する電圧の合成電圧とのうちの大きい方と前記電力変換回路の入力電圧を一致させるように前記コンバータを操作することを特徴とする。

上記発明によれば、制御量の制御性の低下を回避しつつも電流信号の変化速度を極力低減することができる。

請求項５記載の発明は、請求項３または４記載の発明において、前記制御量を制御するための指令電圧を設定する手段と、前記設定された指令電圧に前記周波数信号を重畳したもののノルムを算出する手段とを更に備え、前記制限手段は、前記算出されるノルムを入力として前記コンバータを操作することを特徴とする。

上記ノルムは、制御用電圧および前記任意の位相角を有する電圧の合成電圧と制御用電圧および前記１８０度相違する位相角を有する電圧の合成電圧とを表現するものとなる。このため、合成電圧の大きい方に基づいて入力電圧を制限する処理を、適切な入力パラメータに基づき行うことができる。

請求項６記載の発明は、請求項３または４記載の発明において、前記制限手段は、前記回転機の電気角速度および前記回転機のトルクの少なくとも一方を入力として前記コンバータを操作することを特徴とする。

上記電気角速度およびトルクは、いずれも回転機に印加される電圧と相関を有するパラメータである。上記発明では、この点に鑑み、これらパラメータの少なくとも一方を、合成電圧の大きい方に基づいて入力電圧を制限する処理の入力とする。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記制限手段は、前記周波数信号の重畳に伴って生じる音声信号の検出値を許容範囲内とすべく前記回転機を実際に伝播する電流信号の変化速度を制限することを特徴とする。

上記発明では、音声信号をフィードバック制御することで、音声信号が過度に大きくなることを確実に回避することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるモータジェネレータの断面構成を示す構成図。 同実施形態にかかる電源電圧の設定手法を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を説明するための図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる電源電圧の設定手法を示す図。 第６の実施形態にかかる電圧印加手法を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される回転機の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。

図示されるモータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。すなわち、図２に示すように、モータジェネレータ１０のロータ１０ａは、鉄のボディに永久磁石が埋め込まれて構成されている。

先の図１に示されるように、モータジェネレータ１０を実際に流れる相電流（Ｕ相の実電流ｉｕ、Ｖ相の実電流ｉｖおよびＷ相の実電流ｉｗ）は、αβ変換部２０によって、固定２次元座標系（αβ座標系）の電流（α軸上の実電流ｉαおよびβ軸上の実電流ｉβ）に変換される。α軸上の実電流ｉαはローパスフィルタ２２によって、またβ軸上の実電流ｉβはローパスフィルタ２４によって、それぞれ高調波成分が除去された後、ｄｑ変換部２６に取り込まれる。これらローパスフィルタ２２，２４の出力としてのモータジェネレータ１０を実際に流れるαβ軸上の電流は、ｄｑ変換部２６によって、回転２次元座標系の電流、すなわちｄ軸およびｑ軸の電流ベクトル成分に変換される。この変換に際しては、モータジェネレータ１０の出力軸の電気角θが用られる。

一方、指令電流設定部２８では、モータジェネレータ１０に対する制御量（トルク）の指令値（要求トルクＴｒ）に基づき、ｄ軸上での指令電流ｉｄｒおよびｑ軸上での指令電流ｉｑｒが設定される。そして、ｄ軸上の指令電流ｉｄｒと実電流ｉｄとの差が偏差算出部３０によって算出され、ｑ軸上の指令電流ｉｑｒと実電流ｉｑとの差が偏差算出部３２によって算出される。そして、電流制御器３４では、偏差算出部３０，３２の出力に基づき、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｒおよびｑ軸上での指令電圧ｖｑｒが算出される。この算出処理は、基本的には、ｄ軸上での実電流ｉｄの指令電流ｉｄｒへのフィードバック制御のための操作量、およびｑ軸上での実電流ｉｑの指令電流ｉｑｒへのフィードバック制御のための操作量の算出処理となる。このフィードバック制御は、例えば比例積分制御とすればよい。詳しくは、この際、電気角速度ωを入力とし、非干渉制御や誘起電圧補償処理によるフィードフォワード制御のための操作量が算出され、これとフィードバック制御のための操作量との和として指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒが算出される。

上記指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒは、αβ変換部３６において、α軸上での指令電圧ｖαｒとβ軸上での指令電圧ｖβｒとに変換される。この変換に際しては、電気角θが用いられる。

そして、３相変換部４２において、α軸上の指令電圧ｖαｒに応じた加算器３８の出力と、β軸上の指令電圧ｖβｒに応じた加算器４０の出力とが、Ｕ相の指令電圧ｖｕｒ、Ｖ相の指令電圧ｖｖｒ、およびＷ相の指令電圧ｖｗｒに変換される。

これら指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ，ｖｗｒに基づき、ＰＷＭ処理部４４では、指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ，ｖｗｒをモータジェネレータ１０に印加するためのインバータ５０の操作信号が生成される。この処理は、指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ，ｖｗｒのそれぞれと、キャリアとの大小比較に応じて、インバータ５０のスイッチング素子ＳＷをオン操作する信号およびオフ操作する信号を生成する処理である。ここで、キャリアの変動幅は、インバータ５０の入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）とされる。このため、この処理は、インバータ５０の入力電圧を入力として行われる。ここで、インバータ５０は、一対の入力端子とモータジェネレータ１０の端子とを選択的に接続するスイッチング素子ＳＷを複数備えて構成されるものであり、スイッチング素子ＳＷの操作によって入力直流電圧から擬似正弦波電圧等の交流出力電圧を生成するものである。本実施形態では、インバータ５０は、高電圧バッテリ５２の電圧を昇圧するコンバータ５４に接続されている。ちなみに、上記電源電圧ＶＤＣは、電圧センサ５６によって検出される。

次に、本実施形態にかかるモータジェネレータ１０の電気角θの取得にかかる処理について説明する。なお、図１には、モータジェネレータ１０の回転速度が低い領域における電気角θの取得に関する処理を示しており、高回転速度領域における電気角θの取得に関する処理については記載していない。高回転速度領域においては、例えば誘起電圧に基づき電気角θを推定する手法等を採用すればよい。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を駆動する際、モータジェネレータ１０の電気角の回転周期よりも短い周期を有して且つｄ軸正方向と負方向との間で振動する高周波電圧をインバータ５０の出力に重畳する。換言すれば、上記指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに応じて実際にモータジェネレータ１０を流れる電流の周期よりも短い周期の高周波電圧を重畳する。具体的には、上記高周波電圧は、ＰＷＭ処理部４４におけるキャリア信号の周期と同一の周期を有する信号とする。詳しくは、例えば、上記キャリアをその漸増速度と漸減速度とが等しい３角波信号とし、その漸増期間と漸減期間とに、ｄ軸の正方向の電圧とｄ軸の負方向の電圧とが割り振られた信号を高周波電圧とすればよい。

上記高周波電圧の重畳によってモータジェネレータ１０を実際に伝播する高周波信号（電流信号）に基づき、モータジェネレータ１０の電気角θを算出する。これは、モータジェネレータ１０が突極性を有することに鑑みてなされるものである。

具体的には、高周波電圧生成部６６では、ｄｑ軸上にて表現された高周波電圧信号（ｖｈｄ、０）を、αβ成分に変換して高周波電圧ｖｈα、ｖｈβとして出力する。これにより、高周波電圧ｖｈαが、加算器３８において上記αβ変換部３６の出力する指令電圧ｖαｒに加算され、高周波電圧ｖｈβが、加算器４０において上記αβ変換部３６の出力する指令電圧ｖβｒに加算される。このため、モータジェネレータ１０には、指令電圧ｖαｒ、ｖβｒに、それぞれ高周波電圧ｖｈα、ｖｈβが重畳された電圧が印加されることとなる。

一方、上記αβ変換部２０の出力するα軸上の実電流ｉαはハイパスフィルタ６０によって、また、上記αβ変換部２０の出力するβ軸上の実電流ｉβはハイパスフィルタ６２によって、それぞれ高調波電流成分が抽出される。そして、これらハイパスフィルタ６０，６２の出力と、上記高周波電圧ｖｈα、ｖｈβとを入力として、位置推定器６４によって、電気角θが推定算出される。

すなわち、上記モータジェネレータ１０は、その構造上、ｄ軸方向のインダクタンスが最小であり、ｑ軸方向のインダクタンスが最大となっている。したがって、ｑ軸方向よりもｄ軸方向の方が電流が流れやすいために、上記高周波電圧ｖｈα、ｖｈβを重畳する際、モータジェネレータ１０を実際に伝播する高周波の電流信号は、ｄ軸方向に偏向する。具体的には、推定されるｄ軸（推定ｄ軸）が実際のｄ軸（実ｄ軸）に対して進角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波電圧ｖｈα、ｖｈβを重畳する際、実際に伝播する電流信号の方向は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して遅角側にずれる。また、推定ｄ軸が実ｄ軸に対して遅角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波電圧ｖｈα、ｖｈβを重畳する際、実際に伝播する電流信号の方向は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して進角側にずれる。

上記性質を利用すれば、ｄ軸を推定算出することができ、ひいて電気角θを算出することができる。具体的には、例えば、高周波電圧ｖｈα、ｖｈβの位相角と、実際に伝播する電流信号の位相角とを算出し、これらの誤差をゼロとするように電気角θを推定すればよい。なお、上記電気角速度ωは、位置推定器６４の出力する電気角θが速度算出部６８によって微分演算されることで算出される。

ところで、上記高周波電圧ｖｈα、ｖｈβは、通常、「数百〜数ｋＨｚ」である。このため、高周波電圧ｖｈα、ｖｈβを重畳することでモータジェネレータ１０に流れる高周波の電流信号によって生じるノイズの周波数は、可聴周波数帯域のものとなる。このため、高周波電圧ｖｈα、ｖｈβを重畳することで生じる電流信号によって騒音が生じるおそれがある。

そこで本実施形態では、インバータ５０の入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を、モータジェネレータ１０の制御量（ここではトルク）の制御性を低下させない範囲で極力制限することで、騒音の抑制を図る。これは、インバータＩＶの入力電圧が大きいほど、スイッチング素子ＳＷのスイッチングの切り替えに起因した電流の変化速度が大きくなることに鑑みたものである。詳しくは、電源電圧変更器７０を備え、加算器３８，４０の出力に応じてコンバータ５４に対する出力電圧の指令値（電源電圧指令値ＶＤＣｒ）を可変設定する。

ここで、電源電圧指令値ＶＤＣｒは、制御量の制御用の電圧と高周波電圧ｖｈα、ｖｈβとの合成電圧のうちの大きい方と等しい大きさとする。すなわち、図３（ｂ）のように、電源電圧ＶＤＣを、ｄ軸の正方向および負方向のそれぞれを位相角とする高周波電圧ベクトルｖｈ（＋ｄ）、ｖｈ（−ｄ）と、制御量の制御用の電圧ベクトルｖａとの和（２次元座標系における合成電圧ベクトル）からなる一対のベクトルのノルムのうちの大きい方に「８／３」の平方根を乗算した値に設定する。これは、制御量の制御用の電圧と高周波電圧とを印加する際の変調率を「１」とすることに対応する。

こうした設定によれば、インバータ５０の入力電圧を必要最小限の電圧とすることができる。これに対し、図３（ａ）のように、上記合成電圧ベクトルのノルムの大きい方に「８／３」の平方根を乗算した値よりも電源電圧ＶＤＣの方が小さい場合、インバータＩＶの実際の出力電圧を上記合成電圧ベクトルとすることができないため、制御量の制御精度が低下する。一方、図３（ｃ）のように、上記合成電圧ベクトルのノルムの大きい方に「８／３」の平方根を乗算した値よりも電源電圧ＶＤＣの方が大きい場合、インバータ５０の入力電圧が過度に大きくなることに起因して、モータジェネレータ１０を流れる電流の変化速度が大きくなり、騒音が大きくなるおそれがある。

図４に、本実施形態の効果を従来例と対比しつつ示す。

電源電圧ＶＤＣを「２０Ｖ」とする本実施形態の場合、電源電圧ＶＤＣを「１００Ｖ」とする従来例と比較して電流の変化速度を低下させることができる。このため、電流のフーリエ成分（電流ＦＦＴ）のうちの高調波成分が従来例の場合と比較して本実施形態においては格段に抑制される。ちなみに、図４では、従来例の電流波形を矩形波近似するとともに、本実施形態の電流波形を三角波近似した場合のフーリエ級数展開を用いている。

なお、図４においては高周波電圧のみがインバータ５０の出力電圧となっている例を示したが、制御量の制御用の電圧に高周波電圧が重畳される場合であっても高周波の電流信号の挙動は同様となると考えられる。ちなみに、図４において、本実施形態の方がパルス幅が大きいのは、ＰＷＭ処理部４４の処理によって生じるものである。すなわち、高周波電圧ベクトルの振幅に対する電源電圧ＶＤＣの割合が本実施形態の方が大きいために、パルス幅が大きくなっている。なお、高周波電圧ベクトル（ｖｈα、ｖｈβ）のノルムは、高周波の電流信号を高精度に検出可能なレベルに設定されるものであり、通常固定値とされる。

図５に、インバータ５０の入力電圧（電源電圧）と可聴周波数領域の音声信号の強度との関係を示す。図示されるように、電源電圧が低下するほど音声信号の強度が低下する。

このように、本実施形態では、インバータ５０の入力電圧を極力制限することで、高周波電圧ｖｈα、ｖｈβを用いた電気角の推定に際して、入力電圧を、許容される最大値（高回転速度領域において取りうる最大値）よりも小さくすることができる。このため、別の手法にて電気角を推定する際に利用されるインバータ５０の入力電圧が高周波電圧の重畳処理時にも印加される場合と比較して騒音を好適に低減することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）モータジェネレータ１０の制御量の制御用の電圧と高周波電圧ｖｈα、ｖｈβとの上記合成電圧のうち大きい方とインバータ５０の入力電圧を一致させるようにコンバータ５４を操作した。これにより、制御量の制御性の低下を回避しつつも電流信号の変化速度を極力低減することができる。

（２）モータジェネレータ１０に対する２次元座標系での指令電圧（加算器３８，４０の出力）を入力とし、そのベクトルノルムに基づきコンバータ５４を操作した。これにより、上記合成電圧の大きい方に基づいて入力電圧を制限する処理を、適切な入力パラメータに基づき行うことができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクと電気角速度ωとに基づき、コンバータ５４を操作する。すなわち、電源電圧変更器７０では、要求トルクＴｒと電気角速度ωとを入力とし、これに応じて電源電圧指令値ＶＤＣｒを生成する。ここで、モータジェネレータ１０のトルクが大きいほどモータジェネレータ１０に印加すべき電圧が大きくなるため、トルクは、制御量の制御用の電圧の大きさと相関を有するパラメータである。また、電気角速度ωが大きいほど誘起電圧が大きくなるため電気角速度ωが大きくなるほど印加電圧を大きくする必要がある。このため、電気角速度ωは、インバータ５０の出力電圧の大きさと相関を有するパラメータである。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（３）モータジェネレータ１０の電気角速度ωおよびトルクを入力としてコンバータ５４を操作した。これにより、上記合成電圧の大きい方に基づいて入力電圧を制限する処理を適切に行うことができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、高周波電圧ｖｈα、ｖｈβの重畳に起因した騒音レベルを許容範囲内にフィードバック制御すべく、コンバータ５４を操作する。すなわち、音レベル検出部８０では、可聴周波数領域の周波数ノイズの強度（振幅の大きさによって定量化される量）を検出信号として、電源電圧変更器７０に出力する。電源電圧変更器７０では、ノイズの強度を許容範囲内にフィードバック制御するための操作量として電源電圧指令値ＶＤＣｒを設定する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（４）高周波電圧ｖｈα、ｖｈβの重畳に伴って生じる音声信号の検出値を許容範囲内とすべくインバータ５０の入力電圧を操作した。これにより、音声信号が過度に大きくなることを確実に回避することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、高周波電圧ベクトル（ｖｈα、ｖｈβ）と、電流信号ベクトル（ｉｈα、ｉｈβ）との外積値を誤差パラメータとして利用することで電気角θの推定処理を行う。すなわち、位置推定器６４ａは、外積値算出部８２によって算出された上記外積値を入力とし、この外積値をゼロにフィードバック制御するための操作量として電気角θを操作する。これにより、電気角θは、高周波電圧ベクトル（ｖｈα、ｖｈβ）と、電流信号ベクトル（ｉｈα、ｉｈβ）との位相角を一致させるように操作されるようになる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（５）外積値を誤差パラメータとして用いてこれがゼロとなるように電気角θを算出することで、電気角θの推定に際して逆正接関数演算等を行うことなく電気角θを推定することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、２相変調部８４を備え、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの２相変調処理を行う。すなわち、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの各２相間の電圧差（線間電圧）を同一に保ちつつ、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのうち最も大きいものをインバータ５０の正極入力端子の電位に一致させるか、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのうち最も小さいものをインバータ５０の負極入力端子の電位に一致させるかする。ＰＷＭ処理部４４では、２相変調された指令電圧とキャリアとの大小に基づき、インバータ５０の各スイッチング素子ＳＷの操作信号を生成する。

この２相変調処理のなされた指令電圧によれば、２相変調前の指令電圧によってモータジェネレータ１０に流すことのできる電流と同一の電流を流すことができる。しかも、２相変調処理を行う場合、モータジェネレータ１０の線間電圧の最大値を拡大することができる。このため、本実施形態では、電源電圧ＶＤＣの設定を図１０（ｂ）に示すように、ｄ軸の正方向および負方向のそれぞれを位相角とする高周波電圧ベクトルｖｈ（＋ｄ）、ｖｈ（−ｄ）と、制御量の制御用の電圧ベクトルｖａとの和（合成電圧ベクトル）からなる一対のベクトルのノルムのうちの大きい方に「２」の平方根を乗算した値に設定する。

このように、本実施形態によれば、２相変調処理を行うことで、制御量の制御性を維持しつつも、インバータＩＶの入力電圧をいっそう低下させることができる。このため、高周波電圧ｖｈα、ｖｈβの重畳に起因した騒音をいっそう低減することができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかる高周波電圧ｖｈα、ｖｈβの印加手法を示す。図示されるように、本実施形態では、ｄ軸の正方向に複数個のパルス電圧を印加する処理と、ｄ軸の負方向に複数個のパルス電圧を印加する処理とを周期的に繰り返すことで、ｄ軸の正方向および負方向の間で振動する高周波電圧を印加する処理を行う。

これにより、パルス電圧の数を１とする場合（図１１（ｂ））と比較して、ｄ軸正方向に電圧が印加される期間と、ｄ軸負方向に電圧が印加される期間とのそれぞれにおける平均電圧を低下させることができる。このため、パルス幅の２倍程度の微視的なタイムスケールにおける電流の平均値の変化速度を低下させることができるため、これによっても騒音を低減することができる。

特に、本実施形態では、上記パルス幅およびパルス間隔を互いに等しく設定することで、上記微視的なタイムスケールにおける電流の平均値の変化速度の変動の抑制を図っている。

ここで、本実施形態でも、ＰＷＭ処理部４４のキャリアがその漸増速度と漸減速度とが等しい３角波信号である場合、その漸増期間と漸減期間とに、ｄ軸の正方向の電圧とｄ軸の負方向の電圧とが割り振られた信号を高周波電圧とすればよい。すなわち、例えば、ｄ軸正方向の電圧を、漸増期間においてｄ軸正方向の電圧とゼロ電圧とが周期的に切り替わる電圧（ｄ軸正方向の複数個のパルス電圧）とし、ｄ軸負方向の電圧を、漸減期間においてｄ軸負方向の電圧とゼロ電圧とが周期的に切り替わる電圧（ｄ軸負方向の複数個のパルス電圧）としてもよい。

この際、上記パルス幅およびパルス間隔を互いに等しくするための一手法は、先の図１に示したＰＷＭ処理部４４によって生成される信号であるスイッチング素子ＳＷのオン指令信号を時分割して間にオフ指令信号を挟むように加工する手法である。

なお、上記パルス幅よりもパルス間隔の方が長くなるように設定してもよい。これにより、上記微視的なタイムスケールにおける電流の平均値の変化速度をいっそう低減させることができる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（６）ｄ軸正方向の電圧としての複数のパルスとｄ軸負方向の電圧としての複数のパルスとを周期的に切り替えることで、高周波電圧を重畳した。これにより、これら一対の電圧の平均値を低減することができる。このため、これら一対の電圧によってモータジェネレータ１０を実際に伝播する電流の変化速度を低下させることができる。

（７）パルス幅およびパルス間隔を一定とすることで、電流の変化速度の変動を抑制することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜回転角度の推定器について＞
回転角度の推定器としては、高周波電圧のαβ成分と高周波電流の検出値のαβ成分とを入力とするもの（その外積値を誤差パラメータとするものを含む）に限らない。例えば高周波電圧のｄｑ成分と高周波電流の検出値のｄｑ成分とを入力とするもの（その外積値を誤差パラメータとするものを含む）であってもよい。

また、高周波電圧を重畳した際に回転機を実際に伝播する高周波電流の振動方向と高周波電圧の重畳方向との角度差に基づき電気角を推定するものにも限らない。例えば特開平２００８−１２５２６０号公報等に記載されているように、高周波電流の振幅に基づき電気角を推定するものであってもよい。

さらに、検出される誤差（外積値等の誤差パラメータ）をゼロにフィードバック制御するための操作対象としては、電気角θに限らず、電気角速度ωであってもよい。この場合、回転角度の推定器は、例えば、誤差パラメータに基づき電気角速度ωを推定する推定器と、推定される電気角速度ωの積分演算によって電気角θを算出する手段とを備えて構成すればよい。
＜インバータＩＶの入力電圧について＞
インバータＩＶの入力電圧としては、一対の高周波電圧ベクトルのそれぞれと制御量の制御用の電圧ベクトルとの合成ベクトルノルムのうちの大きい方に一致させるものに限らない。例えば、上記大きい方よりも規定値だけ大きくしてもよい。ここで規定値は、極力小さい値（例えば数Ｖ）とすることが望ましい。また、この場合、規定値をゼロを下限として、音レベルのフィードバック操作量とすることも可能である。ここで、フィードバック制御は、上記第３の実施形態の要領で行うことができる。

また、上記第６の実施形態においては、コンバータ５４を備えない構成としてもよい。
＜周波数信号について＞
高周波電圧としては、位相角がｄ軸の正方向および負方向に周期的に変化するものに限らない。例えば、特開２００９−１４８０１７号公報に記載されているように、モータジェネレータ１０の運転状態に応じて振動方向を可変設定してもよい。さらに、可変設定されるものに限らず、ｄ軸の正方向および負方向以外の特定の位相角に固定されたものとしてもよい。この場合であっても、例えば実際に伝播する高周波電流ベクトルのノルムとその目標値との差を低減するように回転角度を算出することで、回転角度の推定処理を行うことができる。

また、任意の位相角を有する電圧としての複数のパルスとこれとは１８０度相違する位相角を有する電圧としての複数のパルスとを周期的に切り替えるものとしては、上記第６の実施形態で例示したものに限らない。例えば、複数のパルスを、２つのパルスや、３つのパルス、または５つ以上のパルスとしてもよい。また、各パルスのパルス幅やパルス間隔が互いに等しいものや、パルス幅よりもパルス間隔の方が長いも限らない。
＜その他＞
・モータジェネレータ１０の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。また、電流ベクトル制御を行うものにも限らず、例えばトルクフィードバック制御を行うものであってもよい。

・上記第１の実施形態に対する第３の実施形態の変更点によって、上記第４，５の実施形態を変更してもよい。また、第６の実施形態において、上記第３の実施形態によるように、音レベルをフィードバック制御してもよい。この場合、フィードバック制御のための操作量を、パルス信号のパルス幅とすればよい。こうした場合等にあっては、パルス幅が所定以下となる場合、パルス数を増加させる等、パルス幅に応じてパルス数を可変設定することで、パルス幅の変化に起因した電流の総変化量の変動を抑制することが望ましい。

・構造上、突極性を有する電動機としては、上記モータジェネレータ１０に限らない。例えば同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

・上記各実施形態では、ハイブリッド車に本発明にかかる制御装置を適用したが、これに限らず、例えば電気自動車に適用してもよい。更には内燃機関を動力源とする車両におけるパワーステアリング等の動力伝達手段としての電動機に本発明の制御装置を適用してもよい。

１０…モータジェネレータ（突極性を有する回転機の一実施形態）、５０…インバータ、５４…コンバータ、７０…電源電圧変更器。

Claims (7)

1. 突極性を有する回転機の端子に直流電源の正極および負極を選択的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数とは相違する周波数を有して且つ任意の位相角を有する電圧および該位相角と１８０度相違する位相角を有する電圧が周期的に切り替わる周波数信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳し、該重畳によって前記回転機を実際に伝播する電流信号に基づき、前記回転機の回転角度を推定する回転機の制御装置において、
   前記周波数信号の操作によって、前記実際に伝播する電流信号の変化速度を制限する制限手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記制限手段は、前記任意の位相角を有する電圧としての複数のパルスと前記１８０度相違する位相角を有する電圧としての複数のパルスとを周期的に切り替える手段であることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記直流電源は、前記電力変換回路の入力電圧を可変とするためのコンバータの出力端子であり、
   前記制限手段は、前記コンバータを操作することで、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に印加する電圧である制御用電圧および前記任意の位相角を有する電圧の合成電圧と前記制御用電圧および前記１８０度相違する位相角を有する電圧の合成電圧とのうちの大きい方の値を前記電力変換回路の入力電圧から減算した値が規定値以下となるように前記入力電圧を制限することを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記制限手段は、前記制御用電圧および前記任意の位相角を有する電圧の合成電圧と前記制御用電圧および前記１８０度相違する位相角を有する電圧の合成電圧とのうちの大きい方と前記電力変換回路の入力電圧を一致させるように前記コンバータを操作することを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記制御量を制御するための指令電圧を設定する手段と、
   前記設定された指令電圧に前記周波数信号を重畳したもののノルムを算出する手段とを更に備え、
   前記制限手段は、前記算出されるノルムを入力として前記コンバータを操作することを特徴とする請求項３または４記載の回転機の制御装置。
6. 前記制限手段は、前記回転機の電気角速度および前記回転機のトルクの少なくとも一方を入力として前記コンバータを操作することを特徴とする請求項３または４記載の回転機の制御装置。
7. 前記制限手段は、前記周波数信号の重畳に伴って生じる音声信号の検出値を許容範囲内とすべく前記回転機を実際に伝播する電流信号の変化速度を制限することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。