JP2009095145A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータのスイッチング素子を操作することで突極性を有する回転機を駆動するに際し、回転機の高トルク領域において、回転機の電気的な状態量に基づき回転機の回転角度を推定することが困難なこと。
【解決手段】電動機に高周波の電圧信号を重畳したときに電動機に実際に伝播する高周波の電流信号の振動方向と上記電圧信号の振動方向との位相差が外積値ｏｐによって定量化される。そして、これと回転角度θの誤差がないとした場合の外積値の目標値との差に基づき、誤差相関量Δθ１が算出される。一方、上記電圧信号をｄ軸方向及びｑ軸方向に重畳した際の電流信号の振幅の乗算値ｍｄｑと目標値との差に基づき、誤差相関量Δθ２が算出される。低トルク領域では、誤差相関量Δθ１を用い、また高トルク領域では誤差相関量Δθ２を用いて回転角度θを算出する。
【選択図】 図５

Description

本発明は、インバータのスイッチング素子を操作することで突極性を有する回転機を駆動するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度についての情報を取得する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、突極性を有する３相電動機に対するインバータの出力信号の推定ｄ軸方向に電圧信号を重畳し、このとき実際に伝播する電流信号のｑ軸成分の変化に基づき回転角度を算出するものも提案されている。これは、３相電動機においてｄ軸方向のインダクタンスが最小であるため、ｑ軸方向と比較してｄ軸方向には電流が流れやすいという性質に着目したものである。更に、上記特許文献１では、上記電流信号の変化に基づき算出される回転角度を、電動機の磁気飽和度合いに基づき補正することも提案されている。これにより、電動機のトルクが増大し磁気飽和現象が生じる場合であれ、回転角度の推定誤差を抑制することができる。
特許第３６９２０４６号公報

ところで、近年、例えば車載動力発生装置として用いる電動機等において、小型化の要求と高トルク化の要求とがますます高まってきている。こうした状況下、電動機を小型化していきつつトルクを更に増大させる場合、一層顕著な磁気飽和現象が生じる。そしてこの場合、上記磁気飽和度合いに応じた補正をする処理を行ったとしても、回転角度の算出誤差が増大していくことが発明者らによって見出されている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、インバータのスイッチング素子を操作することで突極性を有する回転機を駆動するに際し、回転機の駆動状態にかかわらず、回転機の電気的な状態量に基づき回転機の回転角度についてのより高精度な情報を取得することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、インバータのスイッチング素子を操作することで突極性を有する回転機を駆動するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度についての情報を取得する回転機の制御装置において、前記回転角度に基づき、前記回転機の電気角の回転周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、前記重畳によって前記回転機を実際に伝播する周波数信号の振動方向に基づき、前記回転機の回転角度を算出する第１角度算出手段と、前記重畳によって前記回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅に基づき、前記回転機の回転角度を算出する第２角度算出手段と、前記回転機を駆動するための操作量の算出に際して用いる前記回転機の回転角度に対する前記第１角度算出手段の算出値及び前記第２角度算出手段の算出値の寄与度を可変設定する可変手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機が突極性を有する場合、位相角によってインダクタンスが異なり、ひいては電流の流れやすさが異なる。このため、実際に伝播する周波数信号は、重畳した周波数信号の位相角にかかわらず電流の流れやすい方向に偏向したものとなる。上記第１の角度算出手段は、この偏向態様に基づき、回転角度を算出する。

ただし、回転機の磁気飽和が生じて且つ磁気飽和度合いが大きくなるにつれて上記偏向態様に基づく回転角度の算出精度が低下し、更に磁気飽和度合いが大きくなると、上記偏向態様に基づく回転角度の算出自体が不可能となるおそれがあることが発明者らによって見出されている。

一方、インバータの出力信号に重畳された周波数信号によって回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅は、回転角度に基づく回転機の駆動態様に応じて変化し得る。このため、実際に伝播する周波数信号の振幅が想定される振幅と相違するときには、駆動に際して回転角度として用いられた情報が実際の回転角度と相違すると考えられる。このため、上記実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との相違は、駆動に用いている回転角度の誤差と相関を有するパラメータとなる。そして、特にこの相関関係は、磁気飽和度合いが大きい領域において顕著となることが発明者らによって見出されている。上記発明では、この点に着目し、磁気飽和度合いに応じて２つの角度算出手段の算出値の寄与度を可変とすることで、回転機の駆動状態にかかわらず、回転角度についてのより高精度の情報を取得することができる。

なお、回転機とは、電動機や発電機のことである。また、回転機を実際に伝播する周波数信号とは、重畳手段が電圧信号を重畳する場合には、回転機の電流の検出値に基づく電流信号のこととし、重畳手段が電流信号を重畳する場合には、回転機の電流の検出値に基づく電圧信号のこととすることが望ましい。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記可変手段は、前記回転機の磁気飽和度合いが大きくなるほど前記第２角度算出手段の算出値の寄与度を増大させることを特徴とする。

第１角度算出手段の算出精度は磁気飽和度合いが大きくなるほど低下する。一方、第２角度算出手段の算出精度は磁気飽和度合いが大きい領域において高くなる。上記発明ではこの点に鑑み、磁気飽和度合いが大きくなるほど第２角度算出手段の算出値の寄与度を増大させることで、回転角度についてのより高精度の情報を取得することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記可変手段は、前記磁気飽和度合いが所定以上となる場合、前記第２角度算出手段のみによって前記操作量の算出に際して用いる前記回転機の回転角度を算出することを特徴とする。

磁気飽和度合いが過度に大きくなる場合、第１角度算出手段によっては回転角度を算出することができなくなるおそれがある。このため、こうした状況下にあって第１角度算出手段の寄与度がゼロでないなら、上記操作量の算出に際して用いる回転角度が実際の回転角度から過度に離間するおそれがある。この点、上記発明では、磁気飽和度合いが所定以上となる場合、第２角度算出手段のみによって回転角度を算出することで、回転角度についてのより高精度の情報を取得することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記第２角度算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との差を縮めるように前記回転機の回転角度を算出することを特徴とする。

インバータの出力信号に重畳された周波数信号によって回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅は、回転角度に基づく回転機の駆動態様に応じて変化し得る。このため、実際に伝播する周波数信号の振幅が想定される振幅と相違するときには、駆動に際して回転角度として用いられた情報が実際の回転角度と相違すると考えられる。このため、上記実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との相違は、駆動に用いている回転角度の誤差と相関を有するパラメータとなる。上記発明では、この点に着目し、上記差を縮めるように回転機の回転角度を算出することで、回転機の回転角度を高精度に算出することができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記第２角度算出手段は、前記重畳手段による単一の位相角方向への周波数信号の重畳によって前記実際に伝播する周波数信号の振幅、ｄｑ座標軸上において互いに直交する２つの位相角方向への前記重畳手段による周波数信号の重畳によって前記実際に伝播する周波数信号の振幅の乗算値、及び前記振幅の除算値のいずれかと、前記回転機の磁気飽和度合いに応じて設定される前記いずれかについての目標値との乖離度合いに基づき前記操作量の算出に際して用いる回転角度についての誤差相関量を算出する誤差相関量算出手段と、前記誤差相関量に基づき前記回転機の回転角度を算出する最終角度算出手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との差を縮めるように回転機の回転角度を算出することができる。特に、上記乗算値は、単一の位相角方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅よりも、回転角度に基づく回転機の駆動の態様の変化に応じた変化が顕著となることが発明者らによって見出されている。このため、回転角度に誤差がある場合、単一の位相角方向への周波数信号の重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅が想定される振幅からずれるずれ度合いよりも、実際の乗算値がその目標値からずれるずれ度合いの方が大きくなる。このため、実際の乗算値と目標値との乖離度合いを用いるなら、角度誤差を高精度に検出することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記第１角度算出手段は、前記重畳手段によって重畳される周波数信号と前記実際に伝播する周波数信号との２つの周波数信号の外積及び前記実際に伝播する周波数信号についての前記操作量の算出に際して用いる回転角度に基づく推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかに基づき、前記回転機の回転角度を算出することを特徴とする。

上記発明では、上記外積値は、上記実際に伝播する周波数信号と重畳した信号との位相差と相関を有するため、これにより、上記位相差に基づく回転角度の算出が可能となる。特に、外積を用いることで、逆三角関数の演算等を行なうことなく、上記回転角度を容易に算出することができる。また、上記推定ｄ軸方向の電流成分は、操作量の算出に際して用いる回転角度の誤差量と相関を有するパラメータであるため、これによっても回転角度を算出することができる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記第１角度算出手段は、前記重畳手段によって重畳される周波数信号と前記実際に伝播する周波数信号との２つの周波数信号の外積及び前記実際に伝播する周波数信号についての前記操作量の算出に際して用いる回転角度に基づく推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかと前記回転機の磁気飽和度合いに応じて設定される目標値との乖離度合いに基づき前記操作量の算出に際して用いる回転角度についての誤差相関量を算出する誤差相関量算出手段と、前記誤差相関量に基づき前記回転機の回転角度を算出する最終角度算出手段とを備えることを特徴とする。

外積値は、上記実際に伝播する周波数信号と重畳した信号との位相差と相関を有する。一方、回転機のインダクタンスが最小となる位相角は、回転機の磁気飽和度合いに応じて変化する。このため、上記実際に伝播する周波数信号と重畳した信号との位相差も、磁気飽和度合いに応じて変化し得る。この点、上記発明では、磁気飽和度合いに応じた目標値と上記外積との乖離度合いに基づき誤差相関量を適切に算出することができる。同様に、上記ｑ軸方向の電流成分を上記回転角度の誤差と相関を有するパラメータとして用いる場合においても、このパラメータと誤差との間の関係は磁気飽和度合いに応じて変化する。このため、磁気飽和度合いに応じた目標値を用いることで、誤差相関量を適切に算出することができる。

請求項８記載の発明は、請求項５又は７記載の発明において、前記誤差相関量算出手段は、前記回転機の磁気飽和度合いに応じた前記目標値の設定を、前記回転機に対するトルク指令値、前記回転機の実トルク、前記回転機に対する電流の指令値、前記回転機の駆動電流、前記回転機の回転速度の少なくとも１つに基づき行うことを特徴とする。

回転機の磁気飽和度合いは、回転機のトルクや、回転機を駆動するための電流に依存する。そして、実際のトルクはトルクの指令値に近似し、駆動電流は電流の指令値に近似すると考えられる。このため、これらのパラメータを用いることで、上記設定を適切に行うことができる。また、回転速度が大きくなる場合、周波数信号を重畳する際に用いる回転角度が、回転機の実際の回転角度に対して遅れる傾向にある。このため、回転速度に基づき上記目標値の設定を行うなら、この遅れを補償することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記第１角度算出手段は、前記重畳手段によって重畳される周波数信号と前記実際に伝播する周波数信号との２つのベクトル信号の外積及び前記実際に伝播する周波数信号についての前記操作量の算出に際して用いる回転角度に基づく推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかをゼロとするように算出される回転角度を前記回転機の磁気飽和度合いに応じて補正することで前記回転機の回転角度を算出するものであり、前記重畳手段は、前記外積及び前記推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかをゼロとする方向に前記周波数信号を重畳することを特徴とする。

磁気飽和が生じているときには、電流の流れやすい方向が変化する。このため、例えば外積値をゼロとする方向に周波数信号を重畳しつつ外積値がゼロとなるように回転角度を算出するなど、インダクタンスが最小となる方向に周波数信号を重畳しつつ回転角度を算出する場合、算出される回転角度は磁気飽和度合いに応じて変化する。上記発明では、この点に鑑み、磁気飽和度合いに応じた補正を行うことで、回転角度を高精度に算出することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項５、７及び８のいずれか１項に記載の発明において、前記最終角度算出手段によって算出される回転角度を出力として前記誤差相関量を入力とする伝達関数が３次以上の伝達系であることを特徴とする。

上記発明では、３次以上の伝達系を用いることで、回転速度がランプ状に変化する場合等においても、回転角度に定常的な誤差が生じることを回避することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項５、７、８及び１０のいずれか１項に記載の発明において、前記最終角度算出手段は、前記誤差相関量を多重積分演算することで前記回転機の回転速度を算出する手段、及び前記回転速度の積分演算に基づき前記回転機の回転角度を算出する手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、３次以上の伝達系を適切に構成することができる。

なお、この請求項１１記載の発明において、後述する請求項１３記載の耐ノイズ角度算出手段を併用する場合には、上記多重積分演算に基づき回転角度を算出する手段（高応答角度算出手段）のノイズ除去の度合いは、耐ノイズ角度算出手段のノイズ除去の度合いよりも小さいものとする。

請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記最終角度算出手段は、前記積分演算に基づき算出される回転角度を前記誤差相関量に基づき補正する手段を更に備えることを特徴とする。

上記補正手段を備えることで、安定性と応答性とを個別に設計することが可能となるなど、制御設計の自由度を向上させることができる。

請求項１３記載の発明は、請求項５、７、８及び１０〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記最終角度算出手段は、当該最終角度算出手段の出力する回転角度の微分演算及びフィルタ処理によって前記回転機の回転速度及びその相当値のいずれかを算出する速度算出手段、前記誤差相関量に基づき前記速度算出手段の出力を補正する補正手段、及び該補正された出力の積分演算に基づき当該最終角度算出手段の出力する回転角度を算出する手段を備えて構成される耐ノイズ角度算出手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、回転角度にノイズが混入していても、その微分演算により回転速度を算出するに際し、フィルタ処理を施すことでノイズ成分が除去される。そして、これに基づき回転角度が算出されるために、回転角度のノイズ成分も好適に除去されるようになる。

請求項１４記載の発明は、請求項５、７、８及び１０〜１３のいずれか１項に記載の発明において、前記最終角度算出手段は、前記回転機の回転角度を出力するに先立ち、出力対象とする回転角度を前記誤差相関量の高周波成分に基づき補正する補正手段を備えることを特徴とする。

上記誤差相関量には、高周波成分(高次の誤差量)が混入するおそれがある。このため、請求項５、７、８及び１０〜１３のいずれか１項に記載の発明の最終角度算出手段の出力する回転角度にも、高次の誤差が重畳するおそれがある。この点、上記発明では、誤差相関量の高周波成分に基づき回転角度を補正することで、最終角度算出手段の出力から高次の誤差量を好適に除去することができる。

請求項１５記載の発明は、請求項１〜８及び請求項１０〜１４のいずれか１項に記載の発明において、前記第１角度算出手段及び前記第２角度算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号に基づき前記回転機の回転角度についての誤差相関量を算出する誤差相関量算出手段と、該誤差相関量に基づき前記回転機の回転角度を算出する最終角度算出手段とを備えて且つ、前記最終角度算出手段が前記第１角度算出手段及び前記第２角度算出手段間で共有されることを特徴とする。

上記発明では、最終角度算出手段を共有することで、構成の簡素化を図ることや、上記寄与度合いの変更時において算出される回転角度の断続的変化を抑制することなどができる。

請求項１６記載の発明は、請求項１５記載の発明において、前記最終角度算出手段は、そのゲインを、前記回転機の磁気飽和の度合いに応じて可変設定することを特徴とする。

第１角度算出手段と第２角度算出手段とでは、同一の回転角度誤差に対する誤差相関量の大きさに相違がある。このため、回転角度を適切に算出するうえでのゲインも互いに相違する。この点、上記発明では、上記寄与度に応じて適切なゲインを設定することができ、ひいては回転角度を高精度に算出することができる。

請求項１７記載の発明は、請求項１〜１６のいずれか１項に記載の発明において、前記可変手段は、前記磁気飽和度合いが所定以上となる場合、前記操作量の算出に際して用いる前記回転機の回転角度を、前記第１角度算出手段の算出値から前記第２角度算出手段の算出値に切り替えることを特徴とする。

第１角度算出手段は、磁気飽和度合いが小さい場合に回転角度を高精度に算出することができる。一方、第２角度算出手段は、磁気飽和度合いが大きい場合に回転角度を高精度に算出することができる。上記発明では、この点に鑑み、磁気飽和度合いに応じていずれの算出値を用いるかを切り替えることで、常時高精度に回転角度を算出することができる。

請求項１８記載の発明は、請求項１５又は１６記載の発明において、前記可変手段は、前記第１角度算出手段及び前記第２角度算出手段のそれぞれの誤差相関量算出手段の算出する誤差相関量のそれぞれに重み付けしてこれらを加算したものを、前記最終角度算出手段に出力することを特徴とする。

第１角度算出手段は、磁気飽和度合いが小さい場合に回転角度を高精度に算出することができる。一方、第２角度算出手段は、磁気飽和度合いが大きい場合に回転角度を高精度に算出することができる。上記発明では、重み付け処理によって最適な寄与度を設定することが可能となり、ひいては常時高精度に回転角度を算出することができる。

請求項１９記載の発明は、請求項１〜１８のいずれか１項に記載の発明において、前記可変手段は、前記磁気飽和度合いに応じた前記可変設定を、前記回転機に対するトルク指令値、前記回転機の実トルク、前記回転機に対する電流の指令値、前記回転機の駆動電流、前記回転機の回転速度の少なくとも１つに基づき行うことを特徴とする。

回転機の磁気飽和度合いは、回転機のトルクや、回転機を駆動するための電流に依存する。そして、実際のトルクはトルクの指令値に近似し、駆動電流は電流の指令値に近似すると考えられる。このため、これらのパラメータを用いることで、上記可変設定を適切に行うことができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。

図示される電動機１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。すなわち、図２に示すように、電動機１０のロータ１０ａは、鉄のボディに永久磁石が埋め込まれて構成されている。

先の図１に示すｄｑ変換部２０は、電動機１０を実際に流れる電流のうちのＵ相の実電流ｉｕ及びＷ相の実電流ｉｗに基づき、電動機１０を流れる電流を、回転２相座標系の電流、すなわちｄ軸及びｑ軸の電流ベクトル成分に変換する部分である。この変換に際しては、電動機１０の出力軸の回転角度θを用いる。より正確には、回転角度θは、電気角であり、α軸を基準としたｄ軸正方向の回転角度である。この際、ローパスフィルタにより、実電流ｉｕ，ｉｗから後述する高周波成分を除去する処理をも行なう。このため、ｄｑ変換部２０は、電動機１０を実際に流れる電流のうち、電動機１０を駆動する際に使用されるｄ軸成分及びｑ軸成分の電流を抽出することとなる。

指令電流設定部２２は、電動機１０に対する要求トルクＴｄに基づき、ｄ軸上での指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上での指令電流ｉｑｃを設定する部分である。

指令電圧設定部２４は、指令電流ｉｄｃ及び指令電流ｉｑｃ並びに実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上での指令電圧ｖｑｃを算出する部分である。この変換は、基本的には、ｄ軸上での実電流ｉｄの指令電流ｉｄｃへのフィードバック制御、及びｑ軸上での実電流ｉｑの指令電流ｉｑｃへのフィードバック制御によって行われる。このフィードバック制御は、例えば比例積分制御とすればよい。

αβ変換部２６では、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上での指令電圧ｖｑｃを、α軸上での指令電圧ｖαｃとβ軸上での指令電圧ｖβｃとに変換する。この変換に際しては、回転角度θが用いられる。

３相変換部３０は、α軸上の指令電圧ｖαｃに応じた加算器２８ａの出力と、β軸上の指令電圧ｖβｃに応じた加算器２８ｂの出力とを、ｕ相の指令電圧ｖｕｃ、ｖ相の指令電圧ｖｖｃ、及びｗ相の指令電圧ｖｗｃに変換する部分である。

ＰＷＭ信号生成部３２では、指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ，ｖｗｃを電動機１０に印加するためのインバータ３４の操作信号を生成する部分である。これにより、インバータ３４のスイッチング素子ＳＷが操作され、高圧バッテリ３６の電圧が電動機１０に印加されるようになる。

次に、本実施形態にかかる電動機１０の回転角度θの取得にかかる処理について説明する。

本実施形態では、電動機１０を駆動をする際、電動機１０の電気角の回転周期よりも短い周期の高周波信号をインバータ３４の出力に重畳する。換言すれば、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに応じて実際に電動機１０を流れる電流の周期よりも短い周期の高周波信号を重畳する。そして、これにより電動機１０を実際に伝播する高周波信号に基づき、電動機１０の回転角度θを算出する。これは、電動機１０が突極性を有することに鑑みてなされるものである。

すなわち、電動機１０が突極性を有する場合、ｄ軸方向のインダクタンスが最小であり、ｑ軸方向のインダクタンスが最大となっている。したがって、ｑ軸方向よりもｄ軸方向の方が電流が流れやすいために、上記高周波信号を重畳する際、電動機１０を実際に伝播する高周波信号は、ｄ軸方向に偏向する。具体的には、図３（ａ）に示すように、推定されるｄ軸（推定ｄ軸）が実際のｄ軸（実ｄ軸）に対して進角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、１点鎖線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して遅角側にずれる。また、図３（ｂ）に示すように、推定ｄ軸と実ｄ軸とが一致する場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、１点鎖線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、推定ｄ軸と一致する。更に、図３（ｃ）に示すように、推定ｄ軸が実ｄ軸に対して遅角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、１点鎖線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して進角側にずれる。

上記性質を利用すれば、ｄ軸を推定算出することができ、ひいては回転角度θを算出することができる。すなわち、実際に高周波信号が伝播する方向を推定ｄ軸方向としつつ高周波信号の重畳を繰り返すことで、重畳する高周波信号の位相角を実際に伝播する高周波信号の位相角に一致させることができ、ひいては、推定ｄ軸を実ｄ軸と一致させることができる。

具体的には、先の図１に示すように、高周波電圧設定部４０では、ｄ軸方向の高周波信号としての高周波信号ｖｈｄｃを、αβ変換部４２に出力する。αβ変換部４２では、高周波信号ｖｈｄｃを、α軸上の電圧信号ｖｈαｃとβ軸上の高周波信号ｖｈβｃとに変換し、上記加算器２８ａ，２８ｂに出力する。このため、３相変換部３０には、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃに高周波信号ｖｈｄｃが重畳された信号が入力されることとなる。

一方、高周波電流抽出部４４は、実電流ｉｕ，ｉｗの高周波成分のみを抽出する。すなわち、電動機１０に実際に伝播する高周波信号としてのＵ相上の電流信号ｉｈｕとＷ相上の電流信号ｉｈｗとを生成し出力する。そして、αβ変換部４６では、電流信号ｉｈｕ，ｉｈｗを、α軸上の電流信号ｉｈαとβ軸上の電流信号ｉｈβとに変換する。外積値算出部４８では、上記αβ変換部４２の出力するベクトル信号（高周波信号ｖｈαｃ，ｖｈβｃ）とαβ変換部４６の出力するベクトル信号（電流信号ｉｈα，ｉｈβ）とに基づき、これらの外積値ｏｐを算出する。この外積値ｏｐは、高周波信号ｖｈｄｃの重畳方向と電流信号ｉｈα，ｉｈβとの位相角の差と相関を有するパラメータである。このため、外積値ｏｐをゼロとすれば、高周波電圧設定部４０の出力する高周波信号ｖｈｄｃを、インダクタンスが最小の方向に重畳することができる。

ところで、電動機１０のトルクが増大すると、電動機１０における電流の流通態様によっては部分的に磁気飽和が生じることがある。以下、図４に基づきこれについて説明する。図４（ｂ）は、図４（ａ）に示すように振幅を一定としつつあらゆる方向に高周波信号を重畳したときに実際に伝播する高周波信号を示している。すなわち、図４（ｂ）は、電動機１０の駆動用の電流ベクトル（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）がｑ軸上の電流ベクトルとなったとき、インダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向から上記駆動用電流ベクトル方向側にずれる現象が生じる例を示している。この場合、高周波信号の重畳によって電動機１０を実際に伝播するベクトル信号が駆動用の電流ベクトル側に偏向する。図４（ｂ）に示す現象が生じると、外積値ｏｐをゼロとする回転角度がｄ軸方向からずれる。更に、磁気飽和が顕著となる場合には、図４（ｂ）に示すようにインダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向からずれるのみならず、外積値ｏｐによる回転角度の算出自体が困難となる。このため、外積値ｏｐをゼロとする方向をｄ軸方向と推定したのでは、回転角度θを高精度に推定算出することができない。

そこで本実施形態では、電動機１０の全トルク領域において回転角度θを高精度に推定算出すべく、以下の処理を行う。すなわち、高周波電圧設定部４０では、回転角度θに基づき、ｄ軸方向のみならず、ｑ軸方向にも高周波信号ｖｈｑｃを重畳する。詳しくは、ｄ軸方向の高周波信号ｖｈｄｃとｑ軸方向の高周波信号ｖｈｑｃとを交互に重畳する。ｄｑ乗算値算出部５０では、αβ変換部４６の出力に基づき、ｄ軸方向の高周波信号ｖｈｄｃの重畳によって電動機１０を実際に伝播する電流信号の振幅と、ｑ軸方向の高周波信号ｖｈｑｃの重畳によって電動機１０を実際に伝播する電流信号の振幅との乗算値ｍｄｑを算出する。一方、位置／速度算出部６０では、上記外積値ｏｐと、上記乗算値ｍｄｑとを取り込み、これらに基づき回転角度θを算出する。

図５に、位置／速度算出部６０の処理を示す。誤差相関量算出部６２は、外積値ｏｐと目標値算出部６４の出力とに基づき、回転角度θの角度誤差を示すパラメータである誤差相関量Δθ１を算出する。ここで、目標値算出部６４は、磁気飽和度算出部７２によって算出される電動機１０の磁気飽和度合いに応じて、回転角度θが正しい場合の外積値ｏｐのとるべき値(目標値)を算出する。この目標値は、磁気飽和が生じない低トルク領域にあっては、ゼロに設定される。そして磁気飽和度合いが大きくなるにつれて、ｄ軸方向に重畳される高周波信号ｖｈｄｃに対して電動機１０を実際に伝播する信号が進角側にずれることに対応してゼロから徐々に離間する値とされる。なお、図５には、駆動電流の振幅と目標値との関係を例示している。

一方、誤差相関量算出部６６は、乗算値ｍｄｑと、目標値算出部６８の出力とに基づき、回転角度θの角度誤差を示すパラメータである誤差相関量Δθ２を算出する。ここで、目標値算出部６８は、磁気飽和度算出部７２によって算出される電動機１０の磁気飽和度合いに応じて、回転角度θが正しい場合の乗算値ｍｄｑのとるべき値(目標値)を算出する。なお、図５には、駆動電流の振幅と目標値との関係を例示している。

磁気飽和度算出部７２は、電動機１０の磁気飽和度合いを示すパラメータを算出する部分である。本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑを入力として、磁気飽和度合いを算出する。この磁気飽和度合いを示すパラメータとしては、電動機１０を駆動するための電流の振幅及び位相角としたり、電動機１０のトルクとしたりすればよい。すなわち、磁気飽和度算出部７２に、位相角算出部７２ａ及び振幅算出部７２ｂを備えるなら、実電流ｉｄ，ｉｑから位相角と駆動電流の振幅とを算出することができる。また、磁気飽和度算出部７２がトルク算出部７２ｃを備えるなら、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき電動機１０のトルクを算出することもできる。

なお、目標値算出部６４，６８では、実際には、上記磁気飽和度算出部７２の出力に加えて、更に回転速度ωに基づき目標値を算出する。これは、回転速度ωが大きくなる場合、高周波信号を重畳する際に用いる回転角度θが、電動機１０の実際の回転角度に対して遅れる傾向にあることに鑑みてなされるものである。すなわち、回転速度ωを加味することで、高周波信号ｖｈｄｃ等を重畳する際に用いる回転角度θに含まれると想定される遅れ分を除いた回転角度（実際の回転角度）にとって適切な外積値ｏｐや乗算値ｍｄｑを目標値として設定することができる。これにより、回転角度θの算出に際して、上記遅れを補償することができる。

セレクタ７０では、誤差相関量Δθ１、Δθ２のうちのいずれを回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθとするかを切り替える。これは、図６に示すように、誤差相関量Δθ１、Δθ２と、回転角度θの実際の角度誤差(実位置誤差)との相関関係が、電動機１０の運転領域に応じて変化することに鑑みてなされる処理である。

すなわち、図６（ａ）に示すように、外積値ｏｐに基づき算出される誤差相関量Δθ１は、低トルク領域（磁気飽和度合いがないかあっても小さい領域）において、実位置誤差と一対一の対応関係があるものの、高トルク領域(磁気飽和度合いが大きい領域)においては、一対一の対応関係がなくなる。このことは、誤差相関量Δθ１は、高トルク領域においては、回転角度θの誤差を示すパラメータとして利用することが適切でないことを意味する。

一方、図６（ｂ）に示すように、乗算値ｍｄｑに基づき算出される誤差相関量Δθ２は、高トルク領域（磁気飽和度合いが大きい領域）において、実位置誤差と一対一の対応関係があるものの、低トルク領域(磁気飽和度合いがないかあっても小さい領域)においては、一対一の対応関係がなくなる。このことは、誤差相関量Δθ２は、低トルク領域においては、回転角度θの誤差を示すパラメータとして利用することが適切でないことを意味する。

こうした観点に鑑み、本実施形態では、先の図５に示したセレクタ７０において、磁気飽和度算出部７２の算出する磁気飽和度合いに基づき、誤差相関量Δθ１、Δθ２のいずれか一方を、回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθとする。この際、本実施形態では、回転速度ωを加味する。

セレクタ７０の出力する誤差相関量Δθは、速度算出部７４に取り込まれる。速度算出部７４では、誤差相関量Δθについての２重積分演算及び積分演算、比例演算の和として回転速度ωを算出する。そして、積分演算部７６では、回転速度ωを積分演算することで、回転角度θを算出する。こうした処理によれば、誤差相関量Δθ及び回転角度θを入出力とする伝達関数が３次の伝達関数となる。このため、回転速度ωが急激に変化する場合であっても、定常偏差を好適に抑制又は解消することができる。以下、これについて詳述する。

速度算出部７４の比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉ、２重積分ゲインＫｉｉを用いると、誤差相当量Δθと実際の回転角度θｒとは、以下の伝達関数にて関係づけられる。

Δθ＝−θｒ×s×s×s/(s×s×s+Kp×ｓ×ｓ＋Ki×s+Kii)

ここで、回転速度ωの変化としてランプ状の変化を仮定すると、回転速度の変化は、定数ωｉｎｃを用いて、「ωｉｎｃ／ｓ×ｓ」と表現でき、回転角度θｒは、「ωｉｎｃ／ｓ×ｓ×ｓ」と表現できる。このため、誤差相当量Δθの定常偏差Δθ（∞）は、ラプラスの最終値定理により、以下のようにゼロとなる。

Δθ（∞）
＝lim −ｓ×（ωinc／s×s×ｓ）×s×s×s/(s×s×s+Kp×ｓ×ｓ＋Ki×s+Kii)
＝０

このため、回転速度がランプ状に変化したとしても、定常偏差をゼロとすることができる。ここで、位置／速度算出部６０の処理の手順を説明する。図７は、上記処理手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、磁気飽和度合いを算出する。この処理は、上記磁気飽和度算出部７２の行う処理である。続くステップＳ１２においては、磁気飽和度合いが閾値α以上であるか否かを判断する。この処理は、誤差相関量Δθとして、誤差相関量Δ θ１を用いるか誤差相関量Δθ２を用いるかを判断するものである。上記閾値αは、誤差相関量Δθ２を用いた方が回転角度θを高精度に算出できる磁気飽和度合いの下限値を定める。なお、磁気飽和度合いが、駆動電流の振幅及び位相角によって表現される場合には、この処理は、駆動電流の振幅及び位相角のそれぞれと各別の値とを比較する処理となる。また、本実施形態では、この処理を、回転速度を加味して行う。

上記ステップＳ１２において閾値α以上でないと判断される場合には、ステップＳ１４において、先の図５の速度算出部７４のゲイン（比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉ、２重積分ゲインＫｉｉ）を、誤差相関量Δθ１用の値に設定する。続くステップＳ１６においては、上記セレクタ７０を切り替えることで、誤差相関量Δθ１を用いて回転速度ω及び回転角度θを算出する。一方、ステップＳ１２において閾値α以上であると判断される場合には、ステップＳ１８において、先の図５の速度算出部７４のゲイン（比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉ、２重積分ゲインＫｉｉ）を、誤差相関量Δθ２用の値に設定する。なお、このゲインの値は、上記ステップＳ１４にて設定される値よりも小さくすることが望ましい。続くステップＳ２０においては、上記セレクタ７０を切り替えることで、誤差相関量Δθ２を用いて回転速度ω及び回転角度θを算出する。

なお、上記ステップＳ１６，Ｓ２０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図８（ａ）に、要求トルクＴｄの推移と、回転角度の誤差(実位置誤差)の推移とを示す。図示されるように、要求トルクＴｄの上昇にかかわらず、回転角度の誤差を抑制することができ、回転角度を好適に推定することができる。ちなみに、図中、「制御切り替え」とは、誤差相関量Δθ１から誤差相関量Δθ２へと切り替えたタイミングを示している。これに対し、図８（ｂ）は、誤差相関量Δθ１に基づき速度算出部７４及び積分演算部７６によって算出される回転角度を、誤差相関量Δθ２に基づき補正する処理によって回転角度θ等を算出する場合を例示する。この場合、高トルク領域にあっては誤差相関量Δθ１が回転角度θの誤差を示すパラメータとして適切でないため、回転角度θを推定することができない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）誤差相関量Δθ１と誤差相関量Δθ２とのいずれを用いて回転角度θを算出するかを、電動機１０の磁気飽和度合いに基づき切り替えた。これにより、電動機１０の駆動状態にかかわらず、回転角度についてのより高精度の情報を取得することができる。

（２）磁気飽和度合いが閾値α以上となる場合、誤差相関量Δθ２のみによって回転角度θを算出した。これにより、誤差相関量Δθ１が回転角度θの誤差を示すパラメータとして適切でなくなる状況下にあっても、回転角度についての高精度の情報を取得することができる。

（３）回転角度θに基づき、ｄ軸方向及びｑ軸方向に交互に高周波信号ｖｈｄｃ、ｖｈｑｃを重畳する際に電動機１０を実際に伝播する信号の振幅の乗算値ｍｄｑと目標値との差に基づき誤差相関量Δθ２を算出した。これにより、実際に伝播する高周波信号の振幅と想定される振幅との差を縮めるように電動機１０の回転角度を算出することができ、ひいては回転角度θを高精度に算出することができる。特に、上記乗算値は、単一の位相角方向への重畳によって実際に伝播する信号の振幅自体よりも、実位置誤差の変化に対する変化が大きくなる傾向にあることが発明者らによって見出されている。このため、角度誤差を特に高精度に検出することができる。

（４）誤差相関量Δθ１を、重畳される高周波信号ｖｈｄｃと実際に伝播する高周波信号との２つの周波数信号の外積値ｏｐに基づき算出した。これにより、逆三角関数の演算等を行なうことなく、上記回転角度の誤差量を容易に算出することができる。

（５）外積値ｏｐと目標値との差に基づき誤差相関量Δθ１を算出した。これにより、電動機１０に磁気飽和が生じた場合であっても、外積値ｏｐに基づき回転角度θの誤差と相関を有するパラメータを算出することができる。

（６）目標値算出部６４や目標値算出部６８において、電動機１０を駆動する電流の振幅及び位相角、又はトルクに基づき目標値を算出した。これにより、目標値を適切に算出することができる。更に、この際回転速度ωを加味することで、高周波信号を重畳する際に用いる回転角度θが実際の回転角度に対して遅れる場合であっても、これを補償することができる。

（７）回転角度θを出力として誤差相関量Δθを入力とする伝達関数を、３次以上の伝達系とした。これにより、回転速度がランプ状に変化する場合等においても、回転角度に定常的な誤差が生じることを回避することができる。

（８）誤差相関量Δθを多重積分演算することで電動機１０の回転速度ωを算出する速度算出部７４、及び回転速度ωの積分演算に基づき回転角度θを算出する積分演算部７６を備えた。これにより、３次以上の伝達系を適切に構成することができる。

（９）速度算出部７４のゲインを、誤差相関量Δθ１を用いるか誤差相関量Δθ２を用いるかに応じて可変設定した。これにより、誤差相関量Δθ１と誤差相関量Δθ２とで同一の回転角度誤差に対する誤差相関量の大きさに相違があるにもかからず、回転角度を常時高精度に算出することができる。

(第２の実施形態)
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかる位置／速度算出部６０の処理を示す。なお、図９において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ハイパスフィルタ７５を備え、セレクタ７０の出力する誤差相関量Δθ、すなわち回転角度θの算出に用いる最終的な誤差相関量Δθから高周波成分のみを抽出する。特にここでは、回転角度θの周波数の６倍の高周波である６次の誤差成分を抽出する。そして、ハイパスフィルタ７５の出力によって、積分演算部７６の出力を減算することで、最終的な回転角度θを算出する。

すなわち、先の第１の実施形態によって算出される回転角度θには、その周波数の６倍の高次の角度誤差が重畳する。この高次の誤差は、誤差相関量Δθが含んでいるものである。このため、積分演算部７６の出力する回転角度を、ハイパスフィルタ７５の出力で減算することで、積分演算部７６の出力から６次の誤差を除去することができると考えられる。なお、６次の高周波は、回転速度ωに応じて変化するため、ハイパスフィルタ７５は、回転速度ωに応じてその遮断周波数が可変設定される。

以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）電動機１０の回転角度θを出力するに先立ち、出力対象とする回転角度を誤差相関量Δθの高周波成分に基づき補正した。これにより、積分演算部７６の出力から高次の誤差量を好適に除去することができる。

(第３の実施形態)
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかる位置／速度算出部６０の処理のうち、特に、誤差相関量Δθから回転角度θを算出する処理を示す。なお、図１０において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、位置／速度算出部６０は、高応答角度算出部８０と、耐ノイズ角度算出部９０とを備えている。以下、これらについて詳述する。
＜高応答角度算出部８０＞
高応答角度算出部８０では、速度算出部７４において、誤差相関量Δθについての２重積分演算及び積分演算、比例演算の和として回転速度ωを算出する。そして、積分演算部７６では、セレクタ７８の出力としての回転速度ωを積分演算することで、仮の回転角度θ１を算出する。一方、角度補正量算出部８２では、誤差相関量Δθに基づき、回転角度θ１の補正量を算出する。詳しくは、角度補正量算出部８２では、誤差相関量Δθの比例積分演算に基づき角度補正量を算出する。そして、角度補正部８４では、回転角度θ１を、角度補正量算出部８２の出力で補正することで、回転角度θを算出する。このように、高応答角度算出部８０は、上記第１の実施形態における処理に、角度補正量算出部８２による処理が加わっている。このため、角度補正量算出部８２のゲイン（比例ゲイン、積分ゲイン）を、制御設計のためのパラメータとして新たに用いることができる。このため、速度算出部７４のゲインと併せて、安定性と応答性とを個別に設計することが可能となる等、制御の設計の自由度を向上させることができる。

なお、上記構成によれば、高応答角度算出部８０は、誤差相当量Δθ及び回転角度θ１を入出力とする３次の伝達関数となる。このため、上記第１の実施形態に示したように、回転速度ωが急激に変化する場合であっても、定常偏差を好適に抑制又は解消することができる。

＜耐ノイズ角度算出部９０＞
耐ノイズ角度算出部９０では、その出力である回転角度θを微分演算部９２にて微分演算した後、これを１次遅れの伝達関数であるローパスフィルタ９４にてフィルタ処理することで、仮の回転速度ω１を算出する。一方、速度補正量算出部９８では、誤差相関量Δθの比例積分演算により速度補正量Δωを算出する。そして、速度補正部９６では、仮の回転速度ω１に速度補正量Δωを加算することで、回転速度ωを算出する。積分演算部７６では、セレクタ７８の出力としての回転速度ωを積分演算することで仮の回転角度θ１を算出する。一方、角度補正量算出部８２では、誤差相関量Δθの比例積分演算により角度補正量を算出する。そして、角度補正部８４では、仮の回転角度θ１に角度補正量算出部８２の補正量を加算することで回転角度θを算出する。

耐ノイズ角度算出部９０は、誤差相関量Δθ及び回転角度θを入出力とする３次の伝達関数となっている。このため、回転速度ωが急激に変化する場合であっても、回転角度の定常偏差を好適に抑制又は解消することができる。以下、これについて詳述する。

速度補正量算出部９８の比例ゲインＫｐ２及び積分ゲインＫｉ２と、角度補正量算出部６３の比例ゲインＫｐ３及び積分ゲインＫｉ３とを用いると、誤差相当量Δθと実際の回転角度θｒとは、以下の伝達関数にて関係づけられる。

Δθ
＝θｒ×Ts×s×s/｛(T(Kp2+Ki3)+Kp3)×ｓ×ｓ＋(TKi2+Kp2+Ki3)×ｓ＋Ki2＋T(Kp3-1)×ｓ×ｓ×ｓ｝

ここで、回転速度ωの変化としてランプ状の変化を仮定すると、回転速度の変化は、定数ωｉｎｃを用いて、「ωｉｎｃ／ｓ×ｓ」と表現でき、回転角度θｒは、「ωｉｎｃ／ｓ×ｓ×ｓ」と表現できる。このため、誤差相関量Δθの定常偏差Δθ（∞）は、ラプラスの最終値定理により、以下のようにゼロとなる。

Δθ（∞）
＝lim ｓ×（ωinc／s×s×ｓ）×Ts×s×s/｛(T(Kp2+Ki3)+Kp3)×ｓ×ｓ＋(TKi2+Kp2+Ki3)×ｓ＋Ki2＋T(Kp3-1)×ｓ×ｓ×ｓ｝
＝０

このため、回転速度がランプ状に変化したとしても、定常偏差をゼロとすることができる。なお、上記角度補正量算出部８２の比例ゲインＫｐ３及び積分ゲインＫｉ３は、速度補正量算出部９８の比例ゲインＫｐ２及び積分ゲインＫｉ２よりも小さい値に設定するこが望ましい。

上記ローパスフィルタ９４は、回転速度が定常であるときに回転角度θに生じ得る高次の振動成分を除去するように設計されている。すなわち、ローパスフィルタ９４のゲインは、特定の周波数ｆｃ（遮断周波数）以上となることで「１」未満となって漸減する。このため、先の第２の実施形態において述べた高次の振動成分の周波数よりも上記特定の周波数ｆｃの方が小さくなるように設計することで、上記振動成分を好適に除去することができる。詳しくは、本実施形態では、上記遮断周波数ｆｃを、回転速度ωに応じて可変設定する。

ところで、耐ノイズ角度算出部９０は、ローパスフィルタ９４を備えるために、応答性が低い。このため、回転速度ωが変化するときには、回転速度ωや回転角度θの推定に遅れが生じる。一方、高応答角度算出部８０は、フィルタ手段を備えないため、応答性が高い。このため、回転速度が変化するときであっても、回転速度ωや回転角度θの推定遅れが少ない。ただし、高応答角度算出部８０は、フィルタ手段を備えないため、ノイズの影響を顕著に受ける。このように、耐ノイズ角度算出部９０は、フィルタ効果が強い反面応答性が低く、また、高応答角度算出部８０は、応答性が高い反面フィルタ効果が弱いというように、互いにメリット及びデメリットを有している。そこで本実施形態では、回転速度に応じて耐ノイズ角度算出部９０及び高応答角度算出部８０のいずれを採用するかを切り替える切替部７７と、セレクタ７８とを備える。すなわち、切替部７７では、回転速度ωに基づきセレクタ７８を操作することで、位置／速度算出部６０の出力する回転角度θを、耐ノイズ角度算出部９０の出力とするか、高応答角度算出部８０の出力とするかを切り替える。

詳しくは、切替部７７では、回転速度ωが所定速度以下である場合に、耐ノイズ角度算出部９０を用い、それ以外である場合に高応答角度算出部８０を用いる。これは、回転速度が低い低回転速度領域においては、６次の高周波成分の影響を受けやすいと考えられるためである。

以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１１）高応答角度算出部８０と耐ノイズ角度算出部９０とを備え、これらを選択的に利用することで、ノイズに対する耐性の向上と応答性の向上との好適な両立を図ることができる。

（１２）耐ノイズ角度算出部９０と高応答角度算出部８０とで、積分演算部７６を共有化した。これにより、耐ノイズ角度算出部９０と高応答角度算出部８０とのいずれか一方から他方への切り替えに際しても、算出される回転角度θの連続性を簡易に確保することができる。

(第４の実施形態)
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかる位置／速度算出部６０の処理を示す。なお、図１１において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθを、誤差相関量Δθ１と誤差相関量Δθ２とのいずれにするかを選択するのではなく、これら誤差相関量Δθ１、Δθ２の寄与率を磁気飽和度合いに応じて連続的に又は３段階以上に段階的に可変とする。

すなわち、重み係数算出部１００では、回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθに対する外積値ｏｐに基づく誤差相関量Δθ１の寄与度合いを定量化する重み係数αを、磁気飽和度合いに応じて算出する。詳しくは、この際、回転速度ωを加味する。一方、重み係数算出部１０２では、回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθに対する乗算値ｍｄｑに基づく誤差相関量Δθ２の寄与度合いを定量化する重み係数βを、磁気飽和度合いに応じて算出する。

図１２に、本実施形態にかかる位置／速度算出部６０の行う処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、先の図７と同様、ステップＳ１０の処理を行った後、ステップＳ２２において、磁気飽和度合いに応じて速度算出部７４のゲインを算出する。これは、回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθに対する誤差相関量Δθ１、Δθ２の寄与度合いに応じて、速度算出部７４のゲイン（比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉ、２重積分ゲインＫｉｉ）を可変設定するための処理である。換言すれば、重み係数α、βの変更に同期してゲインを可変設定するための処理である。ちなみに、この処理においては、回転速度ωを加味する。

続くステップＳ２４においては、磁気飽和度合いに応じて、重み係数α、βを算出する。これら重み係数α、βは、磁気飽和度合いが大きくなるほど、誤差相関量Δθに対する誤差相関量Δθ２の寄与度合いが大きくなるように設定される。換言すれば、磁気飽和度合いが大きくなるほど、重み係数αは減少し、重み係数βは増加する。なお、磁気飽和度合いが所定以下である場合には、重み係数βはゼロとなり、磁気飽和度合いが規定以上となる場合には、重み係数αはゼロとなる。ちなみに、これら重み係数α、βの算出に際しては、回転速度ωを加味する。

そして、ステップＳ２６においては、回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθを算出する。すなわち、外積値ｏｐに基づく誤差相関量Δθ１に重み係数αを乗算した値と、乗算値ｍｄｑに基づく誤差相関量Δθ２に重み係数βを乗算した値との和を、回転角度θの算出に用いる誤差相関量Δθとする。なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果が得られる。

(第５の実施形態)
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、本実施形態にかかる位置／速度算出部６０の処理を示す。なお、図１３において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、外積値ｏｐに基づき回転角度θを算出する処理と、乗算値ｍｄｑに基づき回転角度θを算出する処理とで、速度算出部や積分演算部を共有化せず、各別の速度算出部７４Ｌ，７４Ｈや積分演算部７６Ｌ，７６Ｈを備える。更に、本実施形態では、外積値ｏｐに基づき回転角度θを算出する際には、高周波信号ｖｈｄｃをインダクタンスが最小となる方向に重畳するようにする。

すなわち、外積値ｏｐを速度算出部７４Ｌ及び速度算出部７４Ｌによって処理することで、仮の回転角度を算出し、これに基づき先の図１に示したαβ変換部４２にて高周波信号ｖｈｄｃをαβ変換する。ここで、積分演算部７６Ｌの出力である仮の回転角度は、インダクタンスが最小となる方向をｄ軸方向とする回転角度であるため、磁気飽和が生じる場合には、正しい角度とはならない。このため、補正量算出部１１０にて、磁気飽和度合いと回転速度ωとに基づき仮の回転角度の補正量を算出し、補正部１１２にて、仮の回転角度を補正することで最終的な回転角度θを算出する。

なお、セレクタ７０の切替時には、回転角度θの連続性を担保すべく、積分演算部７６Ｌ，７６Ｈのうち切替前に用いていた方の値を切替によって新たに用いる方の初期値とすることが望ましい。

以上詳述した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果が得られる。

(第６の実施形態)
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかるシステムの構成を示す。なお、図１４において、先の図１に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、除算値算出部５０ａにおいて、αβ変換部４６の出力に基づき、ｄ軸方向の高周波信号ｖｈｄｃの重畳によって電動機１０を実際に伝播する電流信号の振幅と、ｑ軸方向の高周波信号ｖｈｑｃの重畳によって電動機１０を実際に伝播する電流信号の振幅との除算値ｄｖを算出する。一方、位置／速度算出部６０では、上記外積値ｏｐと、上記除算値ｄｖとを取り込み、これらに基づき回転角度θを算出する。ここで、除算値ｄｖを用いた回転角度θの算出は、先の図５に示した処理の要領で行うことができる。ただし、目標値算出部６８に代えて、回転角度θに誤差がない場合に想定される除算値を目標値として用いて誤差相関量Δθ２を算出する。

以上詳述した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果が得られる。

(第７の実施形態)
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかるシステムの構成を示す。なお、図１５において、先の図１に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、高周波電圧設定部４０において、ｄ軸方向の高周波信号ｖｈｄｃのみを重畳する。一方、振幅算出部５０ｂでは、αβ変換部４６の出力に基づき、ｄ軸方向の高周波信号ｖｈｄｃの重畳によって電動機１０を実際に伝播する電流信号の振幅ｉｈｎを算出する。一方、位置／速度算出部６０では、上記外積値ｏｐと、上記振幅ｉｈｎとを取り込み、これらに基づき回転角度θを算出する。ここで、振幅ｉｈｎを用いた回転角度θの算出は、先の図５に示した処理の要領で行うことができる。ただし、目標値算出部６８に代えて、回転角度θに誤差がない場合に想定される上記振幅値を目標値として用いて誤差相関量Δθ２を算出する。

以上詳述した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態に対する上記第２の実施形態の変更点にて、上記第３〜第７の実施形態を変更してもよい。

・上記第１の実施形態に対する上記第３の実施形態の変更点にて、上記第４、第６〜７の実施形態を変更してもよい。

・上記第１の実施形態に対する上記第４の実施形態の変更点にて、上記第６〜７の実施形態を変更してもよい。

・上記第５の実施形態において、誤差相関量ΔθＬに基づき算出される回転角度と、誤差相関量Δθ２に基づき算出される回転角度との加重平均処理によって、回転角度θを算出してもよい。

・上記第１〜７の実施形態において、誤差相関量に基づき回転角度θを算出する処理として、先の第３の実施形態における耐ノイズ角度算出部９０のみを用いてもよい。

・磁気飽和度合いに基づき目標値を設定する際や、誤差相関量Δθ１に基づく回転角度θの算出と誤差相関量Δθ２に基づく回転角度θの算出との切り替えを行う際、更には重み係数α、βを設定する際に実際に用いるパラメータとしては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのベクトルの長さや、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ位相角を用いてもよい。また、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって推定される電動機１０のトルクや、要求トルクを用いてもよい。この際、駆動電流の振幅及び位相角並びにトルクのいずれか一方を上記パラメータとして用い、回転速度についてはこれを加味しないことも可能である。更に、駆動電流の振幅又は位相角のいずれか一方のみを上記パラメータとしたり、これとトルクとを上記パラメータとしてもよい。

また、上記第１〜３、５〜８の実施形態において、上記切り替えと、上記目標値の設定とを互いに相違するパラメータに基づき行ってもよい。更に、上記第４の実施形態において、上記重み係数α、βの設定と、上記目標値の設定とを互いに相違するパラメータに基づき行ってもよい。

なお、磁気飽和度合いに基づき目標値を設定する際と、誤差相関量Δθ１に基づく回転角度θの算出と誤差相関量Δθ２に基づく回転角度θの算出との切り替えを行う際と、重み係数α、βを設定する際とに実際に用いるパラメータを、それぞれ互いに相違させてもよい。ただし、回転速度ωや回転角度θを算出する際に用いるゲインについては、上記切り替えや重み係数α、βの変更に連動させて変更することが望ましいことから、ゲインの設定に用いるパラメータは、上記切り替えや重み係数α、βの算出に用いるパラメータとすることが望ましい。

・上記第１〜第７の実施形態では、外積値を、固定座標成分にて算出したがこれに限らず、回転座標成分にて算出してもよい。

・磁気飽和度合いが低い領域（低トルク領域）において回転角度θの算出に大きく寄与する誤差相関量Δθ１としては、外積値に基づき算出されるものに限らない。例えば上記外積値の算出に用いる２つのベクトル信号に基づき逆三角関数を用いることで、これらのベクトル信号間の角度差を算出してもよい。

また、例えば図１６に示されるように、電動機１０を実際に伝播する周波数信号のうちの回転角度θに基づく推定ｑ軸方向の電流成分に基づき、誤差相関量Δθ１を算出してもよい。なお、図１６においては、先の図１に示した部材と対応する部材には便宜上同一のステップ番号を付している。ここでは、ｑ軸成分量算出部４８ａにおいて、電動機１０を実際に伝播する周波数信号のうちのｑ軸の電流成分(例えばｑ軸の電流の変化量ｄｉｑ)を算出し、これを上記位置／速度算出部６０に出力している。この出力に基づく回転角度θの算出手法は、上記特許文献１に記載されている要領で行うことができる。

ちなみに、図１６の処理は、先の第１の実施形態の変形例であるが、第１の実施形態をベースとするものに限らず、例えば先の第７の実施形態をベースとするものであってもよい。

・電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅に基づき回転角度を算出する手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らず、要は、任意の位相角方向に高周波信号を重畳した際に実際に伝播する高周波信号の振幅に基づき誤差相関量Δθを算出すればよい。

・上記第３の実施形態において、耐ノイズ角度算出部９０のローパスフィルタ９４としては、１次遅れフィルタに限らず、例えば２次遅れフィルタであってもよい。この際、電気角の回転周期の６次の高調波ノイズ等の高次の振動成分を除去可能な設計とすることが望ましい。ここでも、上記実施形態のように、遮断周波数を回転速度に応じて可変設定することが望ましい。ただし、フィルタ手段としては、遮断周波数を回転速度に応じて可変設定するものにも限られない。

・上記第３の実施形態において、高応答角度算出部８０としては、フィルタ手段を備えないものに限らない。この場合であっても、耐ノイズ角度算出部９０の方が高応答角度算出部８０よりもノイズ除去の度合いの強い処理がなされるようにするなら、耐ノイズ角度算出部９０の応答性が低下するため、上述した態様での切り替えは有効である。

・上記第３の実施形態において、速度補正量算出部９８としては、誤差相関量Δθの比例演算及び積分演算の和を出力するものに限らず、例えば比例演算及び積分演算及び微分演算の和を出力する構成であってもよい。また、誤差相関量Δθの積分演算結果を出力するものであってもよい。

・上記第３の実施形態において、角度補正量算出部８２としては、誤差相関量Δθの比例演算及び積分演算の和を出力するものに限らない。例えば誤差相関量Δθの比例演算及び積分演算及び微分演算の和を出力する構成であってもよい。また、誤差相関量Δθの積分演算結果を出力するものであってもよい。更に、誤差相関量Δθの比例演算結果を出力するものであってもよい。

・速度算出部７４の構成としては、誤差相関量Δθの２重積分演算及び比例演算及び積分演算の和を算出するものに限らない。例えば誤差相関量Δθの２重積分演算及び比例演算及び積分演算及び微分演算の和を出力するものであってもよい。また、誤差相関量Δθの２重積分演算及び積分演算の和を出力するものであってもよい。更に、誤差相関量Δθの２重積分演算及び比例演算の和を出力するものであってもよい。また、誤差相関量Δθの３重積分演算結果を出力するものであってもよい。

・構造上、突極性を有する電動機としては、上記電動機１０に限らない。例えば同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。また、構造上突極性を有するものに限らず、例えば表面磁石同期モータ等のいわゆる構造上の非突極機であっても、駆動電流によって磁気的に突極性を有することとなるものについては本発明の適用は有効である。

・回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。

・上記各実施形態では、ハイブリッド車に本発明にかかる制御装置を適用したが、これに限らず、例えば電気自動車に適用してもよい。更には内燃機関を動力源とする車両におけるパワーステアリング等の動力伝達手段としての電動機に本発明の制御装置を適用してもよい。

第１の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる電動機のロータを示す図。 回転角度の検出に関する問題点を示す図。 電動機内の電流の偏向を利用した回転角度の算出手法の孕む問題点を示す図。 上記実施形態にかかる回転角度の算出処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる誤差相関量と実際の角度誤差との相関にかかる実験データを示す図。 同実施形態にかかる回転角度の算出処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる回転角度の算出処理を示すブロック図。 第３の実施形態にかかる回転角度の算出処理を示すブロック図。 第４の実施形態にかかる回転角度の算出処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる回転角度の算出処理手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる回転角度の算出処理を示すブロック図。 第６の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 第７の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 上記各実施形態の変形例にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。

符号の説明

１０…電動機、４０…高周波電圧設定部（重畳手段の構成手段の一実施形態）、６２，６６…誤差相関量算出部、７０…セレクタ（可変手段の構成手段の一実施形態）、７４…速度算出部（最終角度算出手段の構成手段の一実施形態）、７６…積分演算部（最終角度算出手段の構成手段の一実施形態）。

Claims (19)

1. インバータのスイッチング素子を操作することで突極性を有する回転機を駆動するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度についての情報を取得する回転機の制御装置において、
   前記回転角度に基づき、前記回転機の電気角の回転周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、
   前記重畳によって前記回転機を実際に伝播する周波数信号の振動方向に基づき、前記回転機の回転角度を算出する第１角度算出手段と、
   前記重畳によって前記回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅に基づき、前記回転機の回転角度を算出する第２角度算出手段と、
   前記回転機を駆動するための操作量の算出に際して用いる前記回転機の回転角度に対する前記第１角度算出手段の算出値及び前記第２角度算出手段の算出値の寄与度を可変設定する可変手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記可変手段は、前記回転機の磁気飽和度合いが大きくなるほど前記第２角度算出手段の算出値の寄与度を増大させることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記可変手段は、前記磁気飽和度合いが所定以上となる場合、前記第２角度算出手段のみによって前記操作量の算出に際して用いる前記回転機の回転角度を算出することを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記第２角度算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との差を縮めるように前記回転機の回転角度を算出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記第２角度算出手段は、前記重畳手段による単一の位相角方向への周波数信号の重畳によって前記実際に伝播する周波数信号の振幅、ｄｑ座標軸上において互いに直交する２つの位相角方向への前記重畳手段による周波数信号の重畳によって前記実際に伝播する周波数信号の振幅の乗算値、及び前記振幅の除算値のいずれかと、前記回転機の磁気飽和度合いに応じて設定される前記いずれかについての目標値との乖離度合いに基づき前記操作量の算出に際して用いる回転角度についての誤差相関量を算出する誤差相関量算出手段と、前記誤差相関量に基づき前記回転機の回転角度を算出する最終角度算出手段とを備えることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記第１角度算出手段は、前記重畳手段によって重畳される周波数信号と前記実際に伝播する周波数信号との２つの周波数信号の外積及び前記実際に伝播する周波数信号についての前記操作量の算出に際して用いる回転角度に基づく推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかに基づき、前記回転機の回転角度を算出することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記第１角度算出手段は、前記重畳手段によって重畳される周波数信号と前記実際に伝播する周波数信号との２つの周波数信号の外積及び前記実際に伝播する周波数信号についての前記操作量の算出に際して用いる回転角度に基づく推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかと前記回転機の磁気飽和度合いに応じて設定される目標値との乖離度合いに基づき前記操作量の算出に際して用いる回転角度についての誤差相関量を算出する誤差相関量算出手段と、前記誤差相関量に基づき前記回転機の回転角度を算出する最終角度算出手段とを備えることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 前記誤差相関量算出手段は、前記回転機の磁気飽和度合いに応じた前記目標値の設定を、前記回転機に対するトルク指令値、前記回転機の実トルク、前記回転機に対する電流の指令値、前記回転機の駆動電流、前記回転機の回転速度の少なくとも１つに基づき行うことを特徴とする請求項５又は７記載の回転機の制御装置。
9. 前記第１角度算出手段は、前記重畳手段によって重畳される周波数信号と前記実際に伝播する周波数信号との２つのベクトル信号の外積及び前記実際に伝播する周波数信号についての前記操作量の算出に際して用いる回転角度に基づく推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかをゼロとするように算出される回転角度を前記回転機の磁気飽和度合いに応じて補正することで前記回転機の回転角度を算出するものであり、
   前記重畳手段は、前記外積及び前記実際に伝播する周波数信号についての前記操作量の算出に際して用いる回転角度に基づく推定ｑ軸方向の電流成分のいずれかをゼロとする方向に前記周波数信号を重畳することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記最終角度算出手段によって算出される回転角度を出力として前記誤差相関量を入力とする伝達関数が３次以上の伝達系であることを特徴とする請求項５、７及び８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記最終角度算出手段は、前記誤差相関量を多重積分演算することで前記回転機の回転速度を算出する手段、及び前記回転速度の積分演算に基づき前記回転機の回転角度を算出する手段を備えることを特徴とする請求項５、７、８及び１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記最終角度算出手段は、前記積分演算に基づき算出される回転角度を前記誤差相関量に基づき補正する手段を更に備えることを特徴とする請求項１１記載の回転機の制御装置。
13. 前記最終角度算出手段は、当該最終角度算出手段の出力する回転角度の微分演算及びフィルタ処理によって前記回転機の回転速度及びその相当値のいずれかを算出する速度算出手段、前記誤差相関量に基づき前記速度算出手段の出力を補正する補正手段、及び該補正された出力の積分演算に基づき当該最終角度算出手段の出力する回転角度を算出する手段を備えて構成される耐ノイズ角度算出手段を備えることを特徴とする請求項５、７、８及び１０〜１２のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
14. 前記最終角度算出手段は、前記回転機の回転角度を出力するに先立ち、出力対象とする回転角度を前記誤差相関量の高周波成分に基づき補正する補正手段を備えることを特徴とする請求項５、７、８及び１０〜１３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
15. 前記第１角度算出手段及び前記第２角度算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号に基づき前記回転機の回転角度についての誤差相関量を算出する誤差相関量算出手段と、該誤差相関量に基づき前記回転機の回転角度を算出する最終角度算出手段とを備えて且つ、前記最終角度算出手段が前記第１角度算出手段及び前記第２角度算出手段間で共有されることを特徴とする請求項１〜８及び請求項１０〜１４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
16. 前記最終角度算出手段は、そのゲインを、前記回転機の磁気飽和の度合いに応じて可変設定することを特徴とする請求項１５記載の回転機の制御装置。
17. 前記可変手段は、前記磁気飽和度合いが所定以上となる場合、前記操作量の算出に際して用いる前記回転機の回転角度を、前記第１角度算出手段の算出値から前記第２角度算出手段の算出値に切り替えることを特徴とする請求項１〜１６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
18. 前記可変手段は、前記第１角度算出手段及び前記第２角度算出手段のそれぞれの誤差相関量算出手段の算出する誤差相関量のそれぞれに重み付けしてこれらを加算したものを、前記最終角度算出手段に出力することを特徴とする請求項１５又は１６記載の回転機の制御装置。
19. 前記可変手段は、前記磁気飽和度合いに応じた前記可変設定を、前記回転機に対するトルク指令値、前記回転機の実トルク、前記回転機に対する電流の指令値、前記回転機の駆動電流、前記回転機の回転速度の少なくとも１つに基づき行うことを特徴とする請求項１〜１８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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