JPS60118081A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPS60118081A JPS60118081A JP58224869A JP22486983A JPS60118081A JP S60118081 A JPS60118081 A JP S60118081A JP 58224869 A JP58224869 A JP 58224869A JP 22486983 A JP22486983 A JP 22486983A JP S60118081 A JPS60118081 A JP S60118081A
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- control
- phase
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の技術分野〉
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置、特にパルス
幅変調(PWM)方式トランジスタインバータによるベ
クトル制御装置に関する。
幅変調(PWM)方式トランジスタインバータによるベ
クトル制御装置に関する。
〈従来技術と問題点〉
近年、誘導電動機の連応性を向上する制御方式として、
′FL動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて
制御し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させる
ことで直流機と同等の応答性全得ようとするベクトル制
忙11方式が提案されている。
′FL動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて
制御し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させる
ことで直流機と同等の応答性全得ようとするベクトル制
忙11方式が提案されている。
このようなベクトル制御方式として、電動機に又流電力
を供給する電力変換装置にPWM方式インバータを使っ
り電圧形ベク) /l−制御方式とし、二次磁束弁と二
次電流分との間に互いの干渉分をキャンセルできる非干
渉制御方式を本願出願人は既に提案している(%願昭5
8−39434号)。
を供給する電力変換装置にPWM方式インバータを使っ
り電圧形ベク) /l−制御方式とし、二次磁束弁と二
次電流分との間に互いの干渉分をキャンセルできる非干
渉制御方式を本願出願人は既に提案している(%願昭5
8−39434号)。
この概要を第1図全参照して以下に説明する。
電動機1にPWM方式トランジスタインバータ2から電
圧制御による一次電圧を供給して該電動機1に磁束と二
次電流とが互いに直交するよう制御するにおいて、磁束
の方間全α軸とし二次電流の方向をα軸に直交するβ軸
として指令値としてのα相−次電流11−及びβ相−次
電流lτβがら夫々α相−次電圧eId+β相−次・1
圧e1β−の二相電圧信号を得るのに、補正演算回路3
によって電動機1のβ相−次電流l、βによる磁束への
干渉及びα相−次電流i、aによる二次電流への干渉を
取除くようにしている。この補正演算回路3によってα
相−次電圧e1(ltβ相−次電圧e1βは、互いに非
干渉にした磁束、二次電流の指令信号にな九これら信号
は極座標法文は二軸法にょる相電圧演算回路7によって
インバータ2の三相電圧指令信号e:* eb*、 、
c*に変換される。
圧制御による一次電圧を供給して該電動機1に磁束と二
次電流とが互いに直交するよう制御するにおいて、磁束
の方間全α軸とし二次電流の方向をα軸に直交するβ軸
として指令値としてのα相−次電流11−及びβ相−次
電流lτβがら夫々α相−次電圧eId+β相−次・1
圧e1β−の二相電圧信号を得るのに、補正演算回路3
によって電動機1のβ相−次電流l、βによる磁束への
干渉及びα相−次電流i、aによる二次電流への干渉を
取除くようにしている。この補正演算回路3によってα
相−次電圧e1(ltβ相−次電圧e1βは、互いに非
干渉にした磁束、二次電流の指令信号にな九これら信号
は極座標法文は二軸法にょる相電圧演算回路7によって
インバータ2の三相電圧指令信号e:* eb*、 、
c*に変換される。
β相−次電流指令11/*は速度設足値vJと電動機の
速度検出器4の検出値ω1との突合せで速度調節器5の
出力として取出され、電源角周波数ω。は角周波数演算
回路6によって得る。また、相電圧演算回路7における
二相・三相変換に必要な正弦波・余弦波信号BINω。
速度検出器4の検出値ω1との突合せで速度調節器5の
出力として取出され、電源角周波数ω。は角周波数演算
回路6によって得る。また、相電圧演算回路7における
二相・三相変換に必要な正弦波・余弦波信号BINω。
t 、 CO8ωotは電源角周波数ω。全使って三角
関数発生回路8から得るし、インバータ2におけるパル
ス幅変調に必要な搬送波としての三角波信号Tr+はω
。全使って三角波発生回路9から得る。10はインバー
タ2に直流電力を供給する整流器である。
関数発生回路8から得るし、インバータ2におけるパル
ス幅変調に必要な搬送波としての三角波信号Tr+はω
。全使って三角波発生回路9から得る。10はインバー
タ2に直流電力を供給する整流器である。
このように、電動機の一次電圧’iPWM方式インパー
クでベクトル制御する方式は、非干渉制御のための補正
演算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御
と異なシー次電圧全フィードフォワード制御することに
なって非常に応答性に優れ、直流機以上の応答特性が確
認されている。
クでベクトル制御する方式は、非干渉制御のための補正
演算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御
と異なシー次電圧全フィードフォワード制御することに
なって非常に応答性に優れ、直流機以上の応答特性が確
認されている。
しかし、この方式は一次′1圧全オープンループで制御
するため、トランジスタインバータ2のトランジスタ間
のデッドタイムによる電圧減少分が制御誤差となって現
われることがある。
するため、トランジスタインバータ2のトランジスタ間
のデッドタイムによる電圧減少分が制御誤差となって現
われることがある。
〈発明の目的〉
本発明は、トランジスタインバータのデッドタイムによ
って生じる制御誤差を補償して制御性能を同上したベク
トル制御装置全提供すること全目的とする。
って生じる制御誤差を補償して制御性能を同上したベク
トル制御装置全提供すること全目的とする。
〈発明の概要〉
本発明は二軸制御電圧信号”111f+ から極座標@
宜β に変換してさらに三相に変換する極座標法による相電圧
演算において、デッドタイムによる電圧降下全演算して
該演算結果全極座標−三相変換に加算する補償?するこ
と全特徴とする。
宜β に変換してさらに三相に変換する極座標法による相電圧
演算において、デッドタイムによる電圧降下全演算して
該演算結果全極座標−三相変換に加算する補償?するこ
と全特徴とする。
〈発明の原理的な説明〉
第1図におけるインバータ2が第2図に示すようにトラ
ンジスタTrl〜Tr6 と帰還ダイオードD□〜D6
の並列回路?ブリッジ接続にしたインバータ主回路2
A le持つものにおいて、例えばトランジスタTr1
とTryの上下アームの転流時に両トランジスタが同時
に点弧状態になる期間が生じるとターンオフロスが大き
くなるため、ターンオフするトランジスタに対してター
ンオフ′j′るトランジスタ全わずかに遅らせる制菌が
なされる。
ンジスタTrl〜Tr6 と帰還ダイオードD□〜D6
の並列回路?ブリッジ接続にしたインバータ主回路2
A le持つものにおいて、例えばトランジスタTr1
とTryの上下アームの転流時に両トランジスタが同時
に点弧状態になる期間が生じるとターンオフロスが大き
くなるため、ターンオフするトランジスタに対してター
ンオフ′j′るトランジスタ全わずかに遅らせる制菌が
なされる。
いま、α相の出力電流1aが図示方間にある期間ヲ考え
ると、PWM波形に従ってトランジスタTrIからトラ
ンジスタTr2に転流するにはトランジスタTrlのオ
フ時点でダイオードD、が導通して直流1aを流し続け
、トランジスタTryO点弧を遅らせるも何ら影響がな
い。逆に、トランジスタTryがらTr、への転流はト
ランジスタTr2がもともと非導通でダイオードD、が
導通しているため、トランジスタTrIがオンするまで
は電動機1にはダイオードDtk通して負側゛電位から
2工流1aが流れることになる。これは電流i&が図示
とは逆方間の期間についてもTrIとTr2.D、とD
+に置換えて同じ動作になる。
ると、PWM波形に従ってトランジスタTrIからトラ
ンジスタTr2に転流するにはトランジスタTrlのオ
フ時点でダイオードD、が導通して直流1aを流し続け
、トランジスタTryO点弧を遅らせるも何ら影響がな
い。逆に、トランジスタTryがらTr、への転流はト
ランジスタTr2がもともと非導通でダイオードD、が
導通しているため、トランジスタTrIがオンするまで
は電動機1にはダイオードDtk通して負側゛電位から
2工流1aが流れることになる。これは電流i&が図示
とは逆方間の期間についてもTrIとTr2.D、とD
+に置換えて同じ動作になる。
これら関係全第3図で説明する。位相1[tlJ H角
ψの′也流1aが第2図矢印方間の工期111JTpに
制御電圧1言号eQと三角波Trlとの比較にょるPw
M波形に従ってトランジスタTr1とTrlkオン・オ
フするのに、トランジスタTrlとTr、の接続点の電
位が正極性に変化するのにトランジスタTr1の点弧遅
れ(テッドタイムTdJだけ遅れる。逆に、電[1aが
負期間TNでは電位が負極性に変化するのがトランジス
タTr2に設定するテンドタイムTdだけ遅れる。この
遅れ分は同図(dJに示すように等測的に幅Tdのパル
ス状電圧Edが逆極性に加わったものとなり、この電圧
金7−リエ展開した基本渡分は本来出力しようとした電
圧ea に対して逆極性になるため基本波出力電圧金工
げるように作用する。このように、制御電圧信号ea*
、eb*、@c*に対してトランジスタに設定するデッ
ドタイムによる制御出力の低下が発生し、意図する制御
出力に誤差を発生する。
ψの′也流1aが第2図矢印方間の工期111JTpに
制御電圧1言号eQと三角波Trlとの比較にょるPw
M波形に従ってトランジスタTr1とTrlkオン・オ
フするのに、トランジスタTrlとTr、の接続点の電
位が正極性に変化するのにトランジスタTr1の点弧遅
れ(テッドタイムTdJだけ遅れる。逆に、電[1aが
負期間TNでは電位が負極性に変化するのがトランジス
タTr2に設定するテンドタイムTdだけ遅れる。この
遅れ分は同図(dJに示すように等測的に幅Tdのパル
ス状電圧Edが逆極性に加わったものとなり、この電圧
金7−リエ展開した基本渡分は本来出力しようとした電
圧ea に対して逆極性になるため基本波出力電圧金工
げるように作用する。このように、制御電圧信号ea*
、eb*、@c*に対してトランジスタに設定するデッ
ドタイムによる制御出力の低下が発生し、意図する制御
出力に誤差を発生する。
このデッドタイムTdによって生じる逆電圧の平均KE
vBは次の(J) 、 (2)から(3)式のようにな
る。
vBは次の(J) 、 (2)から(3)式のようにな
る。
Qd =2π・Td −f ・・・・・・・・・・・・
・(2)EDB ”” Ed ” ’rd・(P−1,
1・f ・・・・・・・(3)ここで、Edはインバー
タ2の直流・電圧、Pは制御電圧信号(e&*等〕の1
周期に対する三角波Tr。
・(2)EDB ”” Ed ” ’rd・(P−1,
1・f ・・・・・・・(3)ここで、Edはインバー
タ2の直流・電圧、Pは制御電圧信号(e&*等〕の1
周期に対する三角波Tr。
のパルス数、fは制H111圧信号の周波数である。
次に、デッドタイムTdの無い理想的な制御で得られる
基本波′電圧e、は次の(4)式で示される。
基本波′電圧e、は次の(4)式で示される。
・=Ed ・・・・・・・(4)
ここで、μは制御電圧信号(ea*等)振幅と三角波振
幅の比になる制−率である。
幅の比になる制−率である。
この基本波電圧e1に対して、デッドタイム電圧eDB
は位相角(力率角)ψを考慮して次の(5)式になる。
は位相角(力率角)ψを考慮して次の(5)式になる。
eDB−”Ed’Td−(P−1)・f81N(o+t
−cp) 、、、、(5)この式中、π・Td・(P−
1)・f=μd と置くとインバータ出力電圧e(基本
波)は次の(7) 、 (8)式になる。
−cp) 、、、、(5)この式中、π・Td・(P−
1)・f=μd と置くとインバータ出力電圧e(基本
波)は次の(7) 、 (8)式になる。
e==el+eI)B −IN■・・11f6)−と遵
(μ・SINωを一μd−5IN(ωを一り月−−・・
−−・(力=シ μ2+μ!d−2μ・μdCO8ψ・
5IN(ωt+α)・・ (8)但し、・−tぶ2rμ
μ! μ−μdjCoSψ 上述までのことから、本発明はデッドタイムTdによっ
て減少する電圧13DB (前述の(5)式)奮予め見
込んで極座標から制御電圧信号(ea*や”l d p
elβ)?補償することで正確な出力電圧金得る。
(μ・SINωを一μd−5IN(ωを一り月−−・・
−−・(力=シ μ2+μ!d−2μ・μdCO8ψ・
5IN(ωt+α)・・ (8)但し、・−tぶ2rμ
μ! μ−μdjCoSψ 上述までのことから、本発明はデッドタイムTdによっ
て減少する電圧13DB (前述の(5)式)奮予め見
込んで極座標から制御電圧信号(ea*や”l d p
elβ)?補償することで正確な出力電圧金得る。
〈笑施列〉
第4図は、本発明の一実施例全庁す要部回路図である。
極座標法による相電圧演算回路7Aは、制御電圧信号e
1(Z+elβ から極座標に変換する極座標変換回路
11と、この変換回路11による電圧E1と位相角δか
ら各相制御電圧信号ea*+ eb*・ec*に変換す
るだめの極座標−三相変換回路12とを具える。ここで
、変換回路I2は極座標−三相変換にデッドタイム電圧
EDBによる補正を行なう。このために、デッドタイム
電圧演算器13が設けられる。
1(Z+elβ から極座標に変換する極座標変換回路
11と、この変換回路11による電圧E1と位相角δか
ら各相制御電圧信号ea*+ eb*・ec*に変換す
るだめの極座標−三相変換回路12とを具える。ここで
、変換回路I2は極座標−三相変換にデッドタイム電圧
EDBによる補正を行なう。このために、デッドタイム
電圧演算器13が設けられる。
極座標変換回路11の変換演算は
El =5π丁・・・・・(9)
6=謬竺 ・・・・・α0)
elα
となる。また、デッドタイム電圧演算器13の演算は角
周波数ω、三角波パルス故P、設足されるデッドタイム
Tdから次の00式 %式% からデッドタイム電圧eDBの大きさをめる。
周波数ω、三角波パルス故P、設足されるデッドタイム
Tdから次の00式 %式% からデッドタイム電圧eDBの大きさをめる。
そして、極座標−三相変換回路12は各相についてデッ
ドタイム[:凱圧eDB分?加えた演算tする。
ドタイム[:凱圧eDB分?加えた演算tする。
例えばa相の制御電圧信号e、L*には次の演算でめる
。
。
8B*=61 +eDB
= E、 5IN(ωt+δ)十恥BSIN(ωを十δ
−ψ)=J E1’十EDB!+2EIEDBCO8ψ
・5IN(ωt+δ−αハ・(12第5図は本発明に基
いた実験結果を示す特性図である。トルクflilJ
Ial用′IIt、流設定1直IIβに対して、デッド
タイム補償前のトルク特性T、(実線で示す)に比べて
デッドタイム補償によるトルク特性T!(破線で示す)
がトルク大の部分で直線性に優れている。このトルク特
性T、では定格トルクT0の3倍程度にまでトルク指令
1.βに対して直線的に増加している。特性fは出力周
波数?示し、特性Vaは補償前のれ相出力電圧、V&′
は補償後の出力電圧を示す。なお、デッドタイムTdは
35μSとした。
−ψ)=J E1’十EDB!+2EIEDBCO8ψ
・5IN(ωt+δ−αハ・(12第5図は本発明に基
いた実験結果を示す特性図である。トルクflilJ
Ial用′IIt、流設定1直IIβに対して、デッド
タイム補償前のトルク特性T、(実線で示す)に比べて
デッドタイム補償によるトルク特性T!(破線で示す)
がトルク大の部分で直線性に優れている。このトルク特
性T、では定格トルクT0の3倍程度にまでトルク指令
1.βに対して直線的に増加している。特性fは出力周
波数?示し、特性Vaは補償前のれ相出力電圧、V&′
は補償後の出力電圧を示す。なお、デッドタイムTdは
35μSとした。
なお、実施例において、力率が良い揚台には前述の(8
)又はb2式におけるCOSψ=1としてニヨる演算か
らめても良い。
)又はb2式におけるCOSψ=1としてニヨる演算か
らめても良い。
〈発明の効果〉
本発明によれば、PWM方式トランジスタイ/バークに
よるベクトル制御において、トランジスタのデッドタイ
ムによる電圧降下?補償して制御性能を同上できる効果
がある。
よるベクトル制御において、トランジスタのデッドタイ
ムによる電圧降下?補償して制御性能を同上できる効果
がある。
第1図は非干渉制御のベクトル制御方式構成図、第2図
はトランジスタインバータの主回路図、第3図はデッド
タイムによる誤差分音説明するための波形図、第4図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第5図は本発明に
基鵡た実験結果を示す特性図である。 2・・・インバータ、3・・・補償回路、7,7A・・
・相電圧演算回路、8・・・三角関数発生回路、9・・
・三角波発生回路、11・・・極座標変換回路、12・
・・極座標−三相変換回路、13・・・デッドタイム電
圧演算器。
はトランジスタインバータの主回路図、第3図はデッド
タイムによる誤差分音説明するための波形図、第4図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第5図は本発明に
基鵡た実験結果を示す特性図である。 2・・・インバータ、3・・・補償回路、7,7A・・
・相電圧演算回路、8・・・三角関数発生回路、9・・
・三角波発生回路、11・・・極座標変換回路、12・
・・極座標−三相変換回路、13・・・デッドタイム電
圧演算器。
Claims (1)
- 誘導電動機の二次磁束と二次電流ベクトル全極座標法に
よってパルス幅変調方式トランジスタインバータに与え
る制御電圧信号で互いに直交させる制御全行な9ベタト
ル制御装置において、上記トランジスタインバータに設
定するデッドタイム(Td)による制御電圧降下分(I
IDB) k極座標−三相変換に加算する制御手段を備
え、デッドタイムによる制御出力低下を補償すること全
特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58224869A JPS60118081A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58224869A JPS60118081A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60118081A true JPS60118081A (ja) | 1985-06-25 |
JPH0519396B2 JPH0519396B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=16820439
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58224869A Granted JPS60118081A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60118081A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6460264A (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-07 | Hitachi Ltd | Method and device for controlling voltage type inverter |
JP2008086083A (ja) * | 2006-09-26 | 2008-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Pwmインバータ制御装置及びpwmインバータ制御方法並びに冷凍空調装置 |
-
1983
- 1983-11-29 JP JP58224869A patent/JPS60118081A/ja active Granted
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6460264A (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-07 | Hitachi Ltd | Method and device for controlling voltage type inverter |
JP2008086083A (ja) * | 2006-09-26 | 2008-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Pwmインバータ制御装置及びpwmインバータ制御方法並びに冷凍空調装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0519396B2 (ja) | 1993-03-16 |
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