JPS60118081A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPS60118081A JPS60118081A JP58224869A JP22486983A JPS60118081A JP S60118081 A JPS60118081 A JP S60118081A JP 58224869 A JP58224869 A JP 58224869A JP 22486983 A JP22486983 A JP 22486983A JP S60118081 A JPS60118081 A JP S60118081A
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- control
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の技術分野〉
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置、特にパルス
幅変調（ＰＷＭ）方式トランジスタインバータによるベ
クトル制御装置に関する。
幅変調（ＰＷＭ）方式トランジスタインバータによるベ
クトル制御装置に関する。
〈従来技術と問題点〉
近年、誘導電動機の連応性を向上する制御方式として、
′ＦＬ動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて
制御し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させる
ことで直流機と同等の応答性全得ようとするベクトル制
忙１１方式が提案されている。
′ＦＬ動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて
制御し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させる
ことで直流機と同等の応答性全得ようとするベクトル制
忙１１方式が提案されている。
このようなベクトル制御方式として、電動機に又流電力
を供給する電力変換装置にＰＷＭ方式インバータを使っ
り電圧形ベク） ／ｌ−制御方式とし、二次磁束弁と二
次電流分との間に互いの干渉分をキャンセルできる非干
渉制御方式を本願出願人は既に提案している（％願昭５
８−３９４３４号）。
を供給する電力変換装置にＰＷＭ方式インバータを使っ
り電圧形ベク） ／ｌ−制御方式とし、二次磁束弁と二
次電流分との間に互いの干渉分をキャンセルできる非干
渉制御方式を本願出願人は既に提案している（％願昭５
８−３９４３４号）。
この概要を第１図全参照して以下に説明する。
電動機１にＰＷＭ方式トランジスタインバータ２から電
圧制御による一次電圧を供給して該電動機１に磁束と二
次電流とが互いに直交するよう制御するにおいて、磁束
の方間全α軸とし二次電流の方向をα軸に直交するβ軸
として指令値としてのα相−次電流１１−及びβ相−次
電流ｌτβがら夫々α相−次電圧ｅＩｄ＋β相−次・１
圧ｅ１β−の二相電圧信号を得るのに、補正演算回路３
によって電動機１のβ相−次電流ｌ、βによる磁束への
干渉及びα相−次電流ｉ、ａによる二次電流への干渉を
取除くようにしている。この補正演算回路３によってα
相−次電圧ｅ１（ｌｔβ相−次電圧ｅ１βは、互いに非
干渉にした磁束、二次電流の指令信号にな九これら信号
は極座標法文は二軸法にょる相電圧演算回路７によって
インバータ２の三相電圧指令信号ｅ：＊ ｅｂ＊、 、
ｃ＊に変換される。
圧制御による一次電圧を供給して該電動機１に磁束と二
次電流とが互いに直交するよう制御するにおいて、磁束
の方間全α軸とし二次電流の方向をα軸に直交するβ軸
として指令値としてのα相−次電流１１−及びβ相−次
電流ｌτβがら夫々α相−次電圧ｅＩｄ＋β相−次・１
圧ｅ１β−の二相電圧信号を得るのに、補正演算回路３
によって電動機１のβ相−次電流ｌ、βによる磁束への
干渉及びα相−次電流ｉ、ａによる二次電流への干渉を
取除くようにしている。この補正演算回路３によってα
相−次電圧ｅ１（ｌｔβ相−次電圧ｅ１βは、互いに非
干渉にした磁束、二次電流の指令信号にな九これら信号
は極座標法文は二軸法にょる相電圧演算回路７によって
インバータ２の三相電圧指令信号ｅ：＊ ｅｂ＊、 、
ｃ＊に変換される。
β相−次電流指令１１／＊は速度設足値ｖＪと電動機の
速度検出器４の検出値ω１との突合せで速度調節器５の
出力として取出され、電源角周波数ω。は角周波数演算
回路６によって得る。また、相電圧演算回路７における
二相・三相変換に必要な正弦波・余弦波信号ＢＩＮω。
速度検出器４の検出値ω１との突合せで速度調節器５の
出力として取出され、電源角周波数ω。は角周波数演算
回路６によって得る。また、相電圧演算回路７における
二相・三相変換に必要な正弦波・余弦波信号ＢＩＮω。
ｔ 、 ＣＯ８ωｏｔは電源角周波数ω。全使って三角
関数発生回路８から得るし、インバータ２におけるパル
ス幅変調に必要な搬送波としての三角波信号Ｔｒ＋はω
。全使って三角波発生回路９から得る。１０はインバー
タ２に直流電力を供給する整流器である。
関数発生回路８から得るし、インバータ２におけるパル
ス幅変調に必要な搬送波としての三角波信号Ｔｒ＋はω
。全使って三角波発生回路９から得る。１０はインバー
タ２に直流電力を供給する整流器である。
このように、電動機の一次電圧’ｉＰＷＭ方式インパー
クでベクトル制御する方式は、非干渉制御のための補正
演算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御
と異なシー次電圧全フィードフォワード制御することに
なって非常に応答性に優れ、直流機以上の応答特性が確
認されている。
クでベクトル制御する方式は、非干渉制御のための補正
演算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御
と異なシー次電圧全フィードフォワード制御することに
なって非常に応答性に優れ、直流機以上の応答特性が確
認されている。
しかし、この方式は一次′１圧全オープンループで制御
するため、トランジスタインバータ２のトランジスタ間
のデッドタイムによる電圧減少分が制御誤差となって現
われることがある。
するため、トランジスタインバータ２のトランジスタ間
のデッドタイムによる電圧減少分が制御誤差となって現
われることがある。
〈発明の目的〉
本発明は、トランジスタインバータのデッドタイムによ
って生じる制御誤差を補償して制御性能を同上したベク
トル制御装置全提供すること全目的とする。
って生じる制御誤差を補償して制御性能を同上したベク
トル制御装置全提供すること全目的とする。
〈発明の概要〉
本発明は二軸制御電圧信号”１１１ｆ＋ から極座標＠
宜β に変換してさらに三相に変換する極座標法による相電圧
演算において、デッドタイムによる電圧降下全演算して
該演算結果全極座標−三相変換に加算する補償？するこ
と全特徴とする。
宜β に変換してさらに三相に変換する極座標法による相電圧
演算において、デッドタイムによる電圧降下全演算して
該演算結果全極座標−三相変換に加算する補償？するこ
と全特徴とする。
〈発明の原理的な説明〉
第１図におけるインバータ２が第２図に示すようにトラ
ンジスタＴｒｌ〜Ｔｒ６ と帰還ダイオードＤ□〜Ｄ６
の並列回路？ブリッジ接続にしたインバータ主回路２
Ａ ｌｅ持つものにおいて、例えばトランジスタＴｒ１
とＴｒｙの上下アームの転流時に両トランジスタが同時
に点弧状態になる期間が生じるとターンオフロスが大き
くなるため、ターンオフするトランジスタに対してター
ンオフ′ｊ′るトランジスタ全わずかに遅らせる制菌が
なされる。
ンジスタＴｒｌ〜Ｔｒ６ と帰還ダイオードＤ□〜Ｄ６
の並列回路？ブリッジ接続にしたインバータ主回路２
Ａ ｌｅ持つものにおいて、例えばトランジスタＴｒ１
とＴｒｙの上下アームの転流時に両トランジスタが同時
に点弧状態になる期間が生じるとターンオフロスが大き
くなるため、ターンオフするトランジスタに対してター
ンオフ′ｊ′るトランジスタ全わずかに遅らせる制菌が
なされる。
いま、α相の出力電流１ａが図示方間にある期間ヲ考え
ると、ＰＷＭ波形に従ってトランジスタＴｒＩからトラ
ンジスタＴｒ２に転流するにはトランジスタＴｒｌのオ
フ時点でダイオードＤ、が導通して直流１ａを流し続け
、トランジスタＴｒｙＯ点弧を遅らせるも何ら影響がな
い。逆に、トランジスタＴｒｙがらＴｒ、への転流はト
ランジスタＴｒ２がもともと非導通でダイオードＤ、が
導通しているため、トランジスタＴｒＩがオンするまで
は電動機１にはダイオードＤｔｋ通して負側゛電位から
２工流１ａが流れることになる。これは電流ｉ＆が図示
とは逆方間の期間についてもＴｒＩとＴｒ２．Ｄ、とＤ
＋に置換えて同じ動作になる。
ると、ＰＷＭ波形に従ってトランジスタＴｒＩからトラ
ンジスタＴｒ２に転流するにはトランジスタＴｒｌのオ
フ時点でダイオードＤ、が導通して直流１ａを流し続け
、トランジスタＴｒｙＯ点弧を遅らせるも何ら影響がな
い。逆に、トランジスタＴｒｙがらＴｒ、への転流はト
ランジスタＴｒ２がもともと非導通でダイオードＤ、が
導通しているため、トランジスタＴｒＩがオンするまで
は電動機１にはダイオードＤｔｋ通して負側゛電位から
２工流１ａが流れることになる。これは電流ｉ＆が図示
とは逆方間の期間についてもＴｒＩとＴｒ２．Ｄ、とＤ
＋に置換えて同じ動作になる。
これら関係全第３図で説明する。位相１［ｔｌＪ Ｈ角
ψの′也流１ａが第２図矢印方間の工期１１１ＪＴｐに
制御電圧１言号ｅＱと三角波Ｔｒｌとの比較にょるＰｗ
Ｍ波形に従ってトランジスタＴｒ１とＴｒｌｋオン・オ
フするのに、トランジスタＴｒｌとＴｒ、の接続点の電
位が正極性に変化するのにトランジスタＴｒ１の点弧遅
れ（テッドタイムＴｄＪだけ遅れる。逆に、電［１ａが
負期間ＴＮでは電位が負極性に変化するのがトランジス
タＴｒ２に設定するテンドタイムＴｄだけ遅れる。この
遅れ分は同図（ｄＪに示すように等測的に幅Ｔｄのパル
ス状電圧Ｅｄが逆極性に加わったものとなり、この電圧
金７−リエ展開した基本渡分は本来出力しようとした電
圧ｅａ に対して逆極性になるため基本波出力電圧金工
げるように作用する。このように、制御電圧信号ｅａ＊
、ｅｂ＊、＠ｃ＊に対してトランジスタに設定するデッ
ドタイムによる制御出力の低下が発生し、意図する制御
出力に誤差を発生する。
ψの′也流１ａが第２図矢印方間の工期１１１ＪＴｐに
制御電圧１言号ｅＱと三角波Ｔｒｌとの比較にょるＰｗ
Ｍ波形に従ってトランジスタＴｒ１とＴｒｌｋオン・オ
フするのに、トランジスタＴｒｌとＴｒ、の接続点の電
位が正極性に変化するのにトランジスタＴｒ１の点弧遅
れ（テッドタイムＴｄＪだけ遅れる。逆に、電［１ａが
負期間ＴＮでは電位が負極性に変化するのがトランジス
タＴｒ２に設定するテンドタイムＴｄだけ遅れる。この
遅れ分は同図（ｄＪに示すように等測的に幅Ｔｄのパル
ス状電圧Ｅｄが逆極性に加わったものとなり、この電圧
金７−リエ展開した基本渡分は本来出力しようとした電
圧ｅａ に対して逆極性になるため基本波出力電圧金工
げるように作用する。このように、制御電圧信号ｅａ＊
、ｅｂ＊、＠ｃ＊に対してトランジスタに設定するデッ
ドタイムによる制御出力の低下が発生し、意図する制御
出力に誤差を発生する。
このデッドタイムＴｄによって生じる逆電圧の平均ＫＥ
ｖＢは次の（Ｊ） 、 （２）から（３）式のようにな
る。
ｖＢは次の（Ｊ） 、 （２）から（３）式のようにな
る。
Ｑｄ ＝２π・Ｔｄ −ｆ ・・・・・・・・・・・・
・（２）ＥＤＢ ”” Ｅｄ ” ’ｒｄ・（Ｐ−１，
１・ｆ ・・・・・・・（３）ここで、Ｅｄはインバー
タ２の直流・電圧、Ｐは制御電圧信号（ｅ＆＊等〕の１
周期に対する三角波Ｔｒ。
・（２）ＥＤＢ ”” Ｅｄ ” ’ｒｄ・（Ｐ−１，
１・ｆ ・・・・・・・（３）ここで、Ｅｄはインバー
タ２の直流・電圧、Ｐは制御電圧信号（ｅ＆＊等〕の１
周期に対する三角波Ｔｒ。
のパルス数、ｆは制Ｈ１１１圧信号の周波数である。
次に、デッドタイムＴｄの無い理想的な制御で得られる
基本波′電圧ｅ、は次の（４）式で示される。
基本波′電圧ｅ、は次の（４）式で示される。
・＝Ｅｄ ・・・・・・・（４）
ここで、μは制御電圧信号（ｅａ＊等）振幅と三角波振
幅の比になる制−率である。
幅の比になる制−率である。
この基本波電圧ｅ１に対して、デッドタイム電圧ｅＤＢ
は位相角（力率角）ψを考慮して次の（５）式になる。
は位相角（力率角）ψを考慮して次の（５）式になる。
ｅＤＢ−”Ｅｄ’Ｔｄ−（Ｐ−１）・ｆ８１Ｎ（ｏ＋ｔ
−ｃｐ） 、、、、（５）この式中、π・Ｔｄ・（Ｐ−
１）・ｆ＝μｄ と置くとインバータ出力電圧ｅ（基本
波）は次の（７） 、 （８）式になる。
−ｃｐ） 、、、、（５）この式中、π・Ｔｄ・（Ｐ−
１）・ｆ＝μｄ と置くとインバータ出力電圧ｅ（基本
波）は次の（７） 、 （８）式になる。
ｅ＝＝ｅｌ＋ｅＩ）Ｂ −ＩＮ■・・１１ｆ６）−と遵
（μ・ＳＩＮωを一μｄ−５ＩＮ（ωを一り月−−・・
−−・（力＝シ μ２＋μ！ｄ−２μ・μｄＣＯ８ψ・
５ＩＮ（ωｔ＋α）・・ （８）但し、・−ｔぶ２ｒμ
μ！ μ−μｄｊＣｏＳψ 上述までのことから、本発明はデッドタイムＴｄによっ
て減少する電圧１３ＤＢ （前述の（５）式）奮予め見
込んで極座標から制御電圧信号（ｅａ＊や”ｌ ｄ ｐ
ｅｌβ）？補償することで正確な出力電圧金得る。
（μ・ＳＩＮωを一μｄ−５ＩＮ（ωを一り月−−・・
−−・（力＝シ μ２＋μ！ｄ−２μ・μｄＣＯ８ψ・
５ＩＮ（ωｔ＋α）・・ （８）但し、・−ｔぶ２ｒμ
μ！ μ−μｄｊＣｏＳψ 上述までのことから、本発明はデッドタイムＴｄによっ
て減少する電圧１３ＤＢ （前述の（５）式）奮予め見
込んで極座標から制御電圧信号（ｅａ＊や”ｌ ｄ ｐ
ｅｌβ）？補償することで正確な出力電圧金得る。
〈笑施列〉
第４図は、本発明の一実施例全庁す要部回路図である。
極座標法による相電圧演算回路７Ａは、制御電圧信号ｅ
１（Ｚ＋ｅｌβ から極座標に変換する極座標変換回路
１１と、この変換回路１１による電圧Ｅ１と位相角δか
ら各相制御電圧信号ｅａ＊＋ ｅｂ＊・ｅｃ＊に変換す
るだめの極座標−三相変換回路１２とを具える。ここで
、変換回路Ｉ２は極座標−三相変換にデッドタイム電圧
ＥＤＢによる補正を行なう。このために、デッドタイム
電圧演算器１３が設けられる。
１（Ｚ＋ｅｌβ から極座標に変換する極座標変換回路
１１と、この変換回路１１による電圧Ｅ１と位相角δか
ら各相制御電圧信号ｅａ＊＋ ｅｂ＊・ｅｃ＊に変換す
るだめの極座標−三相変換回路１２とを具える。ここで
、変換回路Ｉ２は極座標−三相変換にデッドタイム電圧
ＥＤＢによる補正を行なう。このために、デッドタイム
電圧演算器１３が設けられる。
極座標変換回路１１の変換演算は
Ｅｌ ＝５π丁・・・・・（９）
６＝謬竺 ・・・・・α０）
ｅｌα
となる。また、デッドタイム電圧演算器１３の演算は角
周波数ω、三角波パルス故Ｐ、設足されるデッドタイム
Ｔｄから次の００式 ％式％ からデッドタイム電圧ｅＤＢの大きさをめる。
周波数ω、三角波パルス故Ｐ、設足されるデッドタイム
Ｔｄから次の００式 ％式％ からデッドタイム電圧ｅＤＢの大きさをめる。
そして、極座標−三相変換回路１２は各相についてデッ
ドタイム［：凱圧ｅＤＢ分？加えた演算ｔする。
ドタイム［：凱圧ｅＤＢ分？加えた演算ｔする。
例えばａ相の制御電圧信号ｅ、Ｌ＊には次の演算でめる
。
。
８Ｂ＊＝６１ ＋ｅＤＢ
＝ Ｅ、 ５ＩＮ（ωｔ＋δ）十恥ＢＳＩＮ（ωを十δ
−ψ）＝Ｊ Ｅ１’十ＥＤＢ！＋２ＥＩＥＤＢＣＯ８ψ
・５ＩＮ（ωｔ＋δ−αハ・（１２第５図は本発明に基
いた実験結果を示す特性図である。トルクｆｌｉｌＪ
Ｉａｌ用′ＩＩｔ、流設定１直ＩＩβに対して、デッド
タイム補償前のトルク特性Ｔ、（実線で示す）に比べて
デッドタイム補償によるトルク特性Ｔ！（破線で示す）
がトルク大の部分で直線性に優れている。このトルク特
性Ｔ、では定格トルクＴ０の３倍程度にまでトルク指令
１．βに対して直線的に増加している。特性ｆは出力周
波数？示し、特性Ｖａは補償前のれ相出力電圧、Ｖ＆′
は補償後の出力電圧を示す。なお、デッドタイムＴｄは
３５μＳとした。
−ψ）＝Ｊ Ｅ１’十ＥＤＢ！＋２ＥＩＥＤＢＣＯ８ψ
・５ＩＮ（ωｔ＋δ−αハ・（１２第５図は本発明に基
いた実験結果を示す特性図である。トルクｆｌｉｌＪ
Ｉａｌ用′ＩＩｔ、流設定１直ＩＩβに対して、デッド
タイム補償前のトルク特性Ｔ、（実線で示す）に比べて
デッドタイム補償によるトルク特性Ｔ！（破線で示す）
がトルク大の部分で直線性に優れている。このトルク特
性Ｔ、では定格トルクＴ０の３倍程度にまでトルク指令
１．βに対して直線的に増加している。特性ｆは出力周
波数？示し、特性Ｖａは補償前のれ相出力電圧、Ｖ＆′
は補償後の出力電圧を示す。なお、デッドタイムＴｄは
３５μＳとした。
なお、実施例において、力率が良い揚台には前述の（８
）又はｂ２式におけるＣＯＳψ＝１としてニヨる演算か
らめても良い。
）又はｂ２式におけるＣＯＳψ＝１としてニヨる演算か
らめても良い。
〈発明の効果〉
本発明によれば、ＰＷＭ方式トランジスタイ／バークに
よるベクトル制御において、トランジスタのデッドタイ
ムによる電圧降下？補償して制御性能を同上できる効果
がある。
よるベクトル制御において、トランジスタのデッドタイ
ムによる電圧降下？補償して制御性能を同上できる効果
がある。
第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成図、第２図
はトランジスタインバータの主回路図、第３図はデッド
タイムによる誤差分音説明するための波形図、第４図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第５図は本発明に
基鵡た実験結果を示す特性図である。 ２・・・インバータ、３・・・補償回路、７，７Ａ・・
・相電圧演算回路、８・・・三角関数発生回路、９・・
・三角波発生回路、１１・・・極座標変換回路、１２・
・・極座標−三相変換回路、１３・・・デッドタイム電
圧演算器。
はトランジスタインバータの主回路図、第３図はデッド
タイムによる誤差分音説明するための波形図、第４図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第５図は本発明に
基鵡た実験結果を示す特性図である。 ２・・・インバータ、３・・・補償回路、７，７Ａ・・
・相電圧演算回路、８・・・三角関数発生回路、９・・
・三角波発生回路、１１・・・極座標変換回路、１２・
・・極座標−三相変換回路、１３・・・デッドタイム電
圧演算器。
Claims (1)
- 誘導電動機の二次磁束と二次電流ベクトル全極座標法に
よってパルス幅変調方式トランジスタインバータに与え
る制御電圧信号で互いに直交させる制御全行な９ベタト
ル制御装置において、上記トランジスタインバータに設
定するデッドタイム（Ｔｄ）による制御電圧降下分（Ｉ
ＩＤＢ） ｋ極座標−三相変換に加算する制御手段を備
え、デッドタイムによる制御出力低下を補償すること全
特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224869A JPS60118081A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224869A JPS60118081A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60118081A true JPS60118081A (ja) | 1985-06-25 |
| JPH0519396B2 JPH0519396B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=16820439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58224869A Granted JPS60118081A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60118081A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6460264A (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-07 | Hitachi Ltd | Method and device for controlling voltage type inverter |
| JP2008086083A (ja) * | 2006-09-26 | 2008-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍインバータ制御装置及びｐｗｍインバータ制御方法並びに冷凍空調装置 |
-
1983
- 1983-11-29 JP JP58224869A patent/JPS60118081A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6460264A (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-07 | Hitachi Ltd | Method and device for controlling voltage type inverter |
| JP2008086083A (ja) * | 2006-09-26 | 2008-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍインバータ制御装置及びｐｗｍインバータ制御方法並びに冷凍空調装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0519396B2 (ja) | 1993-03-16 |
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