JPWO2019244614A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2019244614A1
JPWO2019244614A1 JP2020525463A JP2020525463A JPWO2019244614A1 JP WO2019244614 A1 JPWO2019244614 A1 JP WO2019244614A1 JP 2020525463 A JP2020525463 A JP 2020525463A JP 2020525463 A JP2020525463 A JP 2020525463A JP WO2019244614 A1 JPWO2019244614 A1 JP WO2019244614A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
phase
drift
phase current
current sensor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2020525463A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6949223B2 (ja
Inventor
高見 鈴木
高見 鈴木
優太 中村
優太 中村
和成 黒川
和成 黒川
拓馬 加藤
拓馬 加藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Keihin Corp
Original Assignee
Keihin Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Keihin Corp filed Critical Keihin Corp
Publication of JPWO2019244614A1 publication Critical patent/JPWO2019244614A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6949223B2 publication Critical patent/JP6949223B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたチョッパ回路が並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、前記チョッパ回路の一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流を検出する単一の電流センサと、前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、を備え、前記電流センサは、前記各リアクトルに流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出することを特徴とする電力変換装置である。

Description

本発明は、電力変換装置に関する。
本願は、２０１８年６月１８日に、日本に出願された特願２０１８−１１５５４７号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
下記特許文献１には、スイッチング素子及びリアクトルを組み合わせた二つのチョッパ回路を並列接続した多相コンバータが開示されている。上記チョッパ回路は、第１のチョッパ回路及び第２のチョッパ回路を備える。
上記多相コンバータは、第１のチョッパ回路及び第２のチョッパ回路の相互間の電流アンバランス（以下、「偏流」という。）を単一の電流センサで検出する。上記多相コンバータは、上記単一の電流センサが検出した偏流を低減するように各スイッチング素子のスイッチングを制御する。
上記単一の電流センサは、第１のチョッパ回路のリアクトルからスイッチング素子やダイオードに向かう第１の電流と、第２のチョッパ回路のリアクトルからスイッチング素子やダイオードに向かう第２の電流とがそれぞれ逆方向になるように検出する。これにより、上記単一の電流センサは、第１の電流と第２の電流との差である偏流を検出することが可能となる。
特許第５７３４４４１号公報
上記単一の電流センサで検出される電流は、第１の電流と、その第１の電流が流れる方向と逆向きの第２の電流とが合計された電流となる。そのため、第１の電流と第２の電流とが互いに打ち消し合ってしまう。したがって、単一の電流センサで検出される電流値が小さくなってしまい、偏流の検出精度が低下する場合がある。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、多相コンバータにおける偏流の検出精度を向上させることである。
（１）本発明の一態様は、スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたチョッパ回路が並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、前記チョッパ回路の一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流を検出する単一の電流センサと、前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、を備え、前記電流センサは、前記各リアクトルに流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出することを特徴とする電力変換装置である。
（２）上記（１）の電力変換装置であって、前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された前記相電流が増加から減少に変化したときの当該相電流である変化点相電流に基づいて、前記偏流を検出してもよい。
（３）上記（２）の電力変換装置であって、前記偏流検出部は、前記各スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられた場合に前記電流センサで検出された前記相電流を、前記変化点相電流として取得してもよい。
（４）上記（２）又は上記（３）の電力変換装置であって、前記電流センサから前記偏流検出部に入力される前記相電流を所定時間だけ遅延させる遅延部をさらに備え、前記偏流検出部は、第１のタイミングで前記電流センサから前記相電流を取得し、前記所定時間は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられる第２のタイミングと、前記第１のタイミングとの差分の時間に設定されてもよい。
（５）上記（２）から上記（４）のいずれかの電力変換装置であって、前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された複数の前記変化点相電流の電流差を前記偏流として検出してもよい。
（６）上記（１）から上記（５）のいずれかの電力変換装置であって、前記各リアクトルは、互いに磁気結合されていてもよい。
（７）上記（１）から上記（６）のいずれかの電力変換装置であって、前記多相コンバータは、二つの前記チョッパ回路が並列に接続された二相式のコンバータであってもよい。
以上説明したように、本発明によれば、偏流の検出精度を向上させることができる。
本実施形態に係るＰＣＵ１の概略構成の一例を示す図である。 本実施形態に係る電流センサ２６で検出される合計相電流ＩＰＮの波形の一例を示す図である。 本実施形態に係る偏流検出部５２の概略構成図である。 本実施形態に係る制御部５１の概略構成図である。
以下、本実施形態に係る電力変換装置を、図面を用いて説明する。
図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の概略構成の一例を示す図である。電力変換装置１は、モータＭを動力源として走行する車両に搭載される。例えば、電力変換装置１は、ハイブリット車や電気自動車等の車両に搭載される。例えば、電力変換装置１は、ＰＣＵ（Power Control Unit）である。
図１に示すように、電力変換装置１は、多相コンバータ２、インバータ３、遅延部４、及び制御装置５を備える。
多相コンバータ２は、例えば、車載用の多相型のＤＣＤＣコンバータである。多相コンバータ２は、直流電源Ｅから入力された直流電圧ＶＢを所定の電圧Ｖｃ（以下、「昇圧電圧」という。）に昇圧してインバータ３に出力する。なお、本実施形態では、多相コンバータ２は二相のＤＣＤＣコンバータである場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、その相数は二以上であれば特に限定されない。以下に、本実施形態に係る多相コンバータ２の具体的な構成について説明する。
多相コンバータ２は、一次側コンデンサ２１、チョッパ回路２２，２３、二次側コンデンサ２４、電圧検出部２５、及び電流センサ２６を備える。
一次側コンデンサ２１は、第１の端部が直流電源Ｅのプラス端子に接続されており、第２の端部が直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。一次側コンデンサ２１は、直流電源Ｅから出力される直流電圧ＶＢを平滑する平滑コンデンサである。
チョッパ回路２２，２３は、直流電源Ｅ及びインバータ３の間において、互いに並列に接続されている。本実施形態では、チョッパ回路２２，２３は、昇圧チョッパ回路である場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、降圧チョッパ回路でもよいし、昇降圧チョッパ回路であってもよい。
チョッパ回路２２は、リアクトルＬ１及びパワーモジュールＰ１を備える。
リアクトルＬ１は第１の端部が一次側コンデンサ２１の第１の端部に接続されており、第２の端部がパワーモジュールＰ１に接続されている。
パワーモジュールＰ１は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を備える。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、ＦＥＴ（Field Effective Transistor；電界効果トランジスタ）等であってもよい。
スイッチング素子Ｑ１は、コレクタ端子が二次側コンデンサ２４の第１の端部に接続されており、エミッタ端子がスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子に接続されている。
スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子は、直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点は、リアクトルＬ１の第２の端部に接続されている。スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のゲート端子は、それぞれ制御装置５に接続されている。
チョッパ回路２３は、リアクトルＬ２及びパワーモジュールＰ２を備える。
リアクトルＬ２は、第１の端部が一次側コンデンサ２１の第１の端部に接続されており、第２の端部がパワーモジュールＰ２に接続されている。リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とは、互いに磁気結合している。
パワーモジュールＰ２は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４を備える。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４は、ＩＧＢＴである場合について説明するが、本発明はこれに限定されず、例えば、ＦＥＴ等であってもよい。
スイッチング素子Ｑ３は、コレクタ端子が二次側コンデンサ２４の第１の端部に接続されており、エミッタ端子がスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子に接続されている。
スイッチング素子Ｑ４のエミッタ端子は、直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。
スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子との接続点は、リアクトルＬ２の第２の端部に接続されている。スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４のゲート端子は、それぞれ制御装置５に接続されている。
二次側コンデンサ２４は、第１の端部がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ端子に接続され、第２の端部が直流電源Ｅのマイナス端子に接続されている。二次側コンデンサ２４は、平滑コンデンサである。
電圧検出部２５は、二次側コンデンサ２４の両端の電位差を検出する。二次側コンデンサ２４の両端の電圧差は、チョッパ回路２２，２３によって昇圧された昇圧電圧Ｖｃである。電圧検出部２５は、検出した昇圧電圧Ｖｃを制御装置５に出力する。
電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の一次側に設けられ、流れる方向が同一な第１の相電流ＩＬ１と第２の相電流ＩＬ２との双方の相電流を検出する。電流センサ２６は、単一の電流センサである。電流センサ２６は、第１の相電流ＩＬ１と第２の相電流ＩＬ２との合計の相電流（以下、「合計相電流」という。）ＩＰＮを検出して偏流検出部５２に出力する。チョッパ回路２２,２３の一次側とは、電流電源Ｅのプラス端子と、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子及びスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子の接続点との間、かつ、電流電源Ｅのプラス端子と、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子及びスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子の接続点との間である。
インバータ３は、制御装置５による制御により、多相コンバータ２から出力された昇圧電圧Ｖｃを交流電圧に変換する。インバータ３は、変換した交流電圧をモータＭに供給する。
遅延部４は、電流センサ２６からの出力を所定の時間遅延させて制御装置５に送信する。例えば、遅延部４は、ローパスフィルタである。
制御装置５は、制御部５１及び偏流検出部５２を備える。
制御部５１は、チョッパ回路２２，２３の駆動を制御する。具体的には、制御部５１は、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とを異なるタイミングでスイッチング制御する。これにより、互いに異なる位相（例えば、１８０°の位相差）の電流がチョッパ回路２２，２３に流れる。
制御部５１は、スイッチング素子Ｑ２がオン状態に制御することでリアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２、及び直流電源Ｅのマイナス端子に電流を流すことで、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。そして、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に制御することで、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子Ｑ１を介して二次側コンデンサ２４に供給することで直流電源ＶＢを昇圧する。スイッチング素子Ｑ２がオン状態及びオフ状態の双方においてリアクトルＬ１に流れる電流（以下、「相電流」という。）を、第１の相電流ＩＬ１という。
制御部５１は、スイッチング素子Ｑ４がオン状態に制御することでリアクトルＬ２、スイッチング素子Ｑ４、及び直流電源Ｅのマイナス端子に電流を流すことで、リアクトルＬ２にエネルギーを蓄積する。そして、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御することで、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子Ｑ３を介して二次側コンデンサ２４に供給することで直流電源ＶＢを昇圧する。スイッチング素子Ｑ４がオン状態及びオフ状態の双方においてリアクトルＬ２に流れる電流（以下、「相電流」という。）を、第２の相電流ＩＬ２という。
多相コンバータ２は、二相式のＤＣＤＣコンバータとして動作する。そのため、第１の相電流ＩＬ１及び第２の相電流ＩＬ２の流れ方向は互いに同一方向となる。すなわち、第１の相電流ＩＬ１が直流電源ＥからリアクトルＬ１を介してパワーモジュールＰ１に流れる場合には、第２の相電流ＩＬ２は直流電源ＥからリアクトルＬ２を介してパワーモジュールＰ２に流れる。
制御部５１は、第１の相電流ＩＬ１及び第２の相電流ＩＬ１の相互間の電流差（以下、「偏流」という。）を低減するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのそれぞれのスイッチングをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。具体的には、制御部５１は、第１のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力し、第１のＰＷＭ信号と位相が１８０°異なる第２のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に出力する。これにより、多相コンバータ２は、リップルが少ない安定した昇圧電圧Ｖｃを生成することができる。
偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮに基づいて、第１の相電流ＩＬ１及び第２の相電流ＩＬ２の相互間の偏流を検出する。以下に、本実施形態に係る偏流の検出方法について、図２を用いて説明する。図２は、電流センサ２６で検出される合計相電流ＩＰＮの波形の一例を示す図である。
図２に示すように、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮの波形は、大別して２種類の変化点Ａ，Ｂを有する。変化点Ａ，Ｂとは、合計相電流ＩＰＮが増加から減少に変化する点である。
例えば、変化点Ａは、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に切り替えられたタイミング（時刻ｔ１）を示す。したがって、変化点Ａでの合計相電流ＩＰＮは、第１の相電流ＩＬ１の最大値を示す。変化点Ｂは、スイッチング素子Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替えられたタイミング（時刻ｔ２）を示す。したがって、変化点Ｂでの合計相電流ＩＰＮは、第２の相電流ＩＬ２の最大値を示す。
リアクトルＬ１及びリアクトルＬ２は自相に流れる電流が大きくなると自己インタクタンスが小さくなる特性を有する。そのため、相電流が大きくなるほど、相電流のリップル電流が大きくなる。したがって、合計相電流の波形には、偏流に応じて変化点Ａと変化点Ｂとで合計相電流の最大値に偏りが生じる。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのスイッチングの位相差が１８０°であるため、変化点Ａと変化点Ｂとは、それぞれ１８０°ごとに交互に発生する。
偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮが増加から減少に変化したときの合計相電流（以下、「変化点相電流」という。）に基づいて、偏流を検出する。すなわち、偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮにおいて、変化点Ａでの合計相電流ＩＰＮである変化点相電流ＩＡと変化点Ｂでの合計相電流ＩＰＮである変化点相電流ＩＢとの差分を偏流として検出する。
偏流検出部５２における変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとの取得方法は特に限定されないが、例えば、以下の方法（ａ）及び（ｂ）のいずれかにより取得可能である。
（ａ）偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された合計相電流ＩＰＮのうち、所定の期間内において、増加から減少に変化したときの合計相電流ＩＰＮを取得することで、変化点相電流Ａ及び変化点相電流Ｂを取得する。
・（ｂ）偏流検出部５２は、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替えられた場合に電流センサ２６から出力される各合計相電流ＩＰＮを、それぞれ変化点相電流Ａ及び変化点相電流Ｂとして取得する。
上記（ｂ）では、偏流検出部５２は、電流センサ２６から合計相電流ＩＰＮを取得するタイミング（以下、「取得タイミング」という。）と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることで、変化点相電流Ａ及び変化点相電流Ｂを取得する。
ただし、偏流検出部５２の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることができない場合には、遅延部４を電力変換装置１に設けるとともに、偏流検出部５２を図３に示す構成とすることで、偏流検出部５２は、上記（ｂ）の方法で変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとを取得することができる。
偏流検出部５２の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることができない場合とは、例えば、偏流検出部５２の取得タイミングが、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングではなく、搬送波（三角波）の山及び谷のタイミングである場合である。なお、上記（ｂ）において、遅延部４を設けなくとも、偏流検出部５２の取得タイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオフの各タイミングとを同期させることが可能である場合には、遅延部４は、電力変換装置１の必須な構成ではない。以下に、図３に示す偏流検出部５２の構成について説明する。
図３に示すように、偏流検出部５２は、第１取得部５２１、第２取得部５２２、及び偏流算出部５２３を備える。
遅延部４は、電流センサ２６からの出力を所定の時間遅延させ、第１取得部５２１が合計相電流ＩＰＮを取得する第１のタイミングと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をターンオフの第２のタイミングとを同期させる。例えば、遅延部４は、搬送波（三角波）の山のタイミングと上記第１のＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングとの差を遅延時間Δｔとして、第１取得部５２１から出力される合計相電流ＩＰＮを遅延時間Δｔだけ遅延させて偏流算出部５２３に入力する。遅延部４は、搬送波（三角波）の谷のタイミングと上記第２のＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングとの差を遅延時間Δｔとして、第１取得部５２１から出力される合計相電流ＩＰＮを遅延時間Δｔだけ遅延させて偏流算出部５２３に入力してもよい。
第１のタイミングとは、第１のＰＷＭ信号，第２のＰＷＭ信号を生成するための搬送波（三角波）の山及び谷のそれぞれのタイミングである。
第１取得部５２１は、第１のタイミングで遅延部４からの合計相電流ＩＰＮを取得する。第１取得部５２１は、遅延部４を介して第１のタイミングで取得した合計相電流ＩＰＮを偏流算出部５２３に出力する。
第２取得部５２２は、遅延部４を介さずに、第１のタイミングで電流センサ２６からの合計相電流ＩＰＮを取得して制御装置５に出力する。
偏流算出部５２３は、遅延部４で遅延時間Δｔだけ遅延させられた合計相電流ＩＰＮを取得することで、合計相電流ＩＰＮを変化点相電流Ａ，Ｂとして取得する。このように、遅延部４が合計相電流ＩＰＮを遅延時間Δｔだけ遅延させることで、偏流算出部５２３は、第１のタイミングで変化点相電流Ａ，Ｂを取得することができる。
そして、偏流算出部５２３は、その取得した変化点相電流Ａ，Ｂから偏流を算出して制御装置５に出力する。
以下に、本実施形態に係る制御部５１の構成について、図４を用いて説明する。
制御部５１は、電圧制御部４１、電流制御部４２、補正部４３、搬送波発生部４４、位相シフト部４５、及び比較部４６，４７を備える。
電圧制御部４１は、電圧検出部２５により検出された昇圧電圧Ｖｃと予め設定された目標電圧との偏差に対してＰＩ演算を実行することで、その偏差をゼロに近づけるための電流指令値を算出する。
電流制御部４２は、電圧制御部４１で算出された電流指令値と、第２取得部５２２から取得した合計相電流ＩＰＮとの偏差に対してＰＩ演算を実行することで、その偏差をゼロに近づけるための信号であるスイッチング指令値Ｄを算出する。
補正部４３は、偏流検出部５２で検出された偏流を抑制するために、電流制御部４２で算出されたスイッチング指令値Ｄを、その偏流を抑制するためのスイッチング指令値Ｄ´に補正する。例えば、補正部４３は、偏流検出部５２で検出された偏流に所定の係数を乗算した値をスイッチング指令値Ｄに対して加算することでスイッチング指令値Ｄ´（Ｄ１´）を生成して比較部４６に出力する。また、補正部４３は、偏流検出部５２で検出された偏流に所定の係数を乗算した値をスイッチング指令値Ｄに対して減算することでスイッチング指令値Ｄ´（Ｄ２´）を生成して比較部４７に出力する。
搬送波発生部４４は、上記搬送波を生成して位相シフト部４５及び比較部４７に出力する。
位相シフト部４５は、搬送波発生部４４からの搬送波の位相を、例えば１８０°位相シフトする。これにより、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４とは、交互にオン状態に制御される。位相シフト部４５は、位相シフトした搬送波を比較部４６に出力する。
比較部４６は、スイッチング指令値Ｄ１´と、位相シフト部４５から出力された搬送波とを比較することで、第１のＰＷＭ信号を生成して、パワーモジュールＰ１に出力する。これにより、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＰＷＭ制御することができる。
比較部４７は、スイッチング指令値Ｄ２´と、搬送波発生部４４から出力された搬送波とを比較することで、第２のＰＷＭ信号を生成して、パワーモジュールＰ２に出力する。これにより、制御部５１は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＰＷＭ制御することができる。
上述したように、本実施形態に係る電力変換装置１は、単一の電流センサ２６及び偏流検出部５２を備える。単一の電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の一次側に設けられ、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態及びオフ状態の双方において各リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる相電流を検出する。偏流検出部５２は、電流センサ２６により検出された相電流に基づいて、リアクトルＬ１に流れる相電流とリアクトルＬ２に流れる相電流との偏流を検出する。そして、電流センサ２６は、各リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出する。
このような構成により、電流センサ２６で検出される相電流の値が小さくなることがない。したがって、本実施形態に係る電力変換装置１は、偏流の検出精度を向上させることができる。
また、電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の一次側に設けられていてもよい。そのため、電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３で昇圧される前の相電流を検出し、その検出した相電流に基づいて偏流を算出する。これにより、偏流検出部５２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動した際に発生するスイッチング損失による影響を受けずに、より精度よく偏流を検出することができる。
例えば、電流センサ２６が、チョッパ回路２２，２３の高圧側に設けられてしまうと、車両の走行状態に応じてインバータ３のスイッチング素子が駆動し、その駆動した際に流れる電流の交流成分が電流センサ２６に影響を与える場合がある。そのため、電流センサ２６がチョッパ回路２２，２３の高圧側に設けられると、前記電流センサ２６は、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を正確に検出することができない場合がある。本実施形態に係る電流センサ２６は、チョッパ回路２２，２３の低圧側である一次側に設けられてもよい。そのため、上記電流の交流成分が電流センサ２６に影響を与えることがない。したがって、本実施形態の電流センサ２６は、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を正確に検出することができる。
本実施形態の制御装置５は、単一の電流センサ２６の電流値及び偏流値を検出する。制御装置５の電流制御部４２は、電流指令値と電流値とに基づいてスイッチング指令値Ｄを求める。制御装置５の補正部４３は、スイッチング指令値Ｄを、その偏流を抑制するためのスイッチング指令値Ｄ´に補正する。つまり、制御装置５は、単一の電流センサ２６を用いて、相電流の電流制御及び偏流の抑制を行う。そのため、制御装置５は、複数の電流センサを使用して相電流の電流制御及び偏流の抑制を行う場合と比較して、複数の電流センサを使用することによる部品の検出感度差（バラツキ）をなくすことができる。制御装置５は、複数の電流センサを使用する構成よりも精度よく偏流を制御することができる。複数の電流センサを使用して相電流の電流制御及び偏流の抑制を行う場合とは、例えば、制御装置が第１の電流センサの計測値に基づいて電流制御を行い、第１の電流センサとは異なる第２の電流センサの計測値に基づいて偏流を抑制する場合である。
さらに、上記リアクトルＬ１，Ｌ２は互いに磁気結合しているため、直流重畳特性を有する。したがって、電流センサ２６で検出される合計相電流ＩＰＮの最大値である変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとに顕著な差が発生する。そのため、電力変換装置１は、変化点相電流ＩＡと変化点相電流ＩＢとの値に基づいて電流偏差を算出するが可能となり、より精度よく偏流を検出することができる。
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
例えば、上記実施形態において、電流制御部４２は、リアクトルＬ１，Ｌ２の自己インダクタンス成分と相互インダクタンス成分とに基づいて、ＰＩ演算の比例ゲインを可変させてもよい。これにより、電流制御部４２は、電流センサ２６の応答性を向上させることができる。
上記実施形態において、制御装置５は、電流センサ２６で検出された合計相電流ＩＰＮが所定値を超える場合には、多相コンバータ２から出力される電流が過電流であると判定してもよい。これにより、電力変換装置１は、過電流を検出する電流センサを別途備える必要がない。
上記実施形態において、電流センサ２６は、リアクタンスＬ１，Ｌ２とパワーモジュールＰ１，Ｐ２とを接続する配線（例えば、バスバー）に流れる相電流を検出するように配置されているが、本発明はこれに限定されない。例えば、直流電源Ｅのプラス端子と、インダクタＬ１の第１の端部及びインダクタＬ２の第１の端部の接続点と、の間に設置されてもよい。すなわち、電流センサ２６は、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流が取得できればよく、多相コンバータ２の１次側のどの位置に設置されてもよい。
上記実施形態において、偏流検出部５２と制御部５１とは一体で構成されてもよいし、機械的に別体で構成されてもよい。例えば、本実施形態に係る電力変換装置１は、制御装置５と別体に構成された偏流検出装置を備え、前記偏流検出装置が偏流検出部５２の機能を備え、制御装置５が制御部５１の機能を備えてもよい。
上記の電力変換装置によれば、多相コンバータにおける偏流の検出精度を向上させることができる。
１ 電力変換装置
２ 多相コンバータ
５ 制御装置
２２，２３ チョッパ回路
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
Ｐ１，Ｐ２ パワーモジュール
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
２６ 電流センサ
５２ 偏流検出部

Claims (7)

  1. スイッチング素子と前記スイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたチョッパ回路が並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、
    前記チョッパ回路の一次側に設けられ、前記各スイッチング素子がオン状態及びオフ状態の双方において前記各リアクトルに流れる相電流を検出する単一の電流センサと、
    前記電流センサにより検出された前記相電流に基づいて前記多相コンバータにおける相電流の偏流を検出する偏流検出部と、
    を備え、
    前記電流センサは、前記各リアクトルに流れる相電流の方向が互いに同一方向になるように相電流を検出することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された前記相電流が増加から減少に変化したときの当該相電流である変化点相電流に基づいて、前記偏流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記偏流検出部は、前記各スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられた場合に前記電流センサで検出された前記相電流を、前記変化点相電流として取得することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記電流センサから前記偏流検出部に入力される前記相電流を所定時間だけ遅延させる遅延部をさらに備え
    前記偏流検出部は、第１のタイミングで前記電流センサから前記相電流を取得し、
    前記所定時間は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられる第２のタイミングと、前記第１のタイミングとの差分の時間に設定されることを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
  5. 前記偏流検出部は、前記電流センサにより検出された複数の前記変化点相電流の電流差を前記偏流として検出することを特徴とする請求項２〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 前記各リアクトルは、互いに磁気結合されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 前記多相コンバータは、二つの前記チョッパ回路が並列に接続された二相式のコンバータであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
JP2020525463A 2018-06-18 2019-06-04 電力変換装置 Active JP6949223B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018115547 2018-06-18
JP2018115547 2018-06-18
PCT/JP2019/022089 WO2019244614A1 (ja) 2018-06-18 2019-06-04 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2019244614A1 true JPWO2019244614A1 (ja) 2021-02-15
JP6949223B2 JP6949223B2 (ja) 2021-10-13

Family

ID=68983364

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2020525463A Active JP6949223B2 (ja) 2018-06-18 2019-06-04 電力変換装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11735995B2 (ja)
JP (1) JP6949223B2 (ja)
CN (1) CN112335164A (ja)
DE (1) DE112019003059T5 (ja)
WO (1) WO2019244614A1 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7213833B2 (ja) * 2020-01-07 2023-01-27 日立Astemo株式会社 電力変換装置
JP7165692B2 (ja) * 2020-01-08 2022-11-04 日立Astemo株式会社 多相コンバータ制御装置
US11502613B2 (en) * 2020-08-18 2022-11-15 Lear Corporation DC-DC converter that applies a dual active bridge rectifier topology
JPWO2022254508A1 (ja) * 2021-05-31 2022-12-08
WO2024161634A1 (ja) * 2023-02-03 2024-08-08 三菱電機株式会社 電力変換装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012210145A (ja) * 2011-03-28 2012-10-25 Tdk-Lambda Uk Ltd インターリーブパワーコンバータおよびインターリーブパワーコンバータ用コントローラ
US20130076135A1 (en) * 2011-09-28 2013-03-28 General Electric Company High-Power Boost Converter
JP2014060851A (ja) * 2012-09-18 2014-04-03 Toshiba Corp Ｄｃｄｃコンバータ
JP5734441B2 (ja) * 2011-09-14 2015-06-17 三菱電機株式会社 多重チョッパ装置
WO2017169062A1 (ja) * 2016-03-31 2017-10-05 住友電気工業株式会社 チョッパ回路
WO2017217022A1 (ja) * 2016-06-14 2017-12-21 住友電気工業株式会社 多相ｄｃ／ｄｃコンバータ、コンピュータプログラム及び多相ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3454186B2 (ja) * 1999-05-14 2003-10-06 株式会社日立製作所 電力変換装置
DE102005045889B4 (de) * 2005-09-26 2008-11-20 Continental Automotive Gmbh Mehrphasiger Gleichstromsteller und Verfahren zum Betreiben eines mehrphasigen Gleichstromstellers
JP2012115018A (ja) * 2010-11-24 2012-06-14 Toyota Motor Corp 電力制御装置
JP6233178B2 (ja) * 2014-05-09 2017-11-22 トヨタ自動車株式会社 昇圧コンバータ装置
JP6026049B2 (ja) * 2014-11-11 2016-11-16 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP6358397B2 (ja) * 2015-07-14 2018-07-18 サンケン電気株式会社 多相力率改善回路
JP6647883B2 (ja) * 2016-01-26 2020-02-14 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法、システム電源
JP6277247B1 (ja) * 2016-10-03 2018-02-07 本田技研工業株式会社 変換装置、機器及び制御方法
CN109804543B (zh) * 2016-10-13 2020-12-08 三菱电机株式会社 电力变换装置、马达驱动控制装置、送风机、压缩机以及空气调节机
CN107026568B (zh) * 2017-05-19 2020-04-10 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法及开关电源
WO2019097602A1 (ja) * 2017-11-15 2019-05-23 三菱電機株式会社 電力変換装置
DE112018007516T5 (de) * 2018-04-25 2021-01-14 Mitsubishi Electric Corporation Leistungsumwandlungsvorrichtung
US10181794B1 (en) * 2018-07-27 2019-01-15 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Two-stage multi-phase switch-mode power converter with inter-stage phase shedding control

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012210145A (ja) * 2011-03-28 2012-10-25 Tdk-Lambda Uk Ltd インターリーブパワーコンバータおよびインターリーブパワーコンバータ用コントローラ
JP5734441B2 (ja) * 2011-09-14 2015-06-17 三菱電機株式会社 多重チョッパ装置
US20130076135A1 (en) * 2011-09-28 2013-03-28 General Electric Company High-Power Boost Converter
JP2014060851A (ja) * 2012-09-18 2014-04-03 Toshiba Corp Ｄｃｄｃコンバータ
WO2017169062A1 (ja) * 2016-03-31 2017-10-05 住友電気工業株式会社 チョッパ回路
WO2017217022A1 (ja) * 2016-06-14 2017-12-21 住友電気工業株式会社 多相ｄｃ／ｄｃコンバータ、コンピュータプログラム及び多相ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2019244614A1 (ja) 2019-12-26
JP6949223B2 (ja) 2021-10-13
CN112335164A (zh) 2021-02-05
US20210159799A1 (en) 2021-05-27
US11735995B2 (en) 2023-08-22
DE112019003059T5 (de) 2021-03-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6949223B2 (ja) 電力変換装置
EP2058938B1 (en) Controller of multi-phase electric motor
JP6045765B1 (ja) 電力変換装置およびこれを適用した車両駆動システム
US10622914B2 (en) Multi-stage DC-AC inverter
JP6153144B1 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置および制御方法
US20100019702A1 (en) Current sensing for a multi-phase dc/dc boost converter
JP6040565B2 (ja) 多相の電力変換回路
EP1921740B1 (en) Power converter control
JP4945476B2 (ja) 単相電圧型交直変換装置及び三相電圧型交直変換装置
AU2014279387A1 (en) Inverter device
US10003264B2 (en) DC/DC converter
JPWO2013038512A1 (ja) 多重チョッパ装置
JP6968361B2 (ja) 電力変換回路及びその制御法
US11489458B2 (en) Multi-phase converter control device
KR20200132544A (ko) 전력 변환 장치
JP2010154726A (ja) 電力変換器の制御方法
JP2005130611A (ja) 補助共振ｐｗｍ電力変換装置
JP2005176532A (ja) ディジタル式直流電源制御装置及び方法
JP7213833B2 (ja) 電力変換装置
JP6775193B2 (ja) 多相の電力変換回路
US20230361669A1 (en) Zero Voltage Switching
Reiter et al. Observer based PWM dead time optimization in automotive DC/DC-converters with synchronous rectifiers
WO2022264916A1 (ja) 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP2018057181A (ja) 電圧変換装置
Zhang et al. A sensorless parabolic current control method for single phase standalone inverters

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200807

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712

Effective date: 20210226

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20210408

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20210629

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210831

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210921

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6949223

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250