WO2018220968A1 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

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WO2018220968A1
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voltage
correction
phase
current
parameter
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French (fr)
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孝志 保月
古谷　真一
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present application relates to a control device that controls an AC motor, and more particularly to output voltage control of a power converter that drives the AC motor.
  • the switching elements of the two arms perform switching operations based on voltage commands to generate AC voltages and output them to AC loads To do.
  • a dead time (Td) which is a period in which the switching elements of the two arms are simultaneously controlled to be in the OFF operation state, is provided for the purpose of preventing a short circuit breakdown due to simultaneous conduction of the switching elements of the two arms. Due to this dead time, the output voltage of the inverter is distorted, torque ripple is generated in the AC motor driven by the inverter, and the control accuracy of the AC motor is deteriorated.
  • the present application discloses a technique for solving the above-described problems, and in an AC motor control device, by appropriately generating a voltage command for a power converter, the current near the zero cross phase is disclosed.
  • the purpose is to prevent the occurrence of spike-like voltage error and to suppress the output voltage error with high accuracy.
  • a control device for an AC motor disclosed in the present application generates a voltage command for a power converter that drives the AC motor, controls the AC motor, and detects a phase current of each phase of the AC motor.
  • a correction unit that calculates a correction voltage that compensates for an output voltage error of the power converter and corrects the voltage command, and a voltage error feature value that extracts a feature value of the output voltage error based on the detected phase current An extraction unit; and a correction voltage adjustment unit that adjusts the parameter of the correction voltage based on the extracted feature amount of the output voltage error.
  • the correction voltage adjustment unit includes a first adjustment unit that adjusts a parasitic capacitance in the power converter that is a first parameter corresponding to a slope of the correction voltage as the parameter. The correction voltage is calculated using the parameter adjusted by the correction voltage adjustment unit.
  • the AC motor control device disclosed in the present application in order to adjust the parasitic capacitance in the power converter corresponding to the slope of the correction voltage that compensates for the output voltage error of the power converter, It is possible to prevent the occurrence of spike-like output voltage errors in the output and to suppress the output voltage errors with high accuracy.
  • FIG. 3 is a functional block diagram illustrating a configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 1.
  • 2 is a diagram illustrating a hardware configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a wave form diagram explaining the output voltage error of a power converter. It is a wave form diagram of the output current and error voltage of a power converter.
  • FIG. 3 is a control block diagram illustrating a voltage error feature amount extraction unit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a control block diagram illustrating a correction voltage adjustment unit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a switching operation of the inverter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a switching operation of the inverter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a waveform diagram of each part of the inverter according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a partially enlarged view of FIG. 9.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing components orthogonal to the current vector of the output voltage error according to the first embodiment.
  • 6 is a diagram for explaining the operation of a correction voltage adjustment unit according to Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of a correction voltage adjustment unit according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 6 is a functional block diagram illustrating a configuration of a control device for an AC motor according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram for explaining an operation in a parameter adjustment mode in an AC motor control device according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram for explaining an operation in a normal mode in a control device for an AC motor according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a functional block diagram illustrating a configuration of a control device for an AC motor according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a control block diagram illustrating a correction voltage adjustment unit according to a fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing the configuration of the control device for an AC motor according to the first embodiment.
  • the control device 10 for the AC motor 1 drives and controls the AC motor 1 by controlling a PWM inverter that is a power converter 3 having a switching element.
  • the control device 10 includes a power converter 3, a phase current detector 4 as a phase current detection unit, a voltage error feature amount extraction unit 100, a correction unit 220 including a correction voltage calculation unit 200 and an adder 210, and a correction.
  • a voltage adjusting unit 300 The AC motor 1 is provided with a phase detector 2.
  • control device 10 includes the power converter 3.
  • the power converter 3 may be disposed outside the control device 10 and controlled by the control device 10.
  • the phase current detector 4 may also be disposed outside the control device 10, and in this case, the current detection unit in the control device 10 performs the phase current of each phase based on the current signal from the phase current detector 4. Assume that iuvw is detected.
  • the control apparatus 10 shown in FIG. 1 is realizable by the hardware constitutions shown in FIG. 2, for example.
  • the control device 10 includes a power converter 3, a phase current detector 4, a processor 12, and a storage device 13.
  • the processor 12 inputs the three-phase voltage command Vuvw * from the host control device 11 and reads and executes the program stored in the storage device 13.
  • the functions of the voltage error feature quantity extraction unit 100, the correction unit 220, and the correction voltage adjustment unit 300 in FIG. 1 are realized by executing a program on the processor 12.
  • a plurality of processors 12 and a plurality of storage devices 13 may cooperate to execute the above function.
  • FIG. 3 is a waveform diagram for one cycle of the U phase for explaining the output voltage error of the power converter 3.
  • the Td disturbance voltage P caused by the dead time is determined from the dead time period Td, the carrier frequency fc, and the DC voltage Vdc of the power converter 3, and has a small area of (Td ⁇ Vdc), and the U-phase current iu and This is a pulse voltage generated fc times in a reverse polarity in a half cycle.
  • the symbol [] indicates that the amount in [] is a vector. Assuming that the switching operation is ideally performed without delay, the square-wave error voltage Q can be expressed by ( ⁇ sgn ([i]) ⁇ VTd).
  • a correction voltage R having a polarity opposite to that of the error voltage Q that is, a rectangular wave voltage having the same polarity as the phase current and an amplitude of VTd is added in advance to each phase of the voltage command input to the power converter 3. This makes it possible to correct the Td disturbance voltage.
  • the rectangular wave correction voltage R is expressed by (sgn ([i]) ⁇ VTd).
  • the switching turn ON / OFF time is generated due to the parasitic capacitance of the switching element and the impedance in the wiring.
  • the actual Td disturbance voltage (error voltage) affected by these influences has a rectangular wave-shaped corner, and has a slope in a minute phase interval sandwiching a zero cross phase in which the current passes zero. It has a smooth trapezoidal wave shape.
  • the corrected voltage Vuvwc of each phase for compensating an output voltage error (hereinafter, voltage error or error voltage) with respect to the voltage command Vuvw * of each phase given from the host control device 11 is converted into a corrected voltage calculation unit 200.
  • the adder 210 adds the correction voltage Vuvwc to the voltage command Vuvw *, and the corrected voltage command 3 a is output to the power converter 3.
  • the power converter 3 is output-controlled based on the corrected voltage command 3 a to drive the AC motor 1.
  • the phase current detector 4 detects the current iuvw of each phase flowing through the AC motor 1. At this time, two-phase current may be detected and the remaining one-phase current may be calculated.
  • the voltage error feature quantity extraction unit 100 extracts the voltage error feature quantity Vqi as follows. First, based on the detected phase current iuvw and the phase ⁇ re from the phase detector 2, the current vector phase ⁇ i is calculated after conversion into a dq-axis current on a rotating magnetic field. Then, using the current vector phase ⁇ i, a current vector and a voltage component Vdqi (Vdi, Vqi) in the orthogonal direction are calculated from the phase current iuvw. The orthogonal voltage component Vqi of the calculated current vector is a voltage error feature amount. Further, the voltage error feature quantity extraction unit 100 calculates a reproduced phase current iuvwRP based on the phase current iuvw and the current vector phase ⁇ i.
  • the correction voltage adjustment unit 300 receives the current vector phase ⁇ i and the voltage error feature amount Vqi from the voltage error feature amount extraction unit 100 and the correction voltage Vuvwc from the correction voltage calculation unit 200. Then, the parasitic capacitance C as the first parameter corresponding to the slope of the correction voltage Vuvwc and the amplitude ⁇ of the correction voltage Vuvwc as the second parameter are adjusted and output.
  • the correction voltage calculation unit 200 calculates the correction voltage Vuvwc for each phase based on the reproduced phase current iuvwRP, the amplitude ⁇ , and the parasitic capacitance C.
  • the detected phase current iuvw is converted by the coordinate converter (three-phase-dq converter) 101 into the dq-axis current idq (id, iq) on the rotating coordinates based on the phase ⁇ re.
  • the dq axis current idq is filtered by a low pass filter (LPF) 102 and then input to the current vector phase calculator 103.
  • the current vector phase calculator 103 obtains the current vector phase ⁇ i by obtaining the arctangent of the filtered dq-axis current idq and adding it to the phase ⁇ re.
  • phase current iuvw is converted into the dqi-axis current idqi (idi, iqi) by a coordinate converter (three-phase-dqi converter) 106 that converts the current vector phase ⁇ i into the dqi coordinate which is a coordinate synchronized with the current vector phase ⁇ i.
  • the motor inverse model calculator 107 that obtains the voltage from the current according to the voltage equation of the AC motor 1 obtains the dqi-axis voltage Vdqi (Vdi, Vqi) from the dqi-axis current idqi by the following equation (2).
  • the orthogonal voltage component Vqi of the current vector is a voltage error feature amount.
  • R represents the winding resistance of the AC motor 1
  • Ld and Lq represent the dq axis inductance of the AC motor 1
  • p represents a differential operator.
  • the differential operation there are many known techniques such as mounting as a pseudo differential operation in combination with a low-pass filter, and these can be used.
  • the correction voltage adjusting unit 300 converts the correction voltage Vuvwc into a dqi-axis voltage Vdqic by a coordinate converter (three-phase-dqi converter) 301 that converts to dqi coordinates based on the current vector phase ⁇ i. To obtain the orthogonal voltage component Vqic of the current vector.
  • the multiplier 302 multiplies the qi-axis voltage Vqic by the voltage error feature amount Vqi, which is also the orthogonal voltage component of the current vector, to obtain a multiplication result 302a.
  • the multiplication result 302a is input to a parasitic capacitance adjuster 303 as a first adjustment unit and an amplitude adjuster 304 as a second adjustment unit.
  • the parasitic capacitance adjuster 303 adjusts the parasitic capacitance C corresponding to the slope of the correction voltage Vuvwc, and the amplitude adjuster 304 adjusts the amplitude ⁇ of the correction voltage Vuvwc.
  • the parasitic capacitance adjuster 303 adjusts the parasitic capacitance C by multiplying the multiplication result 302a by a predetermined gain K1 and performing integral adjustment only in a predetermined section.
  • the amplitude adjuster 304 adjusts the amplitude ⁇ by multiplying the multiplication result 302a by a predetermined gain ( ⁇ K2: K2> 0) and performing integral adjustment. Details of the adjustment of the amplitude ⁇ and the parasitic capacitance C will be described later.
  • the correction voltage calculation unit 200 calculates the correction voltage Vuvwc for each phase based on the reproduced phase current iuvwRP, the amplitude ⁇ , and the parasitic capacitance C.
  • the principle will be described below.
  • the power converter 3 is composed of a three-phase PWM inverter, and the switching operation of the inverter for one phase will be described with reference to FIGS.
  • the inverter 20 for one phase is configured such that a leg in which two switching elements S1 and S2 each having a diode connected in antiparallel are connected in series to a DC power supply 21 having a voltage Vdc.
  • a connection point between the two switching elements S1 and S2 serves as an AC output terminal, and parasitic capacitances C1 and C2 exist in parallel in the switching elements S1 and S2.
  • the operation is performed as follows when the switching element S2 is turned off and the switching element S1 is turned on. That is, as shown in FIG. 8, even when the switching element S1 is turned on, the voltage does not rise to the power supply voltage Vdc until the parasitic capacitor C1 is fully charged, and even if the switching element S2 is turned off, the parasitic capacitance C2 is reduced. Until the discharge is completed, the voltage does not become zero. The behavior of the output voltage at this time will be described with reference to FIG. As shown in FIG.
  • a P command VP that is a voltage command to the positive side switching element S1 and an N command VN that is a voltage command to the negative side switching element S2 are provided with a dead time Td.
  • an output voltage such as the ideal output voltage Vout-a is ideally obtained.
  • the output voltage includes a rise timing delay time Tdr and a fall timing delay time Tdf.
  • the actual output voltage has a voltage waveform such as the output voltage Vout-b.
  • Vp (i) is represented by a triangular area S shown in FIG.
  • Discharge time t1 (C ⁇ Vdc) / ([i] / 2)
  • Vp (i) C ⁇ Vdc 2 ⁇ fc / [i] (3)
  • the voltage error of the output voltage is considered in two situations: when the discharge time t1 is less than the dead time Td and when it is longer than the dead time Td.
  • the discharge time t1 is less than the dead time Td, that is, In the case of (C ⁇ Vdc) / ([i] / 2) ⁇ Td
  • the discharge time t1 is longer than the dead time Td, that is, When (C ⁇ Vdc) / ([i] / 2)> Td, Although the triangle of Vp (i) does not fit in the dead time Td section and a part thereof is lost and becomes trapezoidal, it is difficult to formulate. For this reason, the voltage error Vuvwer that is smoothly switched to the voltage error expressed by the above equation (4) is set.
  • the correction voltage calculation unit 200 calculates the correction voltage Vuvwc of each phase using the above equation (5) based on [i], which is the reproduced phase current iuvwRP, the amplitude ⁇ , and the parasitic capacitance C. To do.
  • the actual Td disturbance voltage has a smooth trapezoidal waveform with a rectangular wave-shaped corner and an inclination in a minute phase section sandwiching a zero cross phase in which the current passes through zero ( (See FIG. 4).
  • FIG. 5 the voltage component Vqi in the current vector orthogonal direction (qi direction) is not 0 but a sawtooth waveform. If this sawtooth-shaped qi-axis voltage component Vqi is close to 0, it can be determined that there is almost no residual voltage error and that the voltage error due to the dead time Td has been corrected with high accuracy.
  • the qi-axis voltage Vqi which is the characteristic amount of the voltage error
  • the correction is a signal synchronized with the residual voltage error, as the base signal.
  • the qi axis voltage Vqic of the voltage Vuvwc is set.
  • the residual voltage error component included in the qi-axis voltage Vqi is extracted to cancel the residual voltage error.
  • the excess or deficiency of the amplitude ⁇ that is a parameter of the correction voltage Vuvwc appears in the amplitude itself including the polarity of Vqi.
  • ⁇ can be obtained. Since a loop for feeding back this ⁇ to the correction voltage calculation unit 200 is formed and the integral adjustment gain ( ⁇ K2) in the amplitude adjuster 304 is negative, ⁇ is adjusted so as to reduce the residual voltage error. When there is no residual voltage error, ⁇ does not change.
  • the parasitic capacitance C is a parameter related to the slope of the correction voltage Vuvwc, and the excess or deficiency thereof appears in the slope in the 0 cross section (section sandwiching the 0 cross point) in Vqi as shown in FIG.
  • the zero cross point of Vqi is a zero cross point of a three-phase current that appears six times in one electrical angle cycle. That is, the slope of the zero cross section of Vqi is the slope of the zero cross section of Vqi in the phase section sandwiching the current zero cross phase.
  • C can be obtained by integrating the multiplication result 302a by the multiplier 302 by the parasitic capacitance adjuster 303 for a predetermined phase section Ti sandwiching the current 0 cross phase.
  • the phase interval Ti is a phase interval in which a gradient near the current 0 cross phase is reflected, and as shown in FIG. 13, is a phase interval where the time change rate of Vqi is steeper. In this case, the smaller peak-to-peak phase interval is selected as the phase interval Ti. Then, the parasitic capacitance adjuster 303 may be operated in the phase interval Ti.
  • the phase interval from half of one peak value to half of the other peak value A phase interval from 1 ⁇ 4 to 1 ⁇ 4 of the other peak value may be used.
  • the parasitic capacitance adjuster 303 is set to operate in the selected phase section. C adjusted by multiplying the integration result by the gain K 1 is fed back to the correction voltage calculation unit 200. Since the amplitude ⁇ is adjusted so as to reduce the residual voltage error, the parasitic capacitance C is adjusted so as to operate with an appropriate response.
  • the amplitude ⁇ of the correction voltage Vuvwc is adjusted so as to cancel out the residual voltage error, and the inclination of the correction voltage Vuvwc is adjusted by adjusting the parasitic capacitance C dividing the integration interval.
  • the inclination of the correction voltage Vuvwc is adjusted so as to coincide with the inclination of the Td disturbance voltage in a minute phase section sandwiching the current 0 cross phase.
  • the Td disturbance voltage to be corrected has a smooth trapezoidal waveform as shown in FIG. 4, and the correction voltage to be generated also has the same shape.
  • the inclination and amplitude of the correction voltage Vuvwc can be individually adjusted. For this reason, the trapezoidal waveform can be adjusted more accurately, the occurrence of a spike-like output voltage error near the current zero cross phase can be prevented, and the output voltage error can be suppressed with high accuracy.
  • the correction voltage calculation unit 200 calculates the correction voltage Vuvwc of each phase using the above equation (5) based on [i] which is the reproduced phase current iuvwRP, the amplitude ⁇ , and the parasitic capacitance C.
  • the correction voltage Vuvwc is obtained by another calculation.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • the output voltage of the inverter includes the delay times Tdr and Tdf between the rise time and the fall time, and the voltages Vr (i) and Vf (i) until the parasitic capacitance C is completely charged and discharged. Yes (see FIG. 9).
  • the correction voltage Vuvwc can be given by the following equation (6).
  • [Vuvwc] ⁇ ⁇ Td ⁇ fc ⁇ Vdc ⁇ sgn ([i]) ⁇ C ⁇ Vdc 2 ⁇ fc / ([i] + ix) ...
  • ix is a correction term that sets the correction voltage Vuvwc to 0 when the current i is 0, and is defined as follows.
  • ix C ⁇ Vdc / ( ⁇ ⁇ Td)
  • the calculation load for calculating the correction voltage Vuvwc is larger than that in the first embodiment.
  • the amplitude ⁇ is a parameter for adjusting only the rectangular wave component, the correction voltage Vuvwc is obtained with high accuracy. Therefore, the output voltage error can be suppressed with higher accuracy.
  • FIG. 14 is a functional block diagram showing the configuration of the control device for an AC motor according to the third embodiment.
  • the control device 10A operates with two types of operation modes, a normal mode and a parameter adjustment mode, and includes a power converter 3, a phase current detector 4, a voltage error feature amount extraction unit 100, and a correction.
  • the correction unit 220 includes a voltage calculation unit 200 and an adder 210, a correction voltage adjustment unit 300 ⁇ / b> A, a parameter acquisition command generator 400, a command switching unit 410, and a parameter storage unit 500.
  • the control device 10A includes a sequence for shifting to the normal mode after performing the operation as the parameter adjustment mode. Configurations and operations other than the correction voltage adjustment unit 300A, the parameter acquisition command generator 400, the command switching unit 410, and the parameter storage unit 500 are the same as those in the first embodiment.
  • the hardware configuration in the third embodiment is the same as that shown in FIG.
  • the functions of the voltage error feature quantity extraction unit 100, the correction unit 220, the correction voltage adjustment unit 300A, the parameter acquisition command generator 400, the command switching unit 410, and the parameter storage unit 500 are read from the storage device 13. This is realized by executing the program on the processor 12.
  • FIG. 15 is a block diagram for explaining the operation of the control device 10A in the parameter adjustment mode
  • FIG. 16 is a block diagram for explaining the operation of the control device 10A in the normal mode.
  • the command switching unit 410 selects a voltage command Vuvw ** that is an output from the parameter acquisition command generator 400.
  • the parameter acquisition command generator 400 stores a control pattern of the AC motor 1 for determining the amplitude ⁇ and the parasitic capacitance C, which are parameters of the correction voltage Vuvwc, and a voltage command Vuvw ** that can realize the control pattern. Is generated and output. Then, as shown in FIG.
  • the voltage error feature quantity extraction unit 100, the correction unit 220, and the correction voltage adjustment unit 300A adjust the amplitude ⁇ and the parasitic capacitance C and perform correction by the same operation as in the first embodiment.
  • the voltage Vuvwc is calculated to correct the voltage command Vuvw **.
  • the amplitude ⁇ and the parasitic capacitance C output from the correction voltage adjustment unit 300A are also input and stored in the parameter storage unit 500.
  • the parameter adjustment mode is shifted to the normal mode.
  • the command switching unit 410 selects the voltage command Vuvw * given from the outside, and the correction voltage adjustment unit 300A and the parameter acquisition command generator 400 stop functioning.
  • the parameter storage unit 500 outputs the amplitude ⁇ and the parasitic capacitance C converged by the adjustment in the parameter adjustment mode to the correction voltage calculation unit 200.
  • the correction voltage calculation unit 200 calculates the correction voltage Vuvwc of each phase based on the reproduction phase current iuvwRP, the amplitude ⁇ , and the parasitic capacitance C, as in the first embodiment, and the correction voltage Vuvwc is a voltage command Vuvw *. Is added to
  • control device 10A is configured to operate with two types of operation modes, ie, the normal mode and the parameter adjustment mode. become. For this reason, the same effects as those of the first embodiment are obtained, and the calculation load is reduced.
  • the correction voltage Vuvwc may be calculated by applying the second embodiment, and the same effect can be obtained.
  • FIG. 17 is a functional block diagram showing a configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 4
  • FIG. 18 is a control block diagram showing a correction voltage adjusting unit in the control device.
  • the correction voltage adjustment unit 300B adjusts only the parasitic capacitance C as a parameter of the correction voltage Vuvwc.
  • the correction voltage calculation unit 200 acquires the parasitic capacitance C from the correction voltage adjustment unit 300B, and uses the amplitude setting value that is a preset value for the amplitude ⁇ , and uses the reproduction phase current iuvwRP, the amplitude ⁇ , and the parasitic capacitance C. Based on the above, the correction voltage Vuvwc of each phase is calculated.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • the hardware configuration in the fourth embodiment is also the same as that shown in FIG.
  • the correction voltage adjustment unit 300B receives the current vector phase ⁇ i and the voltage error feature amount Vqi from the voltage error feature amount extraction unit 100, and receives the correction voltage Vuvwc from the correction voltage calculation unit 200. Entered.
  • a coordinate converter (three-phase-dqi converter) 301 converts the correction voltage Vuvwc into a dqi-axis voltage Vdqic to obtain an orthogonal voltage component Vqic of the current vector.
  • the multiplier 302 multiplies the qi-axis voltage Vqic by the voltage error feature amount Vqi, which is also the orthogonal voltage component of the current vector, to obtain a multiplication result 302a.
  • the multiplication result 302a is input to the parasitic capacitance adjuster 303, and the parasitic capacitance adjuster 303 adjusts the parasitic capacitance C corresponding to the slope of the correction voltage Vuvwc.
  • the parasitic capacitance adjuster 303 integrates the multiplication result 302a by a predetermined phase section Ti sandwiching the current 0 cross phase and multiplies the multiplication result 302a by a predetermined gain K1 to adjust the parasitic capacitance C.
  • the method for adjusting the parasitic capacitance C is the same as that in the first embodiment.
  • the inclination of the correction voltage Vuvwc is adjusted by adjusting the parasitic capacitance C so as to cancel out the residual voltage error.
  • the inclination of the correction voltage Vuvwc is adjusted so as to coincide with the inclination of the Td disturbance voltage in a minute phase section sandwiching the current 0 cross phase. For this reason, it is possible to prevent the occurrence of a spike-like output voltage error near the current zero cross phase, and to suppress the output voltage error with high accuracy.
  • the amplitude setting value is used without performing the adjustment calculation of the amplitude ⁇ , the calculation load can be reduced.
  • the third embodiment may be applied to operate in two types of operation modes, the normal mode and the parameter adjustment mode, and the calculation load can be further reduced.
  • the parasitic capacitance C is adjusted in the parameter adjustment mode, and the adjusted parasitic capacitance C is used in the normal mode.
  • the amplitude ⁇ the same amplitude setting value is used in both operation modes.

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Abstract

交流電動機の制御装置（１０）は、電力変換器（３）の出力電圧誤差を補償する補正電圧を演算して電圧指令を補正する補正部（２２０）と、検出相電流に基づいて出力電圧誤差の特徴量を抽出する電圧誤差特徴量抽出部（１００）と、抽出された出力電圧誤差の特徴量に基づいて、補正電圧のパラメータを調整する補正電圧調整部（３００）とを備える。そして、補正電圧調整部（３００）は、パラメータとして補正電圧の傾きに相当する電力変換器（３）内の寄生容量Ｃを調整し、補正部（２２０）は、調整された寄生容量Ｃを用いて補正電圧を演算する。

Description

交流電動機の制御装置
　本願は、交流電動機を制御する制御装置に関し、特に交流電動機を駆動する電力変換器の出力電圧制御に関するものである。
　交流電動機を駆動する電力変換器、特にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いたインバータでは、２つのアームのスイッチング素子が、電圧指令に基づきスイッチング動作を行って交流電圧を生成し、交流負荷に出力する。この時、２つのアームのスイッチング素子の同時導通による短絡破壊防止を目的として、２つのアームのスイッチング素子を同時にオフ動作状態に制御する期間であるデッドタイム（Ｔｄ）を設けている。このデッドタイムによって、インバータの出力電圧には歪みが生じて、インバータで駆動される交流電動機にトルクリプルが発生し、交流電動機の制御精度が劣化する。
　このため、従来から電力変換器の出力電流に基づいて演算した補償信号を電力変換器の電圧指令に加算して出力電圧歪を抑制する方法が知られている。
　以下の従来の技術では、電力変換器の出力電圧指令値および出力電流値に基づいて出力電圧歪を推定し、この推定値に基づいて補償信号の振幅を調整する（例えば、特許文献１参照）。
　また、負荷の誘起電圧に直交する方向を求め、推定した出力電圧誤差の上記誘起電圧に直交する方向の値と出力電流値とに基づいて出力電圧指令値を補正することが開示されている（例えば、特許文献２参照）。
特許第３５３６１１４号公報 特許第４４４８３５１号公報
　電力変換器ではスイッチング素子の持つ寄生容量や配線中のインピーダンスの影響によりスイッチングに遅れ時間が発生する。このため、デッドタイムに起因して発生する出力電圧歪である電圧誤差も矩形波状から変形する。上記従来の手法では、電圧誤差の大きさを抑制するものであるが、電流の０クロス位相付近でスパイク状の電圧誤差が残ることがあった。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、交流電動機の制御装置において、電力変換器の電圧指令を適切に生成する事により、電流の０クロス位相付近でのスパイク状の電圧誤差の発生を防止し、出力電圧誤差を高精度に抑制する事を目的とする。
　本願に開示される交流電動機の制御装置は、交流電動機を駆動する電力変換器の電圧指令を生成して、上記交流電動機を制御し、上記交流電動機の各相の相電流を検出する電流検出部と、上記電力変換器の出力電圧誤差を補償する補正電圧を演算して上記電圧指令を補正する補正部と、上記検出相電流に基づいて上記出力電圧誤差の特徴量を抽出する電圧誤差特徴量抽出部と、抽出された上記出力電圧誤差の特徴量に基づいて、上記補正電圧のパラメータを調整する補正電圧調整部とを備える。そして、上記補正電圧調整部は、上記パラメータとして上記補正電圧の傾きに相当する第１パラメータである上記電力変換器内の寄生容量を調整する第１調整部を有し、上記補正部は、上記補正電圧調整部にて調整された上記パラメータを用いて上記補正電圧を演算するものである。
　本願に開示される交流電動機の制御装置によれば、電力変換器の出力電圧誤差を補償する補正電圧の傾きに相当する上記電力変換器内の寄生容量を調整するため、電流の０クロス位相付近でのスパイク状の出力電圧誤差の発生を防止し、出力電圧誤差を高精度に抑制できる。
実施の形態１による交流電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態１による交流電動機の制御装置のハードウェア構成を示す図である。 電力変換器の出力電圧誤差を説明する波形図である。 電力変換器の出力電流および誤差電圧の波形図である。 実施の形態１による電圧誤差特徴量抽出部を示す制御ブロック図である。 実施の形態１による補正電圧調整部を示す制御ブロック図である。 実施の形態１によるインバータのスイッチング動作を説明する図である。 実施の形態１によるインバータのスイッチング動作を説明する図である。 実施の形態１によるインバータの各部の波形図である。 図９の部分拡大図である。 実施の形態１による出力電圧誤差の電流ベクトルに直交する成分を示す波形図である。 実施の形態１による補正電圧調整部の動作を説明する図である。 実施の形態１による補正電圧調整部の動作を説明する図である。 実施の形態３による交流電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態３による交流電動機の制御装置におけるパラメータ調整モードでの動作を説明するブロック図である。 実施の形態３による交流電動機の制御装置における通常モードでの動作を説明するブロック図である。 実施の形態４による交流電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態４による補正電圧調整部を示す制御ブロック図である。
実施の形態１．
　以下、実施の形態１による交流電動機の制御装置を図に基づいて説明する。
　図１は、実施の形態１による交流電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図である。図１に示すように、交流電動機１の制御装置１０は、スイッチング素子を有する電力変換器３であるＰＷＭインバータを制御することにより交流電動機１を駆動制御する。
　制御装置１０は、電力変換器３と、相電流検出部としての相電流検出器４と、電圧誤差特徴量抽出部１００と、補正電圧演算部２００および加算器２１０から成る補正部２２０と、補正電圧調整部３００とを備える。また、交流電動機１には位相検出器２が備えられる。
　なお、この場合、制御装置１０が電力変換器３を備えるものを示すが、電力変換器３は、制御装置１０の外部に配置して制御装置１０に制御されるものでも良い。また、相電流検出器４も制御装置１０の外部に配するものでも良く、その場合、制御装置１０内の電流検出部は、相電流検出器４からの電流信号に基づいて各相の相電流ｉｕｖｗを検出するものとする。
　また、図１に示す制御装置１０は、例えば、図２に示すようなハードウェア構成にて実現できる。図２に示すように、制御装置１０は、電力変換器３と相電流検出器４とプロセッサ１２と記憶装置１３とを備える。そして、プロセッサ１２は、上位制御装置１１から三相電圧指令Ｖｕｖｗ＊を入力し、記憶装置１３に記憶されたプログラムを読み出して実行する。図１内の電圧誤差特徴量抽出部１００、補正部２２０および補正電圧調整部３００の機能は、プロセッサ１２上でプログラムが実行されることにより実現される。
　なお、複数のプロセッサ１２および複数の記憶装置１３が連携して上記機能を実行してもよい。
　上述したように、電力変換器３では、２つのアームのスイッチング素子を同時にオフ動作状態に制御する期間であるデッドタイムを設けてスイッチング制御され、このデッドタイムによって、出力電圧に外乱電圧が生じ、電圧指令に対する電圧誤差となる。
　図３は、電力変換器３の出力電圧誤差を説明するＵ相の１周期分の波形図である。
　デッドタイムに起因するＴｄ外乱電圧Ｐは、デッドタイム期間Ｔｄ、キャリア周波数ｆｃ、電力変換器３の直流電圧Ｖｄｃから決定され、（Ｔｄ・Ｖｄｃ）の微小面積を有して、Ｕ相電流ｉｕと逆極性に半周期にｆｃ回発生するパルス電圧である。
　各相のＴｄ外乱電圧Ｐは、時間平均で考えれば、振幅がＶＴｄ＝Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃで、電力変換器３が出力する相電流［ｉ］の極性と逆極性である矩形波状の誤差電圧Ｑと等価であることがわかる。なお、記号［］は、［］内の量がベクトルであることを示す。
　スイッチング動作が遅れなく理想的に行われると仮定すると、矩形波状の誤差電圧Ｑは、（－ｓｇｎ（［ｉ］）・ＶＴｄ）で表すことができる。この場合、誤差電圧Ｑと逆極性の補正電圧Ｒ、即ち、相電流と同じ極性をもち、振幅がＶＴｄである矩形波状の電圧を電力変換器３へ入力される電圧指令の各相に予め加算することで、Ｔｄ外乱電圧を補正することが可能となる。矩形波状の補正電圧Ｒは、（ｓｇｎ（［ｉ］）・ＶＴｄ）で表される。
　しかしながら、実際にはスイッチング素子の持つ寄生容量や配線中のインピーダンスの影響でスイッチングのターンＯＮ／ＯＦＦ時間が発生する。これらの影響を受けた実際のＴｄ外乱電圧（誤差電圧）は、図４に示すように、矩形波状の角が取れて、電流が０を通過する０クロス位相を挟む微小な位相区間に傾きを持つような滑らかな台形波状のものとなる。
　制御装置１０では、上位制御装置１１から与えられる各相の電圧指令Ｖｕｖｗ＊に対する出力電圧誤差（以下、電圧誤差または誤差電圧）を補償するための各相の補正電圧Ｖｕｖｗｃを、補正電圧演算部２００にて演算し、加算器２１０は、電圧指令Ｖｕｖｗ＊に補正電圧Ｖｕｖｗｃを加算し、補正後の電圧指令３ａが電力変換器３に出力される。電力変換器３は、補正後の電圧指令３ａに基づいて出力制御されて交流電動機１を駆動する。そして、交流電動機１に流れる各相の電流ｉｕｖｗが相電流検出器４にて検出される。この際、２相の電流を検出して残りの１相の電流を演算して求めても良い。
　電圧誤差特徴量抽出部１００は、以下のように電圧誤差の特徴量Ｖｑｉを抽出する。まず、検出された相電流ｉｕｖｗと位相検出器２からの位相θｒｅとに基づいて、回転磁界上のｄｑ軸電流に変換後、電流ベクトル位相θｉを演算する。そして、電流ベクトル位相θｉを用いて、相電流ｉｕｖｗから電流ベクトルとその直交方向の電圧成分Ｖｄｑｉ（Ｖｄｉ，Ｖｑｉ）を演算する。演算された電流ベクトルの直交方向電圧成分Ｖｑｉが、電圧誤差の特徴量となる。さらに電圧誤差特徴量抽出部１００は、相電流ｉｕｖｗと電流ベクトル位相θｉとに基づいて、再現相電流ｉｕｖｗＲＰを演算する。
　補正電圧調整部３００は、電圧誤差特徴量抽出部１００から電流ベクトル位相θｉと電圧誤差の特徴量Ｖｑｉとが入力されると共に、補正電圧演算部２００から補正電圧Ｖｕｖｗｃが入力される。そして、補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾きに相当する第１パラメータとしての寄生容量Ｃと、第２パラメータとして補正電圧Ｖｕｖｗｃの振幅αとを、調整して出力する。
　補正電圧演算部２００は、再現相電流ｉｕｖｗＲＰと振幅αと寄生容量Ｃとに基づいて、各相の補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算する。
　次に、電圧誤差特徴量抽出部１００の動作の詳細について、図５に基づいて以下に説明する。なお、図５に示す構成は、一例でありこれに限るものでは無い。
　図５に示すように、検出された相電流ｉｕｖｗは、座標変換器（三相－ｄｑ変換器）１０１により位相θｒｅに基づいて回転座標上のｄｑ軸電流ｉｄｑ（ｉｄ、ｉｑ）に変換される。
　ｄｑ軸電流ｉｄｑはローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０２にてフィルタ処理された後、電流ベクトル位相演算器１０３に入力される。電流ベクトル位相演算器１０３は、フィルタ処理されたｄｑ軸電流ｉｄｑの逆正接を求めて位相θｒｅに加えることで電流ベクトル位相θｉを求める。
　また、ｄｑ軸電流ｉｄｑは、振幅演算器１０４にも入力されて、振幅演算器１０４は相電流の振幅ｉｎ（＝√（（２／３）・（ｉｄ２＋ｉｑ２）））を演算する。そして相電流演算器１０５は、振幅ｉｎおよび電流ベクトル位相θｉから、電流ベクトル位相θｉを基準とした再現相電流ｉｕｖｗＲＰ（ｉｕＲＰ、ｉｖＲＰ、ｉｗＲＰ）を、以下の式（１）により求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　さらに、電流ベクトル位相θｉに基づきそれに同期した座標であるｄｑｉ座標へ変換する座標変換器（三相－ｄｑｉ変換器）１０６により、相電流ｉｕｖｗをｄｑｉ軸電流ｉｄｑｉ（ｉｄｉ、ｉｑｉ）に変換する。そして、交流電動機１の電圧方程式に従って電流から電圧を求めるモータ逆モデル演算器１０７は、以下の式（２）により、ｄｑｉ軸電流ｉｄｑｉからｄｑｉ軸電圧Ｖｄｑｉ（Ｖｄｉ、Ｖｑｉ）を求める。電流ベクトルの直交方向電圧成分Ｖｑｉが電圧誤差の特徴量となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　但し、Ｒは交流電動機１の巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑは交流電動機１のｄｑ軸インダクタンス、ｐは微分演算子を表す。微分演算に関してはローパスフィルタと組み合わせて擬似微分演算として実装するなど公知技術が多数存在し、それらを用いることができる。
　次に、補正電圧調整部３００の動作の詳細について、図６に基づいて以下に説明する。なお、図６に示す構成は、一例でありこれに限るものでは無い。
　図６に示すように、補正電圧調整部３００は、電流ベクトル位相θｉに基づきｄｑｉ座標へ変換する座標変換器（三相－ｄｑｉ変換器）３０１により、補正電圧Ｖｕｖｗｃをｄｑｉ軸電圧Ｖｄｑｉｃに変換して電流ベクトルの直交方向電圧成分Ｖｑｉｃを取得する。このｑｉ軸電圧Ｖｑｉｃと、同じく電流ベクトルの直交方向電圧成分である電圧誤差の特徴量Ｖｑｉとを乗算器３０２にて乗算して乗算結果３０２ａを得る。
　乗算結果３０２ａは、第１調整部としての寄生容量調整器３０３および第２調整部としての振幅調整器３０４に入力される。寄生容量調整器３０３は補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾きに相当する寄生容量Ｃを調整し、振幅調整器３０４は補正電圧Ｖｕｖｗｃの振幅αを調整する。寄生容量調整器３０３は乗算結果３０２ａに対して所定のゲインＫ１を乗じて所定の区間のみ積分調整を行うことで寄生容量Ｃを調整する。振幅調整器３０４は乗算結果３０２ａに対して所定のゲイン（－Ｋ２：Ｋ２＞０）を乗じて積分調整を行うことで振幅αを調整する。なお、振幅αおよび寄生容量Ｃの調整についての詳細は後述する。
　上述したように、補正電圧演算部２００は、再現相電流ｉｕｖｗＲＰと振幅αと寄生容量Ｃとに基づいて、各相の補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算する。以下にその原理を説明する。
　電力変換器３は三相のＰＷＭインバータにて構成されるものであり、図７～図９を用いて１相分のインバータのスイッチング動作を説明する。図７は、寄生容量Ｃ１、Ｃ２（Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ）を含む１相分のインバータ２０の回路図である。１相分のインバータ２０は、それぞれダイオードが逆並列接続された２つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が直列接続されたレグが電圧Ｖｄｃの直流電源２１に並列接続されて構成される。２つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点が交流出力端となり、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２には、寄生容量Ｃ１、Ｃ２が並列に存在する。
　簡単のために電流ｉが正の場合を考える。寄生容量Ｃ１、Ｃ２を含むインバータ２０のモデルでは、例えば、スイッチング素子Ｓ２がＯＦＦすると共にスイッチング素子Ｓ１がＯＮするタイミングで、次のように動作する。即ち、図８に示すように、スイッチング素子Ｓ１がＯＮになっても寄生容量Ｃ１に充電が完了するまでは、電圧が電源電圧Ｖｄｃまで上がらず、スイッチング素子Ｓ２がＯＦＦしても寄生容量Ｃ２の放電が完了するまでは電圧が０にはならない。このときの出力電圧の挙動について図９を用いて説明する。
　図９に示すように、正側のスイッチング素子Ｓ１への電圧指令であるＰ指令ＶＰと、負側のスイッチング素子Ｓ２への電圧指令であるＮ指令ＶＮとがデッドタイムＴｄを設けて与えられる。この場合、理想出力電圧Ｖｏｕｔ－ａのような出力電圧が理想的には得られるものである。しかし、出力電圧には、立ち上がりタイミングの遅れ時間Ｔｄｒと、立ち下りタイミングの遅れ時間Ｔｄｆとがある。さらに実際に電圧が立ち上がり始めてから寄生容量Ｃに充電完了するまでの電圧Ｖｒ（ｉ）と、電圧が立ち下り始めてから寄生容量Ｃが放電完了するまでの電圧Ｖｆ（ｉ）とがある。これらを考慮すると、実際の出力電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔ－ｂのような電圧波形となる。
　出力電圧の立ち上がり時と立ち下がり時との遅れ時間Ｔｄｒ、Ｔｄｆは異なり、電圧Ｖｒ（ｉ）、電圧Ｖｆ（ｉ）も異なる。電圧Ｖｒ（ｉ）、電圧Ｖｆ（ｉ）は、それぞれ電流に依存して複雑に変化する場合も多く正確に定式化することは困難である。
　このため、電圧Ｖｒ（ｉ）、電圧Ｖｆ（ｉ）を個別に考慮せず、Ｖｒ（ｉ）＋Ｖｆ（ｉ）の総量を考える。即ち、充放電電圧Ｖｐ（ｉ）＝Ｖｒ（ｉ）＋Ｖｆ（ｉ）とし、充電は一瞬で完了し、一定電流ｉ／２にて線形に放電される出力電圧モデル（出力電圧Ｖｏｕｔ－ｍｄ）を考える。
　この時、Ｖｐ（ｉ）は、図１０に示す三角形の面積Ｓで表される。
　放電時間ｔ１＝（Ｃ・Ｖｄｃ）／（［ｉ］／２）
であり、
　Ｓ＝Ｖｄｃ・ｔ１・（１／２）＝（Ｃ・Ｖｄｃ２）／［ｉ］
となる。
　このような面積Ｓの三角形が、半周期でキャリア周波数ｆｃ回現れることから、Ｖｐ（ｉ）は以下の式（３）で表される。
　Ｖｐ（ｉ）＝Ｃ・Ｖｄｃ２・ｆｃ／［ｉ］　　　・・・（３）
　出力電圧の電圧誤差は、上記放電時間ｔ１がデッドタイムＴｄ以下の場合と、デッドタイムＴｄより長い場合との二つの状況に分けて考える。
　まず、放電時間ｔ１がデッドタイムＴｄ以下、即ち、
　（Ｃ・Ｖｄｃ）／（［ｉ］／２）≦Ｔｄ、の場合、
電圧誤差は、図３で示す誤差電圧Ｑと上記式（３）によるＶｐ（ｉ）とを加算したものとなる。そして、立ち上がり時と立ち下がり時との遅れ時間Ｔｄｒ、Ｔｄｆによる電圧誤差も存在するため、これらを適応的に調整するパラメータとして振幅αを導入すると、電圧誤差Ｖｕｖｗｅｒは、以下の式（４）で表される。
　［Ｖｕｖｗｅｒ］
＝α（Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃ・（－ｓｇｎ（［ｉ］））＋Ｃ・Ｖｄｃ２・ｆｃ／［ｉ］）
　　・・・（４）
　次に、放電時間ｔ１がデッドタイムＴｄより長い、即ち、
　（Ｃ・Ｖｄｃ）／（［ｉ］／２）＞Ｔｄ、の場合、
Ｖｐ（ｉ）の三角形がデッドタイムＴｄ区間に収まりきれずに一部が欠けて台形状になるが、定式化することは難しい。このため、上記式（４）で示す電圧誤差と滑らかに切り替えられる電圧誤差Ｖｕｖｗｅｒを設定する。
　そして、電圧誤差Ｖｕｖｗｅｒを補償するための補正電圧Ｖｕｖｗｃは、電圧誤差を極性反転して得るため、補正電圧Ｖｕｖｗｃは、以下の式（５）で求められる。
　［Ｖｕｖｗｃ］
　　（｜［ｉ］｜≧ｉｔｈ）のとき
＝α（Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃ・ｓｇｎ（［ｉ］）－Ｃ・Ｖｄｃ２・ｆｃ／［ｉ］）
　　（｜［ｉ］｜＜ｉｔｈ）のとき
＝α（Ｔｄ２・ｆｃ／４Ｃ）・［ｉ］）
　但し、ｉｔｈ＝２Ｃ・Ｖｄｃ／Ｔｄ
　　・・・（５）
　以上のように、補正電圧演算部２００は、再現相電流ｉｕｖｗＲＰである［ｉ］と、振幅αと寄生容量Ｃとに基づいて、上記式（５）を用いて各相の補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算する。
　次に、補正電圧調整部３００による振幅αおよび寄生容量Ｃの調整について図１１～図１３に基づいて以下に説明する。
　上述したように、実際のＴｄ外乱電圧は、矩形波状の角が取れて、電流が０を通過する０クロス位相を挟む微小な位相区間に傾きを持つような滑らかな台形波状のものとなる（図４参照）。交流電動機１に出力される電圧に補正しきれずに電圧誤差が残留するものとして、出力電圧を電流ベクトル位相θｉを基準としてそれに同期した方向と直交する方向とに回転座標変換を行えば、図１１に示すように、電流ベクトル直交方向（ｑｉ方向）の電圧成分Ｖｑｉは０ではなくノコギリ波状となる。このノコギリ波状のｑｉ軸電圧成分Ｖｑｉが０に近ければ、残留電圧誤差が殆ど無く、デッドタイムＴｄによる電圧誤差は精度良く補正されていると判断できる。
　そこで、図１２、図１３に示すように、フーリエ解析の信号処理を適用して、対象信号として電圧誤差の特徴量であるｑｉ軸電圧Ｖｑｉ、基底信号として残留電圧誤差に同期した信号である補正電圧Ｖｕｖｗｃのｑｉ軸電圧Ｖｑｉｃを設定する。そして、ｑｉ軸電圧Ｖｑｉに含まれる残留電圧誤差成分を抽出して残留電圧誤差を打ち消す。
　図１２に示すように、補正電圧Ｖｕｖｗｃのパラメータである振幅αの過不足は、Ｖｑｉの極性を含む振幅そのものに現れる。したがって乗算器３０２による乗算結果３０２ａを振幅調整器３０４にて積分すればαを求めることができる。このαを補正電圧演算部２００にフィードバックするループを構成し、振幅調整器３０４での積分調整ゲイン（－Ｋ２）は負であるため、残留電圧誤差を低減するようにαは調整される。残留電圧誤差が無くなるとαは変化しない。
　また、寄生容量Ｃは補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾きに関わるパラメータであり、その過不足は、図１３に示すように、Ｖｑｉにおける０クロス区間（０クロス点を挟む区間）での傾きに現れる。Ｖｑｉの０クロス点は、電気角一周期に６回現れる三相電流の０クロス点である。即ち、Ｖｑｉの０クロス区間の傾きは、電流０クロス位相を挟む位相区間におけるＶｑｉの０クロス区間の傾きである。
　したがって乗算器３０２による乗算結果３０２ａを、寄生容量調整器３０３にて、電流０クロス位相を挟む所定の位相区間Ｔｉだけ積分すればＣを求めることができる。位相区間Ｔｉは、電流０クロス位相付近の傾きが反映される位相区間であり、図１３に示すように、Ｖｑｉの時間変化率のより急峻である位相区間である。この場合、ピークｔｏピークの位相区間の小さい方を位相区間Ｔｉとして選択する。そして、寄生容量調整器３０３を位相区間Ｔｉにおいて動作させればよい。
　また、位相区間としてピークｔｏピーク区間の全てを選択しなくても良く、誤動作を防止するため、一方のピーク値の半分から他方のピーク値の半分までの位相区間、または、一方のピーク値の１／４から他方のピーク値の１／４までの位相区間などでも良い。そして選択された位相区間において寄生容量調整器３０３を動作させるよう設定する。
　この積分結果にゲインＫ１を乗じて調整されたＣは、補正電圧演算部２００にフィードバックされる。残留電圧誤差を低減するように振幅αを調整しているため、寄生容量Ｃの調整では、適切な応答で動作するような調整となる。
　このように、残留電圧誤差を打ち消すように補正電圧Ｖｕｖｗｃの振幅αを調整すると共に、補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾き調整を積分区間を区切った寄生容量Ｃの調整により行う。これにより、補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾きは、電流０クロス位相を挟む微小な位相区間のＴｄ外乱電圧の傾きに一致するように調整される。
　上述の通り、補正すべきＴｄ外乱電圧は図４に示すような滑らかな台形状の波形であり、生成すべき補正電圧もまた同様の形状となる。この実施の形態においては、補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾きと振幅とを個別に調整することが可能である。このため、台形状波形をより正確に調整し、電流０クロス位相付近でのスパイク状の出力電圧誤差の発生を防止し、出力電圧誤差を高精度に抑制することができる。
実施の形態２．
　次に、実施の形態２による交流電動機の制御装置を説明する。
　上記実施の形態１では、補正電圧演算部２００は、再現相電流ｉｕｖｗＲＰである［ｉ］と、振幅αと寄生容量Ｃとに基づいて、上記式（５）を用いて各相の補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算したが、この実施の形態２では別の演算により補正電圧Ｖｕｖｗｃを求める。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
　上述したように、インバータの出力電圧には、立ち上がり時と立ち下がり時との遅れ時間Ｔｄｒ、Ｔｄｆと、さらに寄生容量Ｃに充放電完了するまでの電圧Ｖｒ（ｉ）、Ｖｆ（ｉ）とがある（図９参照）。この場合、出力電圧モデルとして出力電圧を、矩形波成分である、
　（Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃ＋（Ｔｄｒ－Ｔｄｆ）・ｆｃ・Ｖｄｃ）
＝（Ｔｄ＋Ｔｄｒ－Ｔｄｆ）・ｆｃ・Ｖｄｃ
と、残りの成分である上記式（３）で示すＶｐ（ｉ）とに分けて考える。
　振幅αを、矩形波成分のみを調整するパラメータとして考えると、補正電圧Ｖｕｖｗｃは、以下の式（６）で与えることができる。
　［Ｖｕｖｗｃ］
＝α・Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃ・ｓｇｎ（［ｉ］）－Ｃ・Ｖｄｃ２・ｆｃ／（［ｉ］＋ｉｘ）
　　・・・（６）
　ここで、ｉｘは電流ｉが０のときに補正電圧Ｖｕｖｗｃを０とするような補正項で、以下のように定義される。
　ｉｘ＝Ｃ・Ｖｄｃ／（α・Ｔｄ）
　また補正電圧Ｖｕｖｗｃに以下の式（７）を用いることで、電流符号に応じて同じ絶対値で極性を変化させることができる。
　［Ｖｕｖｗｃ］
　　（｜［ｉ］｜≧０）のとき
＝α・Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃ・ｓｇｎ（［ｉ］）－Ｃ・Ｖｄｃ２・ｆｃ／（［ｉ］＋ｉｘ）
　　（｜［ｉ］｜＜０）のとき
＝α・Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃ・ｓｇｎ（［ｉ］）－Ｃ・Ｖｄｃ２・ｆｃ／（［ｉ］－ｉｘ）
　但し、ｉｘ＝Ｃ・Ｖｄｃ／（α・Ｔｄ）
　　・・・（７）
　この実施の形態では、上記実施の形態１に比べ、補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算する演算負荷が大きくなるが、振幅αを、矩形波成分のみを調整するパラメータとしたため、補正電圧Ｖｕｖｗｃを高精度に求めることができ、出力電圧誤差をさらに高精度に抑制できる。
実施の形態３．
　次に、実施の形態３による交流電動機の制御装置を説明する。図１４は、実施の形態３による交流電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
　制御装置１０Ａは、通常モードと、パラメータ調整モードとの２種の動作モードを備えて動作するもので、電力変換器３と、相電流検出器４と、電圧誤差特徴量抽出部１００と、補正電圧演算部２００および加算器２１０から成る補正部２２０と、補正電圧調整部３００Ａと、パラメータ取得用指令生成器４００と、指令切替器４１０と、パラメータ記憶部５００とを備える。さらに、制御装置１０Ａは、パラメータ調整モードとしての動作を行った後に通常モードへと移行するシーケンスを備えている。
　補正電圧調整部３００Ａ、パラメータ取得用指令生成器４００、指令切替器４１０およびパラメータ記憶部５００以外の構成および動作は上記実施の形態１と同様である。
　また、この実施の形態３におけるハードウェア構成も、図２で示したものと同様である。この場合、電圧誤差特徴量抽出部１００、補正部２２０、補正電圧調整部３００Ａ、パラメータ取得用指令生成器４００、指令切替器４１０およびパラメータ記憶部５００の機能は、記憶装置１３から読み出されたプログラムがプロセッサ１２上で実行されることにより実現される。
　図１５は、パラメータ調整モードでの制御装置１０Ａの動作を説明するブロック図であり、図１６は、通常モードでの制御装置１０Ａの動作を説明するブロック図である。
　パラメータ調整モードでは、指令切替器４１０がパラメータ取得用指令生成器４００からの出力である電圧指令Ｖｕｖｗ＊＊を選択する。パラメータ取得用指令生成器４００は、補正電圧Ｖｕｖｗｃのパラメータである振幅αと寄生容量Ｃとを決定するための交流電動機１の制御パターンを記憶し、その制御パターンを実現可能な電圧指令Ｖｕｖｗ＊＊を生成して出力する。
　そして、図１５に示すように、電圧誤差特徴量抽出部１００、補正部２２０および補正電圧調整部３００Ａは、上記実施の形態１と同様の動作により、振幅αおよび寄生容量Ｃを調整して補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算して電圧指令Ｖｕｖｗ＊＊を補正する。その際、補正電圧調整部３００Ａが出力する振幅αおよび寄生容量Ｃは、パラメータ記憶部５００にも入力され記憶される。
　その後、パラメータである振幅αおよび寄生容量Ｃが収束すると、パラメータ調整モードから通常モードへと移行する。通常モードでは、指令切替器４１０が、外部から与えられる電圧指令Ｖｕｖｗ＊を選択し、補正電圧調整部３００Ａおよびパラメータ取得用指令生成器４００は機能を停止する。
　そして、図１６に示すように、パラメータ記憶部５００は、パラメータ調整モードにおいて調整により収束した振幅αおよび寄生容量Ｃを補正電圧演算部２００へ出力する。補正電圧演算部２００は、上記実施の形態１と同様に、再現相電流ｉｕｖｗＲＰと振幅αと寄生容量Ｃとに基づいて、各相の補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算し、補正電圧Ｖｕｖｗｃは電圧指令Ｖｕｖｗ＊に加算される。
　以上のように、この実施の形態３では、制御装置１０Ａは、通常モードと、パラメータ調整モードとの２種の動作モードを備えて動作するように構成したため、通常モードではパラメータ調整の演算が不要になる。このため、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、演算負荷が低減する。
　なお、この実施の形態においても、上記実施の形態２を適用して補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算しても良く、同様の効果が得られる。
実施の形態４．
　次に、実施の形態４による交流電動機の制御装置を説明する。
　図１７は、実施の形態４による交流電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図であり、図１８は、制御装置内の補正電圧調整部を示す制御ブロック図である。
　この実施の形態による制御装置１０Ｂは、補正電圧調整部３００Ｂが補正電圧Ｖｕｖｗｃのパラメータとして寄生容量Ｃのみを調整する。補正電圧演算部２００は、補正電圧調整部３００Ｂから寄生容量Ｃを取得し、振幅αについては、予め設定された値である振幅設定値を用い、再現相電流ｉｕｖｗＲＰと振幅αと寄生容量Ｃとに基づいて、各相の補正電圧Ｖｕｖｗｃを演算する。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
　また、この実施の形態４におけるハードウェア構成も、図２で示したものと同様である。
　図１８に示すように、補正電圧調整部３００Ｂは、電圧誤差特徴量抽出部１００から電流ベクトル位相θｉと電圧誤差の特徴量Ｖｑｉとが入力されると共に、補正電圧演算部２００から補正電圧Ｖｕｖｗｃが入力される。座標変換器（三相－ｄｑｉ変換器）３０１により、補正電圧Ｖｕｖｗｃをｄｑｉ軸電圧Ｖｄｑｉｃに変換して電流ベクトルの直交方向電圧成分Ｖｑｉｃを取得する。このｑｉ軸電圧Ｖｑｉｃと、同じく電流ベクトルの直交方向電圧成分である電圧誤差の特徴量Ｖｑｉとを乗算器３０２にて乗算して乗算結果３０２ａを得る。
　乗算結果３０２ａは、寄生容量調整器３０３に入力され、寄生容量調整器３０３は補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾きに相当する寄生容量Ｃを調整する。寄生容量調整器３０３は、乗算結果３０２ａに対して電流０クロス位相を挟む所定の位相区間Ｔｉだけ積分し所定のゲインＫ１を乗じて寄生容量Ｃを調整する。
　なお、寄生容量Ｃを調整する手法は、上記実施の形態１と同様である。
　このように、残留電圧誤差を打ち消すように補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾き調整を寄生容量Ｃの調整により行う。これにより、補正電圧Ｖｕｖｗｃの傾きは、電流０クロス位相を挟む微小な位相区間のＴｄ外乱電圧の傾きに一致するように調整される。このため、電流０クロス位相付近でのスパイク状の出力電圧誤差の発生を防止し、出力電圧誤差を高精度に抑制できる。また、振幅αの調整演算をせずに振幅設定値を用いるため、演算負荷が低減できる。
　なお、この実施の形態においても、上記実施の形態３を適用して、通常モードと、パラメータ調整モードとの２種の動作モードで動作させても良く、さらに演算負荷が低減できる。この場合、パラメータ調整モードにおいて寄生容量Ｃの調整を行い、調整後の寄生容量Ｃを通常モードにおいて用いる。振幅αは双方の動作モードで同じ振幅設定値を用いる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１　交流電動機、３　電力変換器、４　相電流検出器、１０，１０Ａ，１０Ｂ　制御装置、１００　電圧誤差特徴量抽出部、１０１　座標変換器、１０２　ローパスフィルタ、１０５　相電流演算器、２００　補正電圧演算部、２２０　補正部、３００，３００Ａ，３００Ｂ　補正電圧調整部、３０３　寄生容量調整器、３０４　振幅調整器、１００　パラメータ取得用指令生成器、４１０　指令切替器、５００　パラメータ記憶部。

Claims (10)

  1. 交流電動機を駆動する電力変換器の電圧指令を生成して、上記交流電動機を制御する制御装置において、
    上記交流電動機の各相の相電流を検出する電流検出部と、
    上記電力変換器の出力電圧誤差を補償する補正電圧を演算して上記電圧指令を補正する補正部と、
    上記検出相電流に基づいて上記出力電圧誤差の特徴量を抽出する電圧誤差特徴量抽出部と、
    抽出された上記出力電圧誤差の特徴量に基づいて、上記補正電圧のパラメータを調整する補正電圧調整部とを備え、
    上記補正電圧調整部は、上記パラメータとして上記補正電圧の傾きに相当する第１パラメータである上記電力変換器内の寄生容量を調整する第１調整部を有し、
    上記補正部は、上記補正電圧調整部にて調整された上記パラメータを用いて上記補正電圧を演算する、
    交流電動機の制御装置。
  2. 上記第１調整部は、上記検出相電流の０クロス位相を挟む位相区間において上記第１パラメータを演算して調整する、
    請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  3. 上記位相区間は、上記特徴量のピークｔoピーク区間のうち、時間変化率のより急峻な位相区間である、
    請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
  4. 上記補正部は、上記電力変換器のスイッチングのデッドタイムに起因する外乱電圧を上記出力電圧誤差として、該出力電圧誤差を補償するように上記補正電圧を演算する、
    請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
  5. 上記電圧誤差特徴量抽出部は、
    　上記検出相電流を上記交流電動機の回転磁界上のｄｑ軸電流に変換し、
    　上記ｄｑ軸電流をフィルタ処理して電流ベクトルの位相を求め、
    　上記電流ベクトル位相に基づいて上記検出相電流から上記電流ベクトルの直交方向電流成分を検出し、該直交方向電流成分に基づいて上記電流ベクトルの直交方向電圧成分を上記特徴量として演算する、
    請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
  6. 上記電圧誤差特徴量抽出部は、さらに上記電流ベクトル位相に基づいて上記ｄｑ軸電流から相電流を再現し、再現された該相電流に基づいて上記補正部が上記補正電圧を演算する、
    請求項５に記載の交流電動機の制御装置。
  7. 上記補正電圧調整部は、さらに、上記パラメータとして上記補正電圧の振幅に相当する第２パラメータを調整する第２調整部を有し、
    上記補正部は、上記補正電圧調整部にて調整された上記第１、第２パラメータを用いて上記補正電圧を演算する、
    請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
  8. 上記補正部は、上記補正電圧調整部にて調整された上記第１パラメータと、上記補正電圧の振幅設定値とを用いて上記補正電圧を演算する、
    請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
  9. 上記パラメータを保持する記憶部を備えると共に、通常モードと、パラメータ調整モードとの２種の動作モードを備え、
    上記パラメータ調整モードでは、上記補正電圧調整部が上記パラメータを調整すると共に調整された上記パラメータを上記記憶部に保持させ、
    上記パラメータの調整が終了すると、上記パラメータ調整モードから上記通常モードに切り替え、
    上記通常モードでは、上記補正電圧調整部の動作を停止し、上記補正部は上記記憶部から上記パラメータを取得して上記補正電圧を演算する、
    請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
  10. 上記電力変換器を備え、上記電力変換器は上記電圧指令に応じた電圧を上記交流電動機に出力して該交流電動機を駆動する、
    請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
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