CN106992735B - 马达控制装置 - Google Patents

Abstract

提供马达控制装置。在具备配置在电池与变换器之间的升压电路的马达控制装置中，抑制升压电路的谐振，并且使能量效率提高。马达控制装置(1)具备升压电路(22)和变换器(21)，该升压电路(22)与电池(12)电连接，该变换器(21)的一端与该升压电路电连接并且另一端与马达(11)电连接。该马达控制装置具备控制单元(100)，该控制单元(100)控制变换器以向马达输出矩形波电压，来驱动马达。该控制单元以马达的工作点属于作为在升压电路产生谐振的工作区域的谐振区域为条件，基于马达的电压指令与马达的电流的相位差，控制变换器以使得矩形波电压的电压极性暂时反转。

Description

马达控制装置

技术领域

本发明涉及控制马达的马达控制装置的技术领域。

背景技术

作为这种装置，提出了例如通过PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号，对向马达供给电力的变换器进行开关控制的装置(参照专利文献1)。在专利文献1中，尤其是公开了：基于马达的旋转频率以及转矩指令，以变换器的开关频率以及马达电流的失真度变小为条件，生成马达的1个电气周期中的脉冲数，基于电压指令和该生成的脉冲数，生成与该电压指令同步了的PWM信号。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-187933号公报

发明内容

发明要解决的问题

这种装置中，存在具备配置在电池与变换器之间的升压电路的装置。升压电路具有电抗器以及电容器，通过该电抗器以及电容器构成LC电路。这样一来，根据马达的工作点，该LC电路会谐振(即，在升压电路产生谐振)。在上述专利文献1所记载的技术中，存在未考虑升压电路的谐振这一技术的问题点。

本发明鉴于上述问题点而做出，其课题在于提供能够抑制升压电路的谐振，并且能够使能量效率提高的马达控制装置。

用于解决问题的技术方案

为了解决上述问题，本发明的第1马达控制装置，具备升压电路和变换器，所述升压电路与电池电连接，所述变换器的一端与所述升压电路电连接并且另一端与马达电连接，所述第1马达控制装置还具备控制单元，所述控制单元控制所述变换器以向所述马达输出矩形波电压，来驱动所述马达，所述控制单元，以所述马达的工作点属于谐振区域为条件，基于所述马达的电压指令与所述马达的电流的相位差，控制所述变换器以使得所述矩形波电压的电压极性暂时反转，所述谐振区域是在所述升压电路产生谐振的工作区域。

如上述那样，根据马达的工作点，会在升压电路产生谐振。具体而言，当马达的驱动电力的电气频率的6次分量(电气6次频率)属于包含升压电路中的LC电路的谐振频率的预定频段时，由于马达的驱动电力的高次谐波，LC电路谐振。结果，作为从升压电路向变换器供给的电压的升压电压变动，从电池输出的电流也变动。

根据本申请发明人的研究明确了：在升压电路产生谐振的情况下，当在预定定时使从变换器向马达输出的矩形波电压的矩形波的形状变化(例如，使得高电平/低电平按每180度反转的矩形波在90度以及270度进一步使高电平/低电平反转等)时，能够将电气6次频率高频化，作为结果，能够避免在升压电路中产生谐振。

在本发明的第1马达控制装置中，以马达的工作点属于谐振区域为条件，通过控制单元，基于马达的电压指令与马达的电流的相位差，控制变换器以使得矩形波电压的电压极性暂时反转。

通过使矩形波电压的电压极性暂时反转，原来的矩形波(例如，电压极性每180度反转的矩形波)的形状变化，因此，根据该马达控制装置，能够抑制在升压电路中产生谐振。此外，该马达控制装置中，使用矩形波电压来驱动马达(即，通过矩形波控制驱动马达)，因此，与通过PWM控制驱动马达的情况相比，能够降低变换器的开关损耗，能够提高能量效率。

尤其是，通过本申请发明人的研究明确了：通过基于马达的电压指令与马达的电流的相位差来控制变换器以使得矩形波电压的电压极性暂时反转，能够恰当地抑制在升压电路中产生谐振。

本发明的第2马达控制装置，为了解决上述问题，具备升压电路和变换器，所述升压电路与电池电连接，所述变换器的一端与所述升压电路电连接并且另一端与具有三相绕组的马达连接，所述第2马达控制装置还具备控制单元，所述控制单元控制所述变换器以向所述马达输出矩形波电压，来驱动所述马达，所述控制单元，控制所述变换器以使得所输出的所述矩形波电压的电压极性暂时反转，所述控制单元，基于向所述马达供给的矩形波电压的U相电压波形、V相电压波形以及W相电压波形、向所述马达供给的电流的U相电流波形、V相电流波形以及W相电流波形、以及所述变换器的输入电压，决定应使所输出的所述矩形波电压的电压极性暂时反转的电压相位和应使反转继续的电压相位范围。

在第2马达控制装置中，也与上述的第1马达控制装置同样地，控制变换器以将矩形波电压的电压极性暂时反转，因此，即便马达的工作点属于谐振区域，也能够抑制在升压电路中产生谐振。在该马达控制装置中，也通过矩形波控制来驱动马达，因此，与通过PWM控制驱动马达的情况相比，能够降低变换器的开关损耗，能够提高能量效率。

根据本申请发明人的研究明确了：根据U相电压波形、V相电压波形、W相电压波形、U相电流波形、V相电流波形、W相电流波形、以及变换器的输入电压，能够适当地决定应使矩形波电压的电压极性反转的电压相位和应使反转继续的电压相位范围(关于具体的决定方法，参照后述的第4实施方式)。

本发明的作用以及其他的好处，根据以下说明的用于实施的技术方案会更清楚。

附图说明

图1是示出第1实施方式的马达控制装置的结构的概略结构图。

图2是第1实施方式的用于设定马达的控制模式的设定映射的一例。

图3(a)是示出在升压电路产生谐振的情况下的马达电压、马达电流以及马达电力各自的时间变动的一例的图。图3(b)是示出在升压电路未产生谐振的情况下的马达电压、马达电流以及马达电力各自的时间变动的一例的图。

图4是示出基于第1实施方式的矩形波控制方式的马达控制的一例的控制框图。

图5是示出第1实施方式的脉冲样式的决定处理的流程图。

图6是示出第1实施方式的新脉冲样式的一例的图。

图7是用于说明第1实施方式的脉冲发生器的工作的图。

图8是用于说明第1实施方式的变形例的PWM信号生成部的工作的图。

图9是示出第1实施方式的变形例的新脉冲样式的一例的图。

图10是示出第2实施方式的新脉冲样式的概念的概念图。

图11是示出第2实施方式的相位关系检测的概念的概念图。

图12是示出第2实施方式的新脉冲样式的一例的图。

图13是示出第3实施方式的动力运行时的新脉冲样式的一例的图。

图14(a)是示出按照以往的矩形波脉冲样式控制马达的情况下的马达电压、马达电流以及马达电力各自的与一个周期相应的波形的一例的图。图14(b)是示出按照新脉冲样式控制马达的情况下的马达电压、马达电流以及马达电力各自的与一个周期相应的波形的一例的图。

图15(a)是示出第3实施方式的再生时的新脉冲样式的一例的图。图15(b)是示出第3实施方式的动力运行时的新脉冲样式的另一例的图。

图16是示出第4实施方式的控制装置的要部的框图。

图17是示出第4实施方式的新脉冲样式的决定处理的概要的流程图。

图18是示出第4实施方式的波形取得处理的流程图。

图19是示出第4实施方式的脉冲位置算出处理的流程图。

图20是示出三相电力的6次高次谐波的波形的一例的图。

图21是示出第4实施方式的脉冲宽度算出处理的流程图。

图22是示出第4实施方式的电压波形生成处理的流程图。

图23是示出通过第4实施方式的电压波形生成处理生成的电压波形的一例的图。

图24是示出第4实施方式的脉冲样式决定处理的流程图。

标号的说明

1…马达控制装置，11…马达，12…电池，21…变换器，22…升压电路，100…控制装置。

具体实施方式

基于附图对本发明的马达控制装置的实施方式进行说明。在以下的实施方式中，作为本发明的马达控制装置的一例，例如可以举出控制混合动力汽车或者电动汽车的驱动用马达的马达控制装置。作为马达控制装置的控制对象的马达，是三相交流马达，构成为兼具电动机以及发电机的功能。

实施方式的马达控制装置，具备配置在电池与变换器之间的升压电路。在实施方式的马达控制装置中，控制变换器以使得向马达供给的矩形波电压的矩形波的形状在预定的定时变化。具体而言，控制变换器以使得矩形波电压的电压极性在预定的定时暂时反转。结果，马达的驱动电力的电气6次频率被高频化，能够避免在升压电路产生谐振。

<第1实施方式>

对于本发明的马达控制装置的第1实施方式，参照图1至图7进行说明。以下，首先对马达控制装置的结构和马达控制工作的概要进行说明，接着，对于本申请独自的新脉冲样式进行说明。

(装置的结构)

对于第1实施方式的马达控制装置的结构，参照图1进行说明。图1是示出第1实施方式的马达控制装置的结构的概略结构图。

在图1中，马达控制装置1例如构成为具备：将从作为二次电池等的电池12输出的直流电力变换为交流电力并将交流电力向马达11供给的变换器21；配置在电池12以及变换器21之间的升压电路22；以及控制变换器21以及升压电路22的控制装置100。

变换器21具有作为开关元件的6个晶体管和与该6个晶体管分别对应的6个逆并联二极管。变换器21可以应用现有的各种方式，因此，省略其详细的说明。

升压电路22具有：电抗器221、平滑电容器222、上臂晶体管223以及二极管224、下臂晶体管225以及二极管226。

晶体管223的发射极与晶体管225的集电极电连接，还与电抗器221的一端电连接。电抗器221的另一端与电池12的正极电连接。晶体管223的集电极与变换器21的电源线电连接。晶体管225的发射极与变换器21的接地线以及电池12的负极电连接。在变换器21的电源线与接地线之间，电连接有平滑电容器222。

在该马达控制装置1工作时，通过对晶体管223以及225分别进行开关控制，来利用升压电路22，将从电池12输出的直流电力的电压(升压前电压VL)升压至预定电压(升压电压VH)而向变换器21供给。另外，通过对晶体管223以及225分别进行开关控制，来利用升压电路22，将来自变换器21的再生电力的电压降压，因此，也能够利用该再生电力对电池12进行充电。

升压前电压VL由电压传感器23检测，向控制装置100发送。另外，升压电压VH由电连接于平滑电容器222的端子间的电压传感器24检测，向控制装置100发送。

(马达控制工作)

除了图1之外，还参照图2对在如上述那样构成的马达控制装置1中执行的马达控制工作进行说明。图2是实施方式的用于设定马达的控制模式的设定映射的一例。

控制装置100，基于从设置在外部的车辆控制用的电子控制单元(未图示)输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器23检测到的升压前电压VL、由电压传感器24检测到的升压电压VH、由电流传感器26v以及26w(参照图4)检测到的马达电流iv以及iw、以及由作为例如旋转变压器(resolver)、霍尔元件等的旋转检测器25检测到的马达11的转角θ，通过下述的方法，对变换器21以及升压电路22进行开关控制，以使得马达11输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。

控制装置100基于转矩指令值Trqcom等算出目标升压电压，并对升压电路22进行控制，以使得升压电压VH与该算出的目标升压电压一致。

在马达控制装置1中，关于变换器21的电压变换，存在3个控制模式。具体而言，如图2所示，作为控制模式，存在：使用正弦波PWM电压的正弦波PWM控制方式、使用过调制PWM电压的过调制PWM控制方式、以及使用矩形波电压的矩形波控制方式。

控制装置100根据转矩指令值Trqcom和马达11的转速，算出马达所需电压(即，感应电压)。控制装置100按照马达所需电压与升压电压VH的最大值(即，系统电压的最大值)的关系(具体而言，判定调制度是否比0.78大)，决定利用矩形波控制方式、正弦波PWM控制方式以及过调制PWM控制方式中的哪个方式控制马达11。

关于使用正弦波PWM控制方式以及过调制PWM控制方式中的哪个方式，根据按照矢量控制的电压指令值的调制度范围来决定。

通过这样决定控制模式，在低转速区域能够抑制转矩变动而得到平滑的输出特性，在中高转速区域能够进一步提高马达11的输出。

(起因于升压电路的问题点)

如图1所示，升压电路22具有电抗器221以及平滑电容器222。利用该电抗器221以及平滑电容器222构成LC电路。LC电路的谐振频率fr(中心频率)，使用电抗器221的电抗L以及平滑电容器222的电容C，可表示为fr＝1/{2π√(LC)}。

LC电路不是仅在中心频率谐振，而是在以中心频率为中心的某程度范围内的频率(fr(下限)～fr(上限))下谐振。在此，fr(下限)由LC电路谐振的电抗L以及电容C各自的最小值决定。另一方面，fr(上限)由LC电路谐振的电抗L以及电容C各自的最大值决定。此外，LC电路谐振的电抗L的最小值以及最大值、电容C的最小值以及最大值，作为电路常数而预先设定。

根据马达11的工作点，存在马达11的驱动电力的电气6次频率属于fr(下限)～fr(上限)的范围内的情况。该情况下，构成升压电路22的LC电路由于马达11的驱动电力的高次谐波而谐振。结果，升压电压VH会变动，从电池12输出的电流也会变动。

(升压电路的谐振避免方法)

本申请发明人发现：若使从变换器21向马达11输出的矩形波电压的矩形波的形状在预定定时变化(参照图3(b)的“马达电压”的箭头)，则马达11的驱动电力的电气6次频率能够被高频化(参照图3的“马达电力”)。结果，电气6次频率偏离fr(下限)～fr(上限)的范围，能够避免构成升压电路22的LC电路的谐振。

在本实施方式中，在通过矩形波控制方式控制马达11时，以马达11的工作点属于作为在升压电路22中产生谐振的工作区域的谐振区域为条件，使矩形波电压的矩形波的形状变化(即，使矩形波电压的电压极性暂时反转)，将马达11的驱动电力的电气6次频率高频化。

(矩形波控制方式)

避免上述的升压电路22中的谐振的控制，以矩形波控制方式作为基础，因此，首先，参照图4，对于通过矩形波控制方式控制马达11的情况下的马达控制工作进行说明。

为了执行基于矩形波控制方式的马达控制工作，控制装置100构成为具备三相/dq相变换部101、转矩推定部102、减法器103、PI(Proportional-Integral：比例-积分)控制部104、相位限制器105以及脉冲发生器106作为在其内部实现的逻辑处理块或者物理的处理电路。

三相/dq相变换部101参照由旋转检测器25检测到的马达11的转角θ，将通过电流传感器26v以及26w分别检测到的V相电流iv以及W相电流iw变换为d轴电流id以及q轴电流iq。

转矩推定部102基于d轴电流id以及q轴电流iq来推定马达11的输出转矩Trq。此外，对于输出转矩Trq的推定方法，可以应用现有的方法，因此，省略其详细的说明。

减法器103根据转矩指令值Trqcom和输出转矩Trq求出转矩偏差ΔTrq(＝Trqcom-Trq)。PI控制部104对于转矩偏差ΔTrq进行基于预定增益的PI运算，求取控制偏差，根据该求出的控制偏差来设定矩形波电压的相位(也就是说，PI控制部104进行转矩反馈控制)。

具体而言，PI控制部104在转矩指令值Trqcom为正的情况下，当转矩不足时使电压相位提前，当转矩过剩时使电压相位延迟。另一方面，PI控制部104在转矩指令值Trqcom为负的情况下，当转矩不足时使电压相位延迟，当转矩过剩时使电压相位提前。

相位限制器105判定由PI控制部105设定的电压相位是否在预定范围(例如，不会因从前次的电压相位的变化量而发生冲击(shock)那样的范围)内。若电压相位在预定范围内，则相位限制器105将电压相位向脉冲发生器106供给。另一方面，在电压相位不在预定范围内的情况下，相位限制器105将与预定范围的上限值相当的电压相位向脉冲发生器106供给。

脉冲发生器106基于从相位限制器105供给的电压相位和通过旋转检测器25检测到的马达11的转角θ，生成各相电压指令值(即，U相电压指令值、V相电压指令值、W相电压指令值)。并且，脉冲发生器106基于所生成的各相电压指令值，将作为用于对变换器21进行开关控制的开关控制信号的电压脉冲指令值(参照图1)向变换器21输出。

(脉冲样式的决定方法)

控制装置100构成为还具备脉冲样式决定部107。脉冲样式决定部107决定是否使由脉冲发生器106生成的电压脉冲指令值为按照在升压电路22中不产生谐振那样的脉冲样式(以后，适当称为“新脉冲样式”)的指令值。在此，“脉冲样式”意味着规定各相的电压相位和电压指令值的关系(换言之，电压相位相对于电压指令值的变化)。

参照图5的流程图对脉冲样式决定部107的脉冲样式的决定方法进行说明。以下说明的处理，通过控制装置100的脉冲样式决定部107以预定周期反复执行。

在图5中，脉冲样式决定部107判定当前的控制模式是否是矩形波控制方式(步骤S101)。在该判定的结果是，判定为当前的控制模式不是矩形波控制方式的情况下(步骤S101：否)，脉冲样式决定部107结束处理。该情况下，马达控制装置1通过正弦波PWM控制方式或者过调制PWM控制方式控制马达11。

另一方面，在步骤S101的判定的结果是，判定为当前的控制模式是矩形波控制方式的情况下(步骤S101：是)，脉冲样式决定部107判定马达11的工作点是否属于谐振区域(即，判定马达11的驱动电力的电气6次频率是否属于构成升压电路22的LC电路谐振的频率范围fr(下限)～fr(上限))(步骤S102)。此外，电气6次频率可使用马达11的转速N(rpm：转/分)而表示为N/60×(马达11的极对数)×6。

在步骤S102的判定的结果是，判定为马达11的工作点属于谐振区域的情况下(步骤S102：是)，脉冲样式决定部107控制脉冲发生器106，以生成按照新脉冲样式的电压脉冲指令值(步骤S103)。

另一方面，在步骤S102的判定的结果是，判定为马达11的工作点不属于谐振区域的情况下(步骤S102：否)，脉冲样式决定部107根据以往的矩形波控制方式(即，不考虑升压电路22的谐振)，控制脉冲发生器106，以生成电压脉冲指令值(步骤S104)。

(新脉冲样式)

对于脉冲发生器106的按照新脉冲样式的电压脉冲指令值的生成方法的一例，参照图6以及图7进行说明。图6是示出第1实施方式的新脉冲样式的一例的图。图7是用于说明第1实施方式的脉冲发生器的工作的图。

如在上述的“矩形波控制方式”中说明的那样，向脉冲发生器106供给电压相位和转角θ。并且，脉冲发生器106根据基于电压相位以及转角θ的各相电压指令值生成电压脉冲指令值。

但是，关于按照新脉冲样式的电压脉冲指令值的生成，也可以准备根据马达11的转角θ来决定电压脉冲指令值那样的表，并使用该表。

图6(a)示出新脉冲样式的各相的波形的一例。具体而言，U相电压脉冲的波形是，在高电平和低电平在转角θ为180度反转的矩形波中，在转角θ为90度附近以及270度附近，高电平和低电平进一步暂时反转。V相电压脉冲的波形是使U相电压脉冲的波形的相位延迟120度的波形。W相电压脉冲的波形是使U相电压脉冲的波形的相位延迟240度(或者使相位提前120度)的波形。

若将高电平设为“1”、将低电平设为“0”，用数值表示图6(a)所示的波形，则例如相位为α1(转角θ＝0度)的情况下，按U相、V相、W相的顺序成为“101”。这样，通过使相位(转角θ)与波形相关联，来构建图6(b)所示那样的表。此外，图6(b)中的“0、1、2、…”是与相位相对应的参照标号。

脉冲发生器106具有角度一致检测部1061以及样式选择部1062来作为在其内部实现的逻辑处理块或者物理的处理电路(参照图7)。

角度一致检测部1061在由旋转检测器25检测到的马达11的转角θ与表所含的相位的任一个一致的情况下，输出与一致的相位对应的参照标号n。具体而言，例如，在转角θ与相位α3一致的情况下，角度一致检测部1061输出参照标号“2”(参照图6的(b))。

样式选择部1062基于从角度一致检测部1061输出的参照标号n，从表取得各相的样式，生成电压脉冲指令值。具体而言，例如，在从角度一致检测部1061输出了参照标号“2”的情况下，样式选择部1061从表取得“101”这一样式。并且，样式选择部1062生成与高电平对应的电压脉冲指令值作为U相以及W相的电压脉冲指令值，生成与低电平对应的电压脉冲指令值作为V相的电压脉冲指令值。

此外，在从角度一致检测部1061输出新的参照标号n之前，样式选择部1062生成基于前次输出的参照标号n的电压脉冲指令值。也就是说，样式选择部1062例如在转角θ从与相位α1一致之后到与相位α2一致之前，基于与相位α1对应的参照标号“0”生成电压脉冲指令值。

通过根据电压脉冲指令值对变换器21进行开关控制，在预定定时，使向马达11供给的矩形波电压的电压极性暂时反转。具体而言，例如，U相电压的情况下，在马达11的转角θ与相位α5一致的定时，使矩形波电压的电压极性从正向负反转，在马达11的转角θ与相位α6一致的定时，使矩形波电压的电压极性从负向正再次反转。

(效果)

在本实施方式的马达控制装置1中，在马达11的工作点属于在升压电路22产生谐振的谐振区域的情况下，生成按照新脉冲样式的电压脉冲指令值。通过按照该生成的电压脉冲指令值对变换器21进行开关控制，马达11的驱动电力的电气6次频率被高频化，结果，能够避免在升压电路22中产生谐振。

在本实施方式中，以矩形波控制方式作为基础实现了新脉冲样式，因此，与正弦波PWM控制方式以及过调制PWM控制方式相比，能够抑制变换器21的开关损耗而使能量效率提高。

<变形例>

接着，对于第1实施方式的变形例，参照图8以及图9进行说明。图8是用于说明第1实施方式的变形例的PWM信号生成部的工作的图。图9是示出第1实施方式的变形例的新脉冲样式的一例的图。

在上述的第1实施方式中，以矩形波控制方式作为基础，但是，在本变形例中，以PWM控制方式作为基础来实现新脉冲样式。PWM控制方式下的马达11的控制工作，可以应用现有的各种方式，因此，省略其详细的说明。在此，参照图8以及图9，仅对控制装置100为了通过PWM控制方式对马达11进行控制而作为在其内部实现的逻辑处理块或者物理处理电路所具备的PWM信号生成部111的工作进行说明。

本变形例的PWM信号生成部111通过三角波比较方式实现PWM控制(参照图8)。PWM信号生成部111具有：生成U相电压脉冲的比较器1111、生成V相电压脉冲的比较器1112以及生成W相电压脉冲的比较器1113。比较器1111、1112以及1113分别被输入同一载波(三角波)。

若具有图9所示那样的波形的U相电压指令、V相电压指令以及W相电压指令作为调制波被输入到比较器1111、1112以及1113，则会生成与图6(a)所示的新脉冲样式的脉冲波形同样的脉冲波形(参照图9的“U相电压脉冲”、“V相电压脉冲”、“W相电压脉冲”)。

这样，通过适当选择调制波以及载波各波的波形，即便是PWM控制方式，也能够实现可以避免在升压电路22中产生谐振的新脉冲样式。

<第2实施方式>

参照图10至图12，对本发明的马达控制装置的第2实施方式进行说明。在第1实施方式中，马达11的电压与电流的相位差(即，功率因数)被设为固定值(具体而言，相位差为零)。在第2实施方式中，在考虑功率因数来决定新脉冲样式的脉冲波形这一点上，与第1实施方式不同，除此以外，与上述的第1实施方式同样。因此，对于第2实施方式，省略与第1实施方式重复的说明，并且对于附图上的共通部位标注同一标号来表示，基本上仅对于不同的点，参照图10至图12进行说明。

图10是示出第2实施方式的新脉冲样式的概念的概念图。图11是示出第2实施方式的相位关系检测的概念的概念图。图12是示出第2实施方式的新脉冲样式的一例的图。

(新脉冲样式)

方便起见，矩形波控制的例如U相电压指令(即，U相电压脉冲)用图10所示那样的正弦波表示。在马达11的电压(在此，U相电压指令)与马达11的U相电流的相位差ΔΦ为零的情况下(即，功率因数为1的情况下)，对于U相，将图6(a)所示的高电平和低电平在马达11的转角θ为90度附近以及270度附近反转的脉冲样式决定为新脉冲样式。

另一方面，在相位差ΔΦ不为零的情况下，若与马达11的U相电流的峰值相配合地进行矩形波电压的电压极性的暂时的反转，则能够抑制马达11的电力变动，这根据本申请发明人的研究已判明。该情况下，为了维持向马达11供给的U相电压的波形的90度对称性，在从U相电压指令的峰值提前(或者延迟)相位差ΔΦ的定时，也进行矩形波电压的电压极性的暂时的反转。因此，对于U相，将图10的下段所示的脉冲样式决定为新脉冲样式。

本实施方式的脉冲发生器106(参照图4)基于从相位限制器105(参照图4)供给的电压相位和由三相/dq相变换部101(参照图4)变换后的d轴电流id以及q轴电流iq，求出相位差ΔΦ。具体而言，如图11所示，在dq坐标中，将由d轴电流id以及q轴电流iq表示的电流矢量I的距d轴的转角设为电流相位Φi。脉冲发生器106根据电压相位和电流相位Φi求出相位差

图12(a)示出相位差ΔΦ为“m”的情况下的新脉冲样式的各相的波形的一例。通过将高电平设为“1”、将低电平设为“0”，并用数值表示图12(a)所示的波形，来构建在相位差ΔΦ为“m”的情况下的表(根据马达11的转角θ决定电压脉冲指令值的表)(参照图12(b))。

在本实施方式中，这样构建的与多个相位差ΔΦ分别对应的多个表预先保存于脉冲发生器106。

在马达控制装置1利用矩形波控制方式控制马达11、并且由脉冲样式决定部107控制脉冲发生器106以生成按照新脉冲样式的电压脉冲指令值的情况下，脉冲发生器106首先求出如上述那样的相位差ΔΦ。

接着，脉冲发生器106选择与所求出的相位差ΔΦ对应的表。并且，脉冲发生器106的角度一致检测部1061(参照图8)在由旋转检测器25检测到的马达11的转角θ与所选择的表中所包含的相位的任一个一致的情况下，输出与一致的相位对应的参照标号n。

然后，脉冲发生器106的样式选择部1062(参照图8)基于从角度一致检测部1061输出的参照标号n，从所选择的表取得各相的样式，生成电压脉冲指令值。

(效果)

在考虑了功率因数的新脉冲样式中，矩形波电压的电压极性的暂时反转会在马达11的电力变动成为峰值的定时进行。结果，马达11的电力变动受到抑制，并且马达11的驱动电力的电气6次频率被高频化。因此，根据本实施方式的马达控制装置1，能够一边适当地抑制马达11的电力变动，一边避免在升压电路22中产生谐振。

此外，本实施方式的“控制装置100”，是本发明的“控制单元”的一例。

<第3实施方式>

参照图13至图15，对本发明的马达控制装置的第3实施方式进行说明。在第3实施方式中，在根据马达11的工作样态(具体而言，是动力运行还是再生)来决定新脉冲样式的脉冲波形这一点上，与第1实施方式不同，除此以外，与上述的第1实施方式同样。因此，对于第3实施方式，省略与第1实施方式重复的说明，并且对附图中的共通部位标注同一标号来表示，基本上仅对于不同的点，参照图13至图15进行说明。图13是示出第3实施方式的动力运行时的新脉冲样式的一例的图。

(新脉冲样式)

(1)动力运行时

在控制马达11以输出驱动力的情况下(即，动力运行时)，例如将图13(a)所示的脉冲样式决定为新脉冲样式。具体而言，U相电压脉冲的波形是，在高电平和低电平在转角θ为180度反转的矩形波中，在转角θ为例如162度附近以及例如342度附近，高电平和低电平进一步暂时反转。V相电压脉冲的波形是使U相电压脉冲的波形的相位延迟120度的波形。W相电压脉冲的波形是使U相电压脉冲的波形的相位延迟240度(或者使相位提前120度)的波形。

通过将高电平设为“1”，将低电平设为“0”，用数值表示图13(a)所示的各相电压脉冲的波形，来构筑动力运行时的表(根据马达11的转角θ决定电压脉冲指令值的表)(参照图13(b))。

在马达控制装置1通过矩形波控制方式控制马达11以输出驱动力，并且通过脉冲样式决定部107控制脉冲发生器106以生成按照新脉冲样式的电压脉冲指令值的情况下，脉冲发生器106选择与动力运行时对应的表。并且，脉冲发生器106的角度一致检测部1061(参照图8)在由旋转检测器25检测到的马达11的转角θ与所选择的表中所包含的相位的任一个一致的情况下，输出与一致的相位对应的参照标号n。

接着，脉冲发生器106的样式选择部1062(参照图8)基于从角度一致检测部1061输出的参照标号n，从所选择的表取得各相的样式，生成电压脉冲指令值。

在此，参照图14对按照图13(a)所示的脉冲样式控制马达11的情况下的三相电力的波形进行说明。此外，三相电力的波形是指各相的电力波形重叠后的波形。图14(a)是示出根据以往的矩形波控制方式控制马达11的情况下的马达电压、马达电流以及马达电力各自的与一个周期相应的波形的一例的图。图14(b)是示出按照新脉冲样式控制马达11的情况下的马达电压、马达电流以及马达电力各自的与一个周期相应的波形的一例的图。

比较图14(a)的“三相电力”和图14(b)的“三相电力”可知，在按照新脉冲样式控制马达11的情况下(参照图14(b))，因从变换器21输出的矩形波电压的电压极性暂时反转(参照图14(b)的“马达电压”的箭头)，在三相电力的波形的峰部分会产生刻痕。此外，刻痕在6个部位产生的理由是因为：在各相的马达电压中，电压极性的暂时反转各发生2次，三相合起来发生6次电压极性的暂时反转。

本申请发明人通过研究明确了：若对图14(a)的“三相电力”所示的波形、以及图14(b)的“三相电力”所示的波形的各波形实施高次谐波解析，可得到如下的结果。即，电气频率的6次分量，在按照新脉冲样式控制马达11的情况下，与根据以往的矩形波控制方式控制马达11的情况相比，显著地小。另一方面，对于电气频率的12次分量、18次分量，在按照新脉冲样式控制马达11的情况下，与根据以往的矩形波控制方式控制马达11的情况相比，较大。也就是说，通过按照新脉冲样式控制马达11，三相电力的波形的电气频率的6次分量被高频化。

(2)再生时

在由马达11进行再生的情况下，将例如图15(a)所示的脉冲样式决定为新脉冲样式。具体而言，U相电压脉冲的波形是，在高电平和低电平转角θ为180度反转的矩形波中，在转角θ例如为18度附近以及例如为198度附近，高电平和低电平进一步暂时反转。V相电压脉冲的波形(未图示)是使U相电压脉冲的波形的相位延迟120度的波形。W相电压脉冲的波形(未图示)是使U相电压脉冲的波形的相位延迟240度(或者使相位提前120度)的波形。

(3)动力运行时(变形例)

在控制马达11以输出驱动力的情况下，也可以将例如图15(b)所示的脉冲样式决定为新脉冲样式。具体而言，U相电压脉冲的波形是，高电平和低电平在转角θ为180度反转的矩形波中，在转角θ例如为102度附近以及例如为282度附近，高电平和低电平进一步暂时反转。V相电压脉冲的波形(未图示)是使U相电压脉冲的波形的相位延迟120度的波形。W相电压脉冲的波形(未图示)是使U相电压脉冲的波形的相位延迟240度(或者使相位提前120度)的波形。

(新脉冲样式的实验上的求取方法)

对于用实验方式求出图13以及图15所示的脉冲样式的方法的一例进行说明。以下，在例如图13(a)所示的U相电压脉冲的波形中，在180度以下，将与从高电平向低电平反转的相位α8相当的相位称为“开始位置θs1”，将与从低电平再次向高电平反转的相位α9相当的相位称为“结束位置θe1”。此外，图13(a)所示的U相电压脉冲的波形中的相位α17以及相位α18，分别表示为“θs1+180”以及“θe1+180”。另外，对于V相电压脉冲以及W相电压脉冲，将对U相电压脉冲求出的开始位置θs1以及结束位置θe1错开120度或者240度即可。

首先，在180度以下设定开始位置θs1以及结束位置θe1的搜索范围。此外，优选将搜索范围的上限值与下限值的差设为30度以下。接着，一边在所设定的搜索范围内使开始位置θs1以及结束位置θe1各自变化，一边利用实际设备取得三相电压波形以及三相电流波形。此时，优选将开始位置θs1与结束位置θe1的差设为一定。

接着，根据所取得的三相电压波形以及三相电流波形，按开始位置θs1以及结束位置θe1的各个组合求取三相电力的波形，对该求出的三相电力的波形实施高次谐波解析。接着，高次谐波解析的结果，将电气频率的6次分量最小的开始位置θs1以及结束位置θe1的组合决定为最佳开始位置θsmin以及最佳结束位置θemin。

通过针对由转速以及转矩规定的马达11的多个工作点的各工作点反复进行上述的步骤，能够求取与马达11的各工作点对应的新脉冲样式。

(效果)

根据本实施方式的马达控制装置1，尤其是，由于将与马达11的工作样态对应的最佳的脉冲样式选择为新脉冲样式，因此，能够恰当地避免在升压电路22中产生谐振。此外，在本实施方式中，由于以矩形波控制方式为基础来实现新脉冲样式，因此，与正弦波PWM控制方式以及过调制PWM控制方式相比，能够抑制变换器21的开关损耗而提高能量效率。

<第4实施方式>

参照图16至图24对本发明的马达控制装置的第4实施方式进行说明。在第4实施方式中，除了新脉冲样式的脉冲波形的求取方法不同之外，与上述的第3实施方式同样。因此，对于第4实施方式，省略与第3实施方式重复的说明，并且对于附图上的共通部位标注同一标号而示出，基本上，仅对于不同的点，参照图16至图24进行说明。

(新脉冲样式的求取方法)

首先，说明新脉冲样式的求取方法的概要，然后说明各处理的详情。

(1)概要

首先，参照图17的流程图，对本实施方式的新脉冲样式的脉冲波形的求取方法的概要进行说明。在此，如图16所示，本实施方式的控制装置100构成为：具备脉冲样式运算装置(以后，称为“运算装置”)120来作为在其内部实现的逻辑处理块或者物理的处理电路。

在图17中，运算装置120，取得三相电力的波形(步骤S10)。接着，运算装置120基于所取得的三相电力的波形，计算应使矩形波电压的电压极性暂时反转的电压相位，作为脉冲位置(步骤S20)。此外，本实施方式的“脉冲位置”与上述的第3实施方式不同，表示电压极性暂时反转了的电压相位范围的中央值(center value)(例如参照图23的“θmin”)。

接着，运算装置120基于计算出的脉冲位置等，计算应继续暂时的电压极性的反转的电压相位范围，作为脉冲宽度(步骤S30)。最后，运算装置120基于所计算的脉冲位置以及脉冲宽度，决定新脉冲样式的脉冲波形(步骤S40)。

(2)波形取得处理

关于上述的步骤S10的处理的详情，参照图18的流程图进行说明。

在图18中，运算装置120取得各相(即U相、V相以及W相)的电压波形及电流波形、以及变换器21的输入电压(即升压电压VH)(步骤S101)。此外，所取得的各相的电压波形以及电流波形，是对于马达11的某工作点通过实际测量或者模拟而求出的波形(此外，设为马达11通过以往的矩形波控制方式、或者按照预先求出的新脉冲样式而被控制)。

接着，运算装置120从所取得的各相的电压波形以及电流波形中，提取同步后的与至少一个周期相应的各相的电压波形以及电流波形(步骤S102)。在此，将所提取的各相的电压波形以及电流波形如下表示。即，U相电压波形为vu(θ)，U相电流波形为iu(θ)，V相电压波形为vv(θ)，V相电流波形为vi(θ)，W相电压波形为vw(θ)，W相电流波形为vw(θ)。在此，设θ满足“0≤θ≤360”的关系。

接着，运算装置120基于各相的电压波形以及电流波形计算三相电力的波形(步骤S103)。在此，若将三相电力的波形设为P(θ)，则表示为波形P(θ)＝vu(θ)×iu(θ)+vv(θ)×iv(θ)+vw(θ)×iw(θ)。

(3)脉冲位置算出处理

关于上述的步骤S20的处理的详情，参照图19的流程图进行说明。

在图19中，运算装置120将相位α设定为作为初始值的“-90”(步骤S201)。接着，运算装置120基于波形P(θ)，求出“P(θ)×sin(6θ+α)”作为“Psin6(θ，α)”(即，Psin6(θ，α)＝P(θ)×sin(6θ+α))。另外，运算装置120求出“P(θ)×cos(6θ+α)”作为“Pcos6(θ，α)”(即，Pcos6(θ，α)＝P(θ)×cos(6θ+α))。

接着，运算装置120将Psin6(θ，α)以及Pcos6(θ，α)，以0～360关于θ进行积分，求取Pa(α)(＝∫Psin6(θ，α)×dθ)以及Pb(α)(＝∫Pcos6(θ，α)×dθ)(步骤S202)。

接着，运算装置120使相位α增加Δα(步骤S203)，对于新的相位α，与上述的步骤S202的处理同样地，求取Pa(α)以及Pb(α)(步骤S204)。

接着，运算装置120基于在本次步骤S204的处理中求出的Pa(α)以及Pb(α)和在前次的处理(即，步骤S202的处理、或者前次的步骤S204的处理)中求出的Pa(α-Δα)以及Pb(α-Δα)(如图18的步骤S203所示，由于相位α每次被更新，因此，方便起见，将前次的相位α记载为“α-Δα”)，判定Pa(α)-Pb(α)的绝对值是否为Pa(α-Δα)-Pb(α-Δα)的绝对值以下(步骤S205)。

在步骤S205的判定中判定为Pa(α)-Pb(α)的绝对值比Pa(α-Δα)-Pb(α-Δα)的绝对值大的情况下(步骤S205：否)，进行后述的步骤S207的处理。

另一方面，在步骤S205的判定中判定为Pa(α)-Pb(α)的绝对值为Pa(α-Δα)-Pb(α-Δα)的绝对值以下的情况下(步骤S205：是)，运算装置120存储当前的相位α作为αmin(步骤S206)。

接着，运算装置120判定相位α是否为90度以上(步骤S207)。在该判定中判定为相位α小于90度的情况下(步骤S207：否)，进行上述的步骤S203的处理。

另一方面，在步骤S207的判定中判定为相位α为90度以上的情况下(步骤S207：是)，运算装置120将θ设定为作为初始值的“θc-θa”(步骤S208)。此外，“θa”、“θc”以及后述的“θb”是常数。“θa”、“θb”以及“θc”，在后述的步骤S209以后的处理中，是规定θ的变化范围的值。具体而言，θ在θc-θa～θc+θb的范围内变化。

接着，运算装置120求取Psin6(θ，αmin)(＝P(θ)×sin(6θ+αmin))以及Pcos6(θ，αmin)(＝P(θ)×cos(6θ+αmin))(步骤S209)。

接着，运算装置120使θ增加Δθ(步骤S210)，并且对于新的θ，与上述的步骤S209同样地，求取Psin6(θ，αmin)以及Pcos6(θ，αmin)(步骤S211)。

接着，运算装置120基于在本次步骤S211的处理中求出的Psin6(θ，αmin)以及Pcos6(θ，αmin)和在前次的处理(即，步骤S209的处理、或者前次的步骤S211的处理)中求出的Psin6(θ-Δθ，αmin)以及Pcos6(θ-Δθ，αmin)(如图18的步骤S210所示，由于θ每次被更新，因此，方便起见，将前次的θ记载为“θ-Δθ”)，判定Psin6(θ，αmin)-Pcos6(θ，αmin)的绝对值是否为Psin6(θ-Δθ，αmin)-Pcos6(θ-Δθ，αmin)的绝对值以下(步骤S212)。

此外，在图18中，方便起见，将“Psin6(θ，αmin)-Pcos6(θ，αmin)”记载为“Psin6(n)-Pcos6(n)”，将“Psin6(θ-Δθ，αmin)-Pcos6(θ-Δθ，αmin)”记载为“Psin6(n-1)-Pcos6(n-1)”。

在步骤S212的判定中判定为Psin6(θ，αmin)-Pcos6(θ，αmin)的绝对值比Psin6(θ-Δθ，αmin)-Pcos6(θ-Δθ，αmin)的绝对值大的情况下(步骤S212：否)，进行后述的步骤S214的处理。

另一方面，在步骤S212的判定中判定为Psin6(θ，αmin)-Pcos6(θ，αmin)的绝对值为Psin6(θ-Δθ，αmin)-Pcos6(θ-Δθ，αmin)的绝对值以下的情况下(步骤S212：是)，运算装置120存储当前的θ作为θmin(步骤S213)。

接着，运算装置120判定θ是否为“θc+θb”以上(步骤S213)。在该判定中判定为θ小于“θc+θb”的情况下(步骤S213：否)，进行上述的步骤S210的处理。另一方面，在该判定中判定为θ为“θc+θb”以上的情况下(步骤S213：是)，结束图18所示的处理。

在此，上述的步骤S208～S214的处理，是用于搜索例如图20所示的Psin6(θ)的波形与Pcos6(θ)的波形的交点的处理。当图18所示的处理结束时，作为θmin存储的值，是表示交点的相位。具体而言，例如，在图13的U相电压脉冲中，高电平和低电平暂时反转的162度对应于在图20中由圆C1围出的交点的相位。另外，在图15(b)的U相电压脉冲中，高电平和低电平暂时反转的102度对应于在图20中由圆C2围出的交点的相位。

(4)脉冲宽度算出处理

关于上述的步骤S30的处理的详情，参照图21以及图22的流程图进行说明。

在图21中，运算装置120将脉冲宽度w设定为作为初始值的“wa”(步骤S301)。接着，运算装置120基于θmin以及脉冲宽度w，生成矩形波电压的电压波形(步骤S302)。

在此，参照图22的流程图，对步骤S302的处理予以说明。此外，图22示出U相电压的电压波形的生成处理，但是，对于V相电压以及W相电压也进行同样的处理。

在图22中，运算装置120将θ设定为作为初始值的“0”(步骤S3001)。接着，运算装置120判定θ是否为0以上且小于“θmin-w/2”(步骤S3002)。在该判定中判定为θ为0以上且小于“θmin-w/2”的情况下(步骤S3002：是)，运算装置120将关于当前的θ以及脉冲宽度w的U相电压vu(θ，w)设为“Vh(θ)/2”(步骤S3003)。在此，“Vh(θ)”是在图18的步骤S101的处理中取得的变换器21的输入电压的电压波形。

接着，运算装置120使θ增加Δθ(步骤S3004)，对于新的θ，判定是否为360以上(步骤S3005)。在该判定中判定为θ为360以上的情况下(步骤S3005：是)，结束图22所示的处理。另一方面，在步骤S3005的判定中判定为θ小于360的情况下(步骤S3005：否)，进行上述的步骤S3002的处理。

在步骤S3002的判定中判定为θ为“θmin-w/2”以上的情况下(步骤S3002：否)，运算装置120判定θ是否小于“θmin+w/2”(步骤S3006)。在该判定中判定为θ小于“θmin+w/2”的情况下(步骤S3006：是)，运算装置120将关于当前的θ以及脉冲宽度w的U相电压vu(θ，w)设为“-Vh(θ)/2”(步骤S3007)，进行步骤S3004的处理。

在步骤S3006的判定中判定为θ为“θmin+w/2”以上的情况下(步骤S3006：否)，运算装置120判定θ是否小于“180”(步骤S3008)。在该判定中判定为θ小于“180”的情况下(步骤S3008：是)，运算装置120将关于当前的θ以及脉冲宽度w的U相电压vu(θ，w)设为“Vh(θ)/2”(步骤S3009)，进行步骤S3004的处理。

在步骤S3008的判定中判定为θ为“180”以上的情况下(步骤S3008：否)，运算装置120判定θ是否小于“180+θmin-w/2”(步骤S3010)。在该判定中判定为θ小于“180+θmin-w/2”的情况下(步骤S3010：是)，运算装置120将关于当前的θ以及脉冲宽度w的U相电压vu(θ，w)设为“-Vh(θ)/2”(步骤S3011)，进行步骤S3004的处理。

在步骤S3010的判定中判定为θ为“180+θmin-w/2”以上的情况下(步骤S3010：否)，运算装置120判定θ是否小于“180+θmin+w/2”(步骤S3012)。在该判定中判定为θ小于“180+θmin+w/2”的情况下(步骤S3012：是)，运算装置120将关于当前的θ以及脉冲宽度w的U相电压vu(θ，w)设为“Vh(θ)/2”(步骤S3013)，进行步骤S3004的处理。

在步骤S3012的判定中判定为θ为“180+θmin+w/2”以上的情况下(步骤S3012：否)，运算装置120将关于当前的θ以及脉冲宽度w的U相电压vu(θ，w)设为“-Vh(θ)/2”(步骤S3014)，进行步骤S3004的处理。

进行图22所示的处理后的结果，生成例如图23所示那样的矩形波电压的电压波形。

再次返回图21，运算装置120基于在步骤S302的处理中生成的各相的电压波形等，计算三相电力的波形(步骤S303)。将关于脉冲宽度w的三相电力的波形设为“P1(θ，w)”。此外，在该处理中，各相的电流波形也可以使用在图18的步骤S101的处理中取得的各相的电流波形。

接着，运算装置120基于在图19所示的处理中求出的αmin和波形P1(θ，w)，求取“P1(θ，w)×sin(6θ+αmin)”作为“P1sin6(θ，w)”(即，P1sin6(θ，w)＝P1(θ，w)×sin(6θ+αmin))。另外，运算装置120求取“P1(θ，w)×cos(6θ+αmin)”作为“P1cos6(θ，w)”(即，P1cos6(θ，w)＝P1(θ，w)×cos(6θ+αmin))。(步骤S304)

若将由P1sin6(θ，w)表示的波形和由P1cos6(θ，w)表示的波形重叠地表示，则与图20同样。

接着，运算装置120将P1sin6(θ，w)以及P1cos6(θ，w)的各个，以0～360关于θ进行积分，求取P1a(αmin)(＝∫P1sin6(θ，w)×dθ)以及P1b(αmin)(＝∫P1cos6(θ，w)×dθ)(步骤S305)。

接着，运算装置120基于P1a(αmin)以及P1b(αmin)，计算P1a(αmin)的平方与P1b(αmin)的平方的差的平方根，作为关于脉冲宽度w的电气频率的6次分量的变动P6(w)(步骤S306)。

接着，运算装置120使脉冲宽度w增加Δw(步骤S307)，对于新的脉冲宽度w，将与上述的步骤S302～S306相同的处理，作为步骤S308～S312来执行。

接着，运算装置120判定在本次步骤S312的处理中求出的P6(w)是否为在前次的处理(即，步骤S306的处理、或者前次的步骤S312的处理)中求出的P6(w-Δw)(如图21的步骤S307所示，脉冲宽度w每次被更新，因此，方便起见，将前次的脉冲宽度w记载为“w-Δw”)以下(步骤S313)。

在步骤S313的判定中判定为P6(w)比P6(w-Δw)大的情况下(步骤S313：否)，进行后述的步骤S315的处理。另一方面，在步骤S313的判定中判定为P6(w)为P6(w-Δw)以下的情况下(步骤S313：是)，运算装置120存储当前的脉冲宽度w作为wmin(步骤S314)。

接着，运算装置120判定脉冲宽度w是否小于常数wb(wb>wa)(步骤S315)。在该判定中判定为脉冲宽度w小于常数wb的情况下(步骤S315：是)，进行上述的步骤S308的处理。另一方面，在该判定中判定为脉冲宽度w为常数wb以上的情况下(步骤S315：否)，结束图21所示的处理。

(5)脉冲样式决定处理

参照图24的流程图，对上述的步骤S40的处理的详情进行说明。图24中，设脉冲样式的波形为“Pls(θ)”。此外，图24示出U相电压的脉冲样式(即，U相电压脉冲的波形)的生成处理，但是，对于V相电压以及W相电压也进行同样的处理。

图24中，运算装置120将θ设定为作为初始值的“0”(步骤S401)。接着，运算装置120判定θ是否比“θmin-wmin/2”大(步骤S402)。在该判定中判定为θ为“θmin-w/2”以下的情况下(步骤S402：否)，运算装置120将针对当前的θ的波形Pls(θ)的值设为“1(即，高电平)”(步骤S403)。

接着，运算装置120使θ增加Δθ(步骤S404)，对于新的θ，判定是否为360以上(步骤S405)。在该判定中判定为θ为360以上的情况下(步骤S405：是)，结束图24所示的处理。另一方面，在步骤S405的判定中判定为θ小于360的情况下(步骤S405：否)，进行上述的步骤S402的处理。

在步骤S402的判定中判定为θ比“θmin-wmin/2”大的情况下(步骤S402：是)，运算装置120判定θ是否比“θmin+wmin/2”大(步骤S406)。在该判定中判定为θ为“θmin+wmin/2”以下的情况下(步骤S406：否)，运算装置120将关于当前的θ的波形Pls(θ)的值设为“0(即，低电平)”(步骤S407)，进行步骤S404的处理。

在步骤S406的判定中判定为θ比“θmin+wmin/2”大的情况下(步骤S406：是)，运算装置120判定θ是否比“180”大(步骤S408)。在该判定中判定为θ为“180”以下的情况下(步骤S408：否)，运算装置120将关于当前的θ的波形Pls(θ)的值设为“1”(步骤S409)，进行步骤S404的处理。

在步骤S408的判定中判定为θ比“180”大的情况下(步骤S408：是)，运算装置120判定θ是否比“180+θmin-wmin/2”大(步骤S410)。在该判定中判定为θ为“180+θmin-wmin/2”以下的情况下(步骤S410：否)，运算装置120将关于当前的θ的波形Pls(θ)的值设为“0”(步骤S411)，进行步骤S404的处理。

在步骤S410的判定中判定为θ比“180+θmin-wmin/2”大的情况下(步骤S410：是)，运算装置120判定θ是否比“180+θmin+wmin/2”大(步骤S412)。在该判定中判定为θ为“180+θmin+wmin/2”以下的情况下(步骤S412：否)，运算装置120将关于当前的θ的波形Pls(θ)设为“1”(步骤S413)，进行步骤S404的处理。

在步骤S412的判定中判定为θ比“180+θmin+w/2”大的情况下(步骤S412：是)，运算装置120将关于当前的θ的波形Pls(θ)设为“0”(步骤S414)，进行步骤S404的处理。

进行图24所示的处理后的结果，生成振幅被标准化(即，振幅为1)了的、例如图23所示的脉冲波形的脉冲样式。

(效果)

根据本实施方式的马达控制装置1，能够通过运算处理求取新脉冲样式，因此，在实用上非常有利。并且，若按照所求取的新脉冲样式来控制马达11，则即便马达11的工作点属于谐振区域，也能够适当地避免在升压电路22中产生谐振。此外，在本实施方式中，以矩形波控制方式为基础来实现新脉冲样式，因此，与正弦波PWM控制方式以及过调制PWM控制方式相比，能够抑制变换器21的开关损耗而提高能量效率。

本发明不限于上述的实施方式，在不违反可以从权利要求书以及说明书整体理解的发明的主旨或思想的范围内，可以适当变更，与这样的变更相伴的马达控制装置也包含于本发明的技术范围。

Claims (3)

1.一种马达控制装置，具备升压电路和变换器，所述升压电路与电池电连接，所述变换器的一端与所述升压电路电连接并且另一端与马达电连接，其特征在于，

所述马达控制装置还具备控制单元，所述控制单元控制所述变换器以向所述马达输出矩形波电压，来驱动所述马达，

所述控制单元，以所述马达的工作点属于谐振区域为条件，基于所述马达的电压指令与所述马达的电流的相位差，控制所述变换器以使得所述矩形波电压的电压极性暂时反转，所述谐振区域是在所述升压电路产生谐振的工作区域。

2.一种马达控制装置，具备升压电路和变换器，所述升压电路与电池电连接，所述变换器的一端与所述升压电路电连接并且另一端与具有三相绕组的马达连接，其特征在于，

所述马达控制装置还具备控制单元，所述控制单元控制所述变换器以向所述马达输出矩形波电压，来驱动所述马达，

所述控制单元，控制所述变换器以使得所输出的所述矩形波电压的电压极性暂时反转，

所述控制单元，基于向所述马达供给的矩形波电压的U相电压波形、V相电压波形以及W相电压波形、向所述马达供给的电流的U相电流波形、V相电流波形以及W相电流波形、以及所述变换器的输入电压，决定应使所输出的所述矩形波电压的电压极性暂时反转的电压相位和应使反转继续的电压相位范围。

3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述控制单元，(i)根据所述U相电压波形、所述V相电压波形、所述W相电压波形、所述U相电流波形、所述V相电流波形以及所述W相电流波形求出三相电力的三相电力波形，(ii)根据所述三相电力波形，求出所述三相电力的频率的6次分量，(iii)基于所述6次分量决定所述电压相位，(iv)根据所决定的所述电压相位以及所述输入电压，生成U相、V相以及W相各相的电压波形，基于所生成的所述电压波形，决定所述电压相位范围。