CN103782507B - 电动机控制系统 - Google Patents

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Abstract

一种电动机控制系统包括：转换器；两个逆变器；两个交流电动机；以及控制单元。所述控制单元被配置为通过所述电动机中每一者的电动机电流在d‑q坐标平面上的电流矢量的电流相位的反馈来控制所述系统电压，使得所述第一和第二电动机中至少一者的所述矩形波控制在所述电流相位为最佳电流相位的状态下被执行，其中所述控制单元选择所述电动机中的一个电动机的电流相位作为所述反馈的对象，该一个电动机在基于所述电流矢量获得的系统电压偏差上大于另一个电动机（S20至S28）。

Description

电动机控制系统
技术领域
本发明涉及电动机控制系统，更具体地说，涉及通过施加交流电压执行交流电动机的驱动控制的电动机控制系统，该交流电压是被逆变器从由转换器升高的直流电压转换的。
背景技术
在相关技术中，已知有一种电动车辆包括电动机作为驱动动力源。该电动车辆通过来自电池的电力驱动来输出动力。三相同步交流电动机可用作该电动机。该三相同步交流电动机通过施加被逆变器从由电源提供的直流电压转换的三相交流电压来驱动。
此外，在上述某些电动车辆中，从电池提供的直流电压不直接被提供给逆变器，而是被升降压式转换器升高到预定的指令值，然后被输入到逆变器。有利地使用升降压式转换器升高系统电压VH以通过此方式增加系统电压VH，因为可以以更高的转矩和更高的转速驱动交流电动机。
正弦脉宽调制(PWM)控制、过调制控制和矩形波控制已知作为三相交流电动机的控制方法。这些控制方法基于车辆的驱动条件、调制系数(下面描述)等广泛地被选择性地切换和使用。
例如，公开号为2006-311768(JP 2006-311768 A)的日本专利申请描述了在能够可变地控制至逆变器的输入电压的电动机控制系统中，将预定控制方法中的调制系数保持为目标值。在电动机控制系统中，逆变器(14)根据PWM控制块(200)执行的转矩控制，将系统电压(VH)转换为交流电压，并将系统电压(VH)施加到交流电动机(M1)。调制系数目标值设定单元(310)将用于降低整个系统损耗的调制系数设定为其调制系数不固定的逆变器(14)中预定控制方法中的调制系数目标值(Kmd#)。调制系数计算单元(330)计算电动机所需电压与至逆变器(14)的输入电压(即，系统电压(VH))的振幅(Vamp)之比，以获取实际调制系数(Kmd)。电压指令值生成单元(340)基于实际调制系数(Kmd)与调制系数目标值(Kmd#)之间的比较生成系统电压(VH)的电压指令值(VH#)。转换器(12)基于电压指令值(VH#)可变地控制系统电压(VH)。
就像在JP 2006-311768 A中描述的电动机控制系统中那样，在包括转换器、逆变器和交流电动机的电动机控制系统中，有利地是，降低转换器升高的电压以在矩形波控制(即，所谓的单脉冲控制)中操作交流电动机，从而降低转换器和逆变器中的开关损耗。但是，由于矩形波控制是在弱磁(field-weakening)控制下的电压相位控制，因此当弱磁电流增加时，电动机损耗也增加。另一方面，当转换器升高的电压增加以在正弦PWM控制中操作交流电动机时，电动机损耗减小。但是，由于开关操作的次数增加导致开关损耗，转换器和逆变器中的损耗也增加。这样，在矩形波控制期间当电动机电流的电流矢量位于输出最大转矩的最佳电流提前线上或接近最佳电流提前线时，包括交流电动机的整个系统的损耗最小化。
当交流电动机的操作以这种方式在其中电动机电流的电流相位位于最佳电流提前线上或接近最佳电流提前线的矩形波控制模式中被控制时，矩形波控制中的调制系数固定(例如，0.78)，因此，不可能在将调制系数设定为目标值(如JP 2006-311768 A描述的那样)的同时可变地控制系统电压。
此外，当上述系统电压可变控制应用于其中多个交流电动机通过彼此并联的各个逆变器连接到单个转换器的系统时，各个电动机的转速和指令转矩通常彼此不同，因此，各个电动机的损耗实现最小化的系统电压通常彼此不同。因此，在可变地控制系统电压以反馈流过交流电动机的电动机电流的电流矢量和调制系数以便最小化损耗的系统中，有必要选择任意一个电动机并执行反馈控制，从而使选择的一个电动机的损耗最小化。
但是，在其中电流矢量的反馈回路等分别对应于各个电动机而设置的情况下，当电动机和反馈控制偏差未适当地选择时，多个反馈控制相互干扰，这样导致系统电压的可变控制不稳定，或者系统电压可能变为阶梯状，从而影响平滑的可变控制。
发明内容
本发明在使用从单个转换器输出的电压驱动多个电动机的电动机控制系统中，通过防止对应于电动机执行的反馈控制之间的干扰，实现稳定、平滑的系统电压可变控制。
根据本发明的第一方面的电动机控制系统包括：转换器，其被配置为能够根据系统电压指令值升高从电源提供的直流电压；第一和第二逆变器，其中每一者被配置为将直流电压转换为交流电压，该直流电压是从所述转换器输出的系统电压；第一和第二电动机，其由分别从所述第一和第二逆变器施加的交流电压驱动；以及控制单元，其被配置为能够通过根据输入或生成的转矩指令值执行所述转换器以及所述第一和第二逆变器的操作控制，以正弦PWM控制、过调制控制和矩形波控制中的任意一种控制方法驱动所述第一和第二电动机，其中所述控制单元被配置为通过所述第一和第二电动机中每一者的电动机电流在d-q坐标平面上的电流矢量的电流相位的反馈来控制所述系统电压，使得所述第一和第二电动机中至少一者的所述矩形波控制在所述电流相位为最佳电流相位的状态下被执行，其中所述控制单元选择所述第一和第二电动机中的一个电动机的电流相位作为所述反馈的对象，该一个电动机在基于所述电流矢量获得的系统电压偏差上大于另一个电动机。
在根据本发明的第一方面的电动机控制系统中，所述控制单元可被配置为比较所述第一和第二电动机分别所需的第一和第二所需系统电压值以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值，并且将通过所述电流相位的所述反馈获得的系统电压校正值加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值。
在根据本发明的第一方面的电动机控制系统中，所述控制单元可以存储第一映射和第二映射，所述第一映射和第二映射中的每一者分别定义所述第一和第二电动机的电动机转速、转矩和所需系统电压值之间的关系；所述控制单元可被配置为基于所述第一电动机的转矩指令值和转速参考所述第一映射以获得第一所需系统电压值；并且所述控制单元可被配置为基于所述第二电动机的转矩指令值和转速参考所述第二映射以获得第二所需系统电压值。
在根据本发明的第一方面的电动机控制系统中，所述控制单元可被配置为比较所述第一和第二所需系统电压值以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值，并且将通过所述电流相位的所述反馈获得的系统电压校正值加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值。
在根据本发明的第一方面的电动机控制系统中，所述控制单元可被配置为选择所述第一和第二所需系统电压值中的一个所需系统电压值作为所述系统电压指令基值，该一个所需系统电压值大于所述第一和第二所需系统电压值中的另一个所需系统电压值。
根据本发明的第二方面的电动机控制系统包括：转换器，其被配置为能够根据系统电压指令值升高从电源提供的直流电压；第一和第二逆变器，其中每一者被配置为将直流电压转换为交流电压，该直流电压是从所述转换器输出的系统电压；第一和第二电动机，其由分别从所述第一和第二逆变器施加的交流电压驱动；以及控制单元，其被配置为能够通过根据输入或生成的转矩指令值执行所述转换器以及所述第一和第二逆变器的操作控制，以正弦PWM控制、过调制控制和矩形波控制中的任意一种控制方法驱动所述第一和第二电动机，其中所述控制单元被配置为通过分别被施加到所述第一和第二电动机的第一和第二电动机电压中每一者的电压相位的反馈来控制系统电压，使得所述第一和第二电动机中至少一者的所述矩形波控制在电动机电流在d-q坐标平面上的电流矢量为最佳电流相位的状态下被执行，其中所述控制单元选择所述第一和第二电动机中的一个电动机的电压相位作为所述反馈的对象，该一个电动机在基于所述电流矢量获得的系统电压偏差上大于另一个电动机。
在根据本发明的第二方面的电动机控制系统中，所述控制单元可被配置为比较所述第一和第二电动机分别所需的第一和第二所需系统电压值以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值，并且将通过所述电压相位的所述反馈获得的系统电压校正值加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值。
在根据本发明的第二方面的电动机控制系统中，所述控制单元可以存储第一映射和第二映射，所述第一映射和第二映射中的每一者分别定义所述第一和第二电动机的电动机转速、转矩和所需系统电压值之间的关系；所述控制单元可被配置为基于所述第一电动机的转矩指令值和转速参考所述第一映射以获得第一所需系统电压值；并且所述控制单元可被配置为基于所述第二电动机的转矩指令值和转速参考所述第二映射以获得第二所需系统电压值。
在根据本发明的第二方面的电动机控制系统中，所述控制单元可被配置为比较所述第一和第二所需系统电压值以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值，并且将通过所述电压相位的所述反馈获得的系统电压校正值加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值。
在根据本发明的第二方面的电动机控制系统中，所述控制单元可被配置为选择所述第一和第二所需系统电压值中的一个所需系统电压值作为所述系统电压指令基值，该一个所需系统电压值大于所述第一和第二所需系统电压值中的另一个所需系统电压值。
通过根据本发明的电动机控制系统，对应于各个交流电动机的反馈控制不会相互干扰，并且系统电压的可变控制不会变得不稳定，可以执行平滑的系统电压可变控制。
附图说明
下面参考附图描述本发明的示例性实施例的特征、优点以及技术和工业意义，在所述附图中，相同的附图标记表示相同的部件，其中：
图1是示意性地示出电动机控制系统的整体配置的图；
图2是详细地示出电动机控制系统中的转换器、逆变器之一和交流电动机之一的图；
图3是示出正弦PWM控制、过调制PWM控制和矩形波控制中的电压波形和调制系数的图；
图4是示出根据转矩和转速定义每个电动机的操作条件的映射的图；
图5是示出在d-q坐标平面上的正弦PWM控制、过调制控制和矩形波控制中的电动机电流的电流相位的图形；
图6示出以下图形：其中(a)示出三种控制模式中系统电压与系统损耗之间的关系，(b)示出三种控制模式中系统电压与调制系数之间的关系，以及(c)示出三种控制模式中系统电压与电动机电流相位之间的关系；
图7是示出控制单元的框图；
图8是示出图7中的系统电压指令生成单元所参考的映射的图；
图9是示出图7中的电流相位反馈单元实例的框图；
图10是示出其中控制方式切换线通过系统电压校正而移位的状态的图形，该图形与图4类似；
图11是示出其中通过电动机电流的电流相位的反馈执行控制，在控制单元中生成系统电压指令值的过程的流程图；
图12是示出包括电压相位反馈单元而非电流相位反馈单元的控制单元的框图，该图形与图7类似；
图13是示出图12中的电压相位反馈单元实例的框图；以及
图14是示出其中通过被施加到交流电动机的交流电压的电压相位的反馈执行控制，在控制单元中生成系统电压指令值的过程的流程图。
具体实施方式
下面参考附图详细地描述根据本发明的实施例(下文称为实施例)。为了容易地理解本发明，在描述中，形状、材料、数值、方向等是说明性的，并且可以根据应用、目的、规格等按需修改。此外，当多个实施例、备选实施例等包括在下面的描述中时，最初假设在适当的时候在组合使用它们的特征部分。
图1是根据实施例示出电动机控制系统10的整体配置的图。电动机控制系统10可以适当地在上面安装有电动机作为驱动动力源的混合动力车辆、电动车辆等中使用。
电动机控制系统10包括电池11、转换器20、逆变器221和222(第一和第二逆变器)、交流电动机M1和M2(第一和第二交流电动机)以及控制单元26。电池11充当直流电源。转换器20与电池11相连。逆变器221和222彼此并联地连接到转换器20。交流电动机M1和M2分别与逆变器221和222相连。控制单元26控制转换器20以及逆变器221和222的操作。
平滑电容器16连接在电池11与转换器20之间。此外，平滑电容器18连接在转换器20与逆变器221和222之间。
图2是详细地示出电动机控制系统10中的转换器20、逆变器221和交流电动机M1的图。在图2中(与在图7和图12中类似)，为了简化起见，未示出逆变器222和交流电动机M2。逆变器222和交流电动机M2的配置、操作、控制等与参考图2至图10描述的逆变器221和交流电动机M1的配置等类似。
如图2所示，交流电动机M1是驱动电动机，用于生成驱动例如混合动力车辆或电动车辆的驱动轮的转矩。备选地，交流电动机M1可被配置为具有由引擎驱动的发电机的功能，或者可被配置为兼具电动机的功能和发电机的功能。此外，交流电动机M1可以集成在混合动力车辆中，以便交流电动机M1作为例如能够启动引擎的电动机执行操作。
电池11包括二次电池，例如，镍金属氢化物电池和锂离子电池。备选地，除了二次电池之外，还可以使用没有化学反应的电容器或燃料电池作为电源装置。电压传感器12检测从电池11输出的直流电压或电池电压Vb，并将检测到的直流电压Vb输出到控制单元26。温度传感器28设置在电池11上。温度传感器28检测到的电池温度Tb被输出到控制单元26。
系统主继电器SMR1设置在与电池11的正极端子相连的电力线30上。此外，系统主继电器SMR2设置在与电池11的负极端子相连的地线32上。系统主继电器SMR1和SMR2根据来自控制单元26的信号SE而接通或关断。更具体地说，系统主继电器SMR1和SMR2根据来自控制单元26的H(逻辑高)电平信号SE而接通，根据来自控制单元26的L(逻辑低)电平信号SE而关断。
转换器20包括电抗器L、功率半导体开关元件E1和E2以及二极管D1和D2。功率半导体开关元件E1和E2彼此串联连接在电力线31与地线32之间。功率半导体开关元件E1和E2的接通/关断状态分别由来自控制单元26的开关控制信号S1和S2控制。
绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等可被适当地用作各个功率半导体开关元件(下文简称为“开关元件”)。反并联二极管D1和D2分别针对开关元件E1和E2设置。
电抗器L连接在电力线30与开关元件E1和E2的连接节点之间。此外，平滑电容器16连接在电力线30与地线32之间。平滑电容器16具有对电池电压Vb进行平滑处理并将平滑化的电池电压Vb提供给逆变器221的功能。
逆变器221包括在电力线31与地线32之间彼此并联设置的U相臂34、V相臂36以及W相臂38。相臂34至38中的每个相臂包括在正极侧电力线31与地线32之间彼此串联连接的开关元件。例如，U相臂34包括开关元件E3和E4，V相臂36包括开关元件E5和E6，W相臂38包括开关元件E7和E8。此外，反并联二极管D3至D8分别连接到开关元件E3至E8。开关元件E3至E8的接通/关断状态分别由来自控制单元26的开关控制信号S3至S8控制。
相臂34至38的中间点分别连接到交流电动机M1的对应相线圈。即，交流电动机M1是三相同步永磁体电动机。三个U、V和W相线圈的一端共同连接到中性点39，每个相线圈的另一端连接到相臂34至38中对应相臂的开关元件的中间点。
在升压操作期间，转换器20将从由电池11提供的直流电压升高的直流电压(对应于逆变器221和222的输入电压的直流电压被称为“系统电压VH”)提供给逆变器221和222。更具体地说，响应于来自控制单元26的开关控制信号S1和S2，接通开关元件E1的接通周期和接通开关元件E2的接通周期交替出现，并且升压比取决于这些接通周期之比。
转换器20能够将从电池11提供的例如300V的直流电压升高到例如650V的升压上限电压。但是，升压上限电压并非固定值，而是例如可以根据来自车辆的请求等变化。例如，可以采取这样一种配置：其中当通过驾驶员的切换操作选择经济模式时，ECO信号被输入控制单元26，然后转换器20的升压上限值被限于例如400V。
此外，在降压操作期间，转换器20降低通过平滑电容器18从逆变器221提供的直流电压，并且对电池11充电。更具体地说，响应于来自控制单元26的开关控制信号S1和S2，仅接通开关元件E1的接通周期和同时关断开关元件E1和E2的周期交替地出现，并且降压比取决于接通周期的占空比。
平滑电容器18具有对来自转换器20的直流电压进行平滑处理并将经过平滑处理的直流电压提供给逆变器221的功能。电压传感器14检测跨平滑电容器18的电压，即，系统电压VH，然后将检测到的值VH输出到控制单元26。
在交流电动机M1的转矩指令值Tq*为正(Tq*>0)的情况下，当从平滑电容器18提供直流电压时，逆变器221根据来自控制单元26的开关控制信号S3至S8，通过开关元件E3至E8的开关操作将直流电压转换为交流电压以驱动交流电动机M1，从而输出正转矩。此外，在交流电动机M1的转矩指令值Tq*为零(Tq*＝0)的情况下，逆变器221根据开关控制信号S3至S8，通过开关操作将直流电压转换为交流电压以驱动交流电动机M1，从而转矩变为零。通过这种方法，驱动交流电动机M1以生成转矩指令值Tq*指定的正转矩或零转矩。
此外，在上面安装有电动机控制系统10的车辆的再生制动期间，交流电动机M1的转矩指令值Tq*被设定为负值(Tq*<0)。在这种情况下，逆变器221根据开关控制信号S3至S8，通过开关操作将交流电动机M1生成的交流电压转换为直流电压，然后通过平滑电容器18将转换的直流电压提供给转换器20。需要指出，再生制动包括在驾驶混合动力车辆或电动车辆的驾驶员压下脚刹车的情况下具有再生发电的制动，并且还包括在执行再生发电时，尽管不操作脚刹车，但是在车辆行驶时释放加速踏板使车辆减速(或者停止加速)。
电流传感器24检测流过交流电动机M1的电动机电流，并将检测到的电动机电流输出到控制单元26。需要指出，由于三相电流iu、iv和iw的瞬时值之和为零，如图2所示，因此，将电流传感器24设置为检测两相的电动机电流(例如，V相电流iv和W相电流iw)便足以。
旋转角传感器40(例如解角器(resolver))针对交流电动机M1设置。旋转角传感器40检测交流电动机M1的转子旋转角θ，并将检测到的旋转角θ发送到控制单元26。控制单元26基于转子旋转角θ计算交流电动机M1的转速(rotation speed)N1和旋转速度(rotation velocity)ω1。
控制单元26生成开关控制信号S1至S8以控制转换器20和逆变器221的操作，以便交流电动机M1基于从外部设置的电子控制单元(ECU)输入的转矩指令值Tq*、电压传感器12检测到的电池电压Vb、电压传感器14检测到的系统电压VH、来自电流传感器24的电动机电流iv和iw、以及来自旋转角传感器40的旋转角θ，使用一种方法(在下面描述)根据转矩指令值Tq*输出转矩。
需要指出，在上述描述中，转矩指令值Tq*从外部ECU输入到控制单元26；但是，配置不限于此。例如，控制单元26可以基于输入的车辆的加速器操作量、车速等生成转矩指令值Tq*。
在转换器20的升压操作期间，控制单元26执行平滑电容器18的输出电压VH的反馈控制，并且生成开关控制信号S1和S2，以便转换器20的输出电压VH变为系统电压指令值VH*。
此外，当控制单元26从外部ECU接收到指示车辆进入再生制动模式的信号时，控制单元26生成开关控制信号S3至S8，以便交流电动机M1所生成的交流电压被转换为直流电压，并将开关控制信号S3至S8输出到逆变器221。通过这种方式，逆变器221将交流电动机M1生成的交流电压转换为直流电压，并将直流电压提供给转换器20。
此外，当控制单元26从外部ECU接收到指示车辆进入再生制动模式的信号时，控制单元26生成开关控制信号S1和S2，以便降低从逆变器221提供的直流电压，并将开关控制信号S1和S2输出到转换器20。通过这种方式，交流电动机M1生成的交流电压被转换为降低的直流电压，然后使用该降低的直流电压对电池11充电。
接下来，将详细地描述由控制单元26控制的在逆变器221中的电力转换。在根据该实施例的电动机控制系统10中，在逆变器221中的电力转换中切换和使用图3所示的三种控制方式(控制模式)。
正弦PWM控制方式一般被用作PWM控制，每个相臂中开关元件的接通/关断状态根据正弦电压指令值与载波(通常为三角波)之间的电压比较而被控制。因此，控制占空比，以便对应于上臂元件的接通周期的高电平时段和对应于下臂元件的接通周期的低电平时段的集合的基波分量在一个控制周期内变为正弦交流电压(所需的电动机电压)。众所周知，在一般的正弦PWM控制方式中，可以将调制系数Kmd增加到0.61。调制系数Kmd被定义为所需电动机电压与系统电压VH的振幅之比。但是，在两相调制方式中的正弦PWM控制或三阶谐波叠加控制的情况下，已知调制系数Kmd增加到0.70。
另一方面，在矩形波控制方式中，其高电平时段与低电平时段之比为1比1的一个矩形波脉冲在一个控制周期内被施加到交流电动机M1。在矩形波控制方式中，基波分量的振幅固定，因此转矩控制基于转矩指令值与通过计算电力获得的实际转矩值之间的偏差，通过矩形波脉冲的电压相位控制来执行。通过这种方式，调制系数Kmd增加到0.78。
过调制控制方式以及上述正弦PWM控制方式是根据正弦电压指令值与载波之间的电压比较来执行PWM控制。但是，在这种情况下，在其中电压指令值大于载波的范围中生成具有相对大占空比的矩形脉冲，因此，可以扩大基本为正弦基波分量的振幅。这样，可以在0.61至0.78的范围内增加调制系数Kmd。
在根据该实施例的电动机控制系统10中，通过在不使转换器20执行升压操作的情况下将电池电压Vb提供给逆变器221作为系统电压VH，或者通过升高电池电压Vb并将升高的电压提供给逆变器221，可以上述三种控制方式中的任意一种驱动交流电动机M1。图4是示出上述三种控制方式的应用实例的映射。在该映射中，横轴表示电动机转速，纵轴表示电动机输出转矩。如图4所示，正弦PWM控制应用于从低转速范围到中转速范围，过调制控制应用于从中转速范围到高转速范围，矩形波控制应用于更高转速范围。
控制单元26通过下面的方式从三种控制方式中选择控制方式。在接收到由外部ECU(未示出)从基于加速器操作量等的所需车辆输出中计算并输入的交流电动机M1的转矩指令值Tq*时，控制单元26基于图4所示的预设映射等，根据交流电动机M1的转矩指令值Tq*和电动机转速N计算所需的电动机电压。
然后，控制单元26根据所需电动机电压与电池电压Vb之间的关系选择弱磁控制(矩形波控制方式)和最大转矩控制(正弦PWM控制方式或过调制控制方式)中的任意一种以执行电动机控制。在应用最大转矩控制期间，根据矢量控制，基于电压指令值的调制系数范围来选择正弦PWM控制方式和过调制控制方式中的一种。即，在0<调制系数≤0.61时选择正弦PWM控制，在0.61<调制系数<0.78时选择过调制控制。此外，在调制系数＝0.78时选择矩形波控制。
如上所述，调制系数Kmd在矩形波控制中固定为0.78，因此通过直接使用电池电压Vb作为系统电压VH所执行的矩形波控制获得的输出转矩和转速受到限制。这样，当无法根据电池电压Vb生成对应于转矩指令值的输出转矩时，使转换器20启动升压操作以增加系统电压VH。但是，转换器20具有升压上限值(或升压最大值)，该值取决于构成转换器20和逆变器221的每个开关元件等的耐压性能。这样，当系统电压VH达到升压上限值时，在保持系统电压VH为升压上限值的状态的同时，应用根据弱磁控制的矩形波控制方式。
图5是示出在d-q坐标平面上的正弦PWM控制、过调制控制和矩形波控制中的电动机电流电流相位的图形。在该图形中，横轴表示d轴电流id，纵轴表示q轴电流iq。然后，最佳电流提前线由虚线指示。最佳电流提前线通过连接最佳电流相位(id,iq)opt的点绘制，在这些最佳电流相位点上，交流电动机M1中的损耗实现最小化。最佳电流提前线可通过实验、模拟等预先获取并进行存储。需要指出，为了精确，“电流相位”被表示为由电流矢量形成的角，该电流矢量的起点是d轴(横轴)与q轴(纵轴)的交叉点，其终点是相对于d轴或q轴的坐标点(id,iq)；但是，在说明书中，为了简化描述，假设电流矢量的终点对应于电流相位。
如图5所示，当通过正弦PWM控制或过调制控制驱动交流电动机M1时，电动机电流由逆变器221控制，以便电动机电流的电流相位与最佳电流提前线上的电流相位一致。与之相对，在矩形波控制中，作为磁场电流的d轴电流id的绝对值增加以执行弱磁控制，从而以零点作为起点的电流矢量的终点(即，电流相位)在图中向左与最佳电流提前线分离(或朝着提前侧)，并且电动机损耗增加。此状态将参考图6(a)至图6(c)描述。
图6(a)是示出三种控制模式中，系统电压VH与系统损耗之间的关系的图形。图6(b)是示出三种控制模式中，系统电压VH与调制系数Kmd之间的关系的图形。图6(c)是示出三种控制模式中，系统电压VH与电动机电流相位之间的关系的图形。
现在参考图6(a)，有利地是，在降低转换器20升高的电压的同时，通过所谓的单脉冲控制的矩形波控制操作交流电动机M1，从而降低转换器20和逆变器221中的开关损耗以最小化整个系统的损耗。但是，由于矩形波控制是上述弱磁控制下的电压相位控制，因此，随着弱磁电流增加，电动机损耗也增加，从而增加整个系统的损耗。
另一方面，当在增加转换器20升高的电压的同时通过正弦PWM控制操作交流电动机M1时，电动机损耗降低。但是，由于开关操作次数的增加导致开关损耗，因此，转换器和逆变器的损耗增加。这样，在矩形波控制期间当电动机电流的电流矢量位于输出最大转矩的最佳电流提前线上或者接近最佳电流提前线时，包括交流电动机M1的整个系统的损耗最小化。在下文中，此类位于最佳电流提前线上或接近最佳电流提前线的电流相位被称为最佳电流相位(id,iq)opt。此外，在图5和图6(a)中，位于最佳电流相位(id,iq)opt上的矩形波控制中的交流电动机M1的操作点由附图标记42指示。
通过这种方式，当交流电动机M1的操作通过矩形波控制而被控制时且电动机电流位于最佳电流相位(id,iq)opt上时(如图6(b)和图6(c)所示)，矩形波控制中的调制系数Kmd为固定值(0.78)，因此不可能通过调制系数Kmd的反馈执行控制，来最佳地执行系统电压VH的可变控制。
因此，在根据该实施例的电动机控制系统10中，控制单元26通过流过交流电动机M1的电动机电流的电流相位(id,iq)的反馈执行控制，校正系统电压指令值VH*。通过这种方式，主动利用使用最佳电流相位(id,iq)opt的矩形波控制。接下来，将参考图7描述通过控制单元26中的电流相位的反馈进行控制对系统电压指令值的校正控制。
图7是示出与控制单元26中的矩形波控制和电流相位反馈控制相关的控制配置的框图。图7所示的控制配置通过根据由控制单元26执行的预定程序的控制处理实现。替代地，控制配置的部分或全部可以由硬件元件实现。
控制单元26包括三相/两相转换单元50、转矩估计单元52、减法单元53、转矩反馈单元54、系统电压指令生成单元56、电流相位反馈单元58和系统电压反馈单元60。
三相/两相转换单元50具有使用转子旋转角θ通过坐标变换将流过交流电动机M1的三相电动机电流iu、iv和iw转换为两相d轴和q轴电流id和iq并且输出两相电流id和iq的功能。具体而言，根据电流传感器24检测到的V相电流iv和W相电流iw计算U相电流iu(＝-(iv+iw))，通过参考旋转角传感器40检测到的旋转角θ，基于这些iu、iv、iw生成d轴电流id和q轴电流iq，并且输出生成的d轴电流id和q轴电流iq。
转矩估计单元52具有预先测量的转矩与电流之间的关系作为映射，并且基于从三相/两相转换单元50输入的d轴电流id和q轴电流iq，参考该映射以推导实际转矩Tq。
减法单元53将从外部ECU输入的转矩指令Tq*与上述推导出的实际转矩Tq进行比较以生成转矩偏差ΔTq，并且将转矩偏差ΔTq输入到转矩反馈单元54。
转矩反馈单元54使用预定的比例增益Gp和预定的积分增益Gi执行转矩偏差ΔTq的PI运算以获得控制偏差，然后基于所获得的的控制偏差设定矩形波电压的相位Φv。具体而言，在生成正转矩(Tq>0)的情况下，当转矩不足时，电压相位提前，当转矩过量时，电压相位延迟；但是，在生成负转矩(Tq<0)的情况下，当转矩不足时，电压相位延迟，当转矩过量时，电压相位提前。需要指出，在该实施例中，执行比例和积分控制以消除转矩偏差ΔTq；但是，不限于此配置。相反，可以执行比例、积分和微分控制(PID控制)。
此外，转矩反馈单元54根据电压相位Φv获得两相电压指令值Vd*和Vq*，使用旋转角θ、通过坐标变换(两相到三相)将这些两相电压指令值Vd*和Vq*转换为三相电压指令值(矩形波脉冲)Vu*、Vv*、Vw*，然后根据这些三相电压指令值Vu*、Vv*和Vw*生成开关控制信号S3至S8。因此，逆变器221根据开关控制信号S3至S8执行开关操作。通过这种方式，根据电压相位Φv的交流电压作为电动机M1的相电压Vu、Vv和Vw被施加。
系统电压指令生成单元56基于从外部ECU输入的转矩指令值Tq*和根据旋转角θ计算的电动机转速N，参考预设的表、映射等生成系统电压指令值VH*并输出所生成的系统电压指令值VH*。
图8示出获得系统电压指令值VH*时参考的映射实例。在该映射以及图4所示的映射中，横轴表示电动机转速N，纵轴表示转矩Tq。映射中的电动机操作区域被四条细实线43至46分割，这些四条细实线43至46分别对应于300V、400V、500V和600V，这些是常见的系统电压VH，位于图形最右侧的粗实心轮廓线47对应于最大升压电压650V。在此，被300V的线43分割的基本呈扇形的区域是其中可以在不升高电池电压Vb的情况下，使用电池电压Vb作为系统电压VH驱动交流电动机M1的操作区域。但是，更具体地说，在线43至47之间以预定电压步幅(step)(例如，20V)定义升压线，基于转矩指令值Tq*和转速N指定的操作点，以预定电压步幅设定系统电压指令值VH*。
返回参考图7，系统电压反馈单元60生成开关控制信号S1和S2，以便电池电压Vb升高到输入系统电压指令值VH*，并且将开关控制信号S1和S2输出到转换器20。开关元件E1和E2的接通/关断状态在接收到控制信号时被控制。通过这种方式，对应于电压指令值VH*的系统电压VH通过平滑电容器18被从转换器20提供给逆变器221。
作为从转换器20输出的电压的系统电压VH由电压传感器14检测，并被输入到系统电压反馈单元60。通过这种方式，形成闭合的控制回路，并执行系统电压VH的反馈控制。具体而言，可控的操作量(具体是指转换器20的开关元件E1和E2的占空比)例如进行反馈控制的PI运算，从而消除系统电压指令值VH*与电压传感器14检测到的系统电压VH之间的偏差。
电流相位反馈单元58具有接收电流相位(id,iq)并根据接收到的电流相位(id,iq)输出系统电压校正值Cvh的功能，该电流相位(id,iq)是由三相/两相转换单元50生成的实际电动机电流。具体而言，如图9所示，电流相位反馈单元58包括VH偏差生成单元62和PI控制单元64。
VH偏差生成单元62生成系统电压偏差ΔVH，该系统电压偏差ΔVH是在不改变转矩(即，沿着固定的转矩线)的情况下，将流过交流电动机M1的电动机电流的电流相位(id,iq)更改为最佳电流相位(id,iq)opt所需的。生成系统电压偏差ΔVH所参考的映射预存储在控制单元26中。图9示出将实际电流相位更改为附图标记42所指示的最佳电流相位所需的系统电压偏差ΔVH为+60伏特的实例。
需要指出，当位于最佳电流提前线的较小角侧的实际电流相位(id,iq)更改为最佳电流相位(id,iq)opt时，系统电压偏差ΔVH被设定为负值(即，降低系统电压VH)。
PI控制单元64执行比例和积分控制以消除VH偏差生成单元62生成的系统电压偏差ΔVH。具体而言，PI控制单元64使用预定比例增益和预定积分增益执行PI运算以获得系统电压校正值Cvh。然后，如图7所示，系统电压校正值Cvh在加法单元59中被加到由系统电压指令生成单元56所生成的系统电压指令值VH*上。通过这种方式，生成校正的系统电压指令值(VH*+Cvh)。此类系统电压指令值VH*的校正在包括电流相位反馈单元58的闭合控制回路中重复地执行。通过这种方式，可以精确、快速地转变为这样的状态：其中，交流电动机M1由矩形波控制进行控制，且电流相位(id,iq)为最佳电流相位(id,iq)opt。
需要指出，在交流电动机M1的控制方式更改之后，期望在预定时间内不要更改系统电压VH的校正值Cvh。此外，可以采用这样的配置：其中，在转换器20启动升压操作之后，系统电压VH在预定时间内不被校正。这些可有效地防止查找控制模式当中的变化。
图10示出在转速-转矩映射上像上面描述的那样校正系统电压VH的状态。例如，如图10的上部分所示，假设在转换器20的非升压操作期间电池电压Vb被直接提供给逆变器221作为系统电压VH的状态中，过调制控制区域A2中交流电动机M1的当前操作点X1明显超过过调制矩形波更改线70并转变为矩形波控制区域A3中的操作点X2。更改的操作点X2是在不执行转换器20的升压操作的情况下，交流电动机M1可通过矩形波控制驱动的操作点。需要指出，描述了更改前操作点X1是过调制控制区域A2内的操作点的实例；但是，同样的描述适用于操作点X1位于正弦PWM区域A1内的情况。
在这种情况下，在根据该实施例的电动机控制系统10中，转换器20的升压操作启动，并且通过这种方式，系统电压VH像上面描述的那样校正为更高的值，并且如图10的下部分所示，过调制矩形波更改线70朝着更高转速侧(即，图形的右侧)移动。通过这种方式，操作点X2位于矩形波控制区域A3中过调制矩形波更改线70附近。
与之相对，当转换器20执行升压操作并且交流电动机M1的操作点从矩形波控制区域A3转变到超过过调制矩形波更改线70的过调制区域A2或正弦PWM区域A1时，通过像上面描述的那样校正系统电压VH来将系统电压VH设定为低值。即，转换器20升高的电压降低。通过这种方式，过调制矩形波更改线70朝着低转速侧(即，图形的左侧)移动，并且操作点也位于矩形波控制区域A3中过调制矩形波更改线70的附近。需要指出，在这种情况下，当校正的系统电压指令值(VH*+Cvh)低于电池电压Vb时，转换器20停止升压操作，并且执行使用电池电压Vb作为系统电压VH的过调制控制或正弦PWM控制。
通过上述电动机电流的电流相位的反馈进行控制来执行系统电压VH的可变控制，可在尽可能地抑制转换器20升高的电压的同时，在矩形波控制中使用最佳电流相位(id,iq)opt驱动交流电动机M1。通过这种方式，以电动机控制系统10中的交流电动机M1为重点，可以有效地降低或最小化包括转换器20、逆变器221和交流电动机M1的系统的损耗。
当借助上述电动机电流的电流相位反馈控制的系统电压的可变控制也应用于交流电动机M2时，包括转换器20、逆变器222和交流电动机M2的系统的损耗也类似地降低。
但是，当上述系统电压的可变控制应用于电动机控制系统10(其中两个交流电动机M1和M2通过彼此并联的各自的逆变器221和222连接到一个转换器20)时，各个交流电动机M1和M2的转速和转矩指令通常彼此不同，因此，各个交流电动机M1和M2的损耗实现最小化所在的系统电压VH一般彼此不同。因此，为了通过反馈分别流过交流电动机M1和M2的电动机电流的电流相位来执行系统电压VH的可变控制以最小化损耗，需要选择交流电动机M1和M2中的任一电动机并执行反馈控制以最小化所选择的电动机的损耗。
在这种情况下，除非电动机的选择和反馈控制偏差的选择适当地执行，否则两个电动机M1和M2的各自的反馈控制可能相互干扰，因此，系统电压VH的可变控制可能变得不稳定，或者系统电压VH可能变为阶梯状，而可能无法执行平滑的可变控制。
根据该实施例的电动机控制系统10选择电动机中的具有较大的系统电压偏差的一个电动机作为要受到反馈控制的目标，该较大的系统电压偏差从对应的电流矢量获得。接下来，将描述选择控制。
图11是示出其中通过电动机电流的电流相位的反馈进行控制，在控制单元26中生成系统电压指令值的过程的流程图。
首先，控制单元26获取第一和第二所需系统电压VH1和VH2，这些系统电压是交流电动机M1和M2分别所需的系统电压(步骤S10)。控制单元26存储图8所示的分别对应于交流电动机M1和M2的第一映射和第二映射。控制单元26基于交流电动机M1的转矩指令值Tq1*和转速N1参考第一映射以获得第一所需系统电压VH1，并且基于交流电动机M2的转矩指令值Tq2*和转速N2参考第二映射以获得第二所需系统电压VH2。需要指出，当交流电动机M1和M2是具有相同规格并遵循相同标准的电动机时，第一映射和第二映射可以相同。
接下来，控制单元26将第一所需系统电压VH1与第二所需系统电压VH2进行比较(步骤S12)，选择较大值，并将该较大值设定为系统电压指令基值VHbase。即，当第一所需系统电压VH1高于或等于第二所需系统电压VH2时(步骤S12的结果为是)，第一所需系统电压VH1被设定为系统电压指令基值VHbase(步骤S14)；否则(步骤S12的结果为否)，第二所需系统电压VH2被设定为系统电压指令基值VHbase(步骤S16)。需要指出，当VH1等于VH2时，结果相同，而不管VH1和VH2中的哪个被设定为系统电压指令基值，这里选择VH1。
接下来，控制单元26获得第一和第二系统电压偏差ΔVH1和ΔVH2(步骤S18)。如上参考图9所述，这些第一和第二系统电压偏差ΔVH1和ΔVH2通过下面的方式获得。电流相位反馈单元58的VH偏差生成单元62基于电流传感器24检测到的交流电动机M1和M2的实际电流id1、iq1和id2、iq2参考不同的映射或共同的映射以获得第一和第二系统电压偏差ΔVH1和ΔVH2。
之后，控制单元26将第一系统电压偏差ΔVH1与第二系统电压偏差ΔVH2进行比较(步骤S20)，选择较大值，并将较大值设定为要受到反馈控制的系统电压偏差ΔVH。即，当第一系统电压偏差ΔVH1大于或等于第二系统电压偏差ΔVH2时(步骤S20的结果为是)，选择第一系统电压偏差ΔVH1作为系统电压偏差ΔVH(步骤S22)；否则(步骤S20的结果为否)，选择第二系统电压偏差ΔVH2作为系统电压偏差ΔVH(步骤S24)。需要指出，当ΔVH1等于ΔVH2时，结果相同，而不管ΔVH1和ΔVH2中的哪个被设定为系统电压偏差ΔVH，这里选择ΔVH1。
然后，控制单元26如上所述在PI控制单元64中执行用于消除系统电压偏差ΔVH的比例和积分控制，以计算系统电压校正值Cvh(步骤S26)，然后将系统电压校正值Cvh加到上述系统电压指令基值上以生成系统电压指令值VH*(步骤S28)。
当转换器20根据这样生成的系统电压指令值VH*执行升压操作时，交流电动机M1和M2中的对应于所选择的一个系统电压偏差的一个电动机在最佳电流相位下受到矩形波控制，交流电动机M1和M2中的另一电动机在最佳电流相位下受到过调制控制或正弦PWM控制。
需要指出，例如，在交流电动机M1和M2是具有相同规格的电动机并且转矩指令值和转速基本上彼此相等的条件下，电动机M1和M2均在最佳电流相位下受到矩形波控制。
在根据上述该实施例的电动机控制系统10中，系统电压VH由电动机电流的电流矢量的电流相位的反馈控制，以便在电流相位为最佳电流相位的状态下，执行交流电动机M1和M2中的一个电动机的矩形波控制，其中选择电动机中的一个电动机的电流相位作为反馈对象，该一个电动机具有分别从电流矢量的电流相位(id,iq)获得的系统电压偏差ΔVH1和ΔVH2中的较大一者。因此，对应于各个交流电动机M1和M2的反馈控制不会彼此干扰，并且系统电压VH的可变控制不会变得不稳定。在此，“反馈控制之间的干扰”例如是这样的情况：其中，一个反馈控制结果与另一个反馈控制结果发生冲突，然后控制变得困难，并且在上述情况下，ΔVH1为+60V，ΔVH2为-20V等。
此外，选择所需系统电压中的较大一者作为系统电压指令基值，并且该系统电压指令基值通过借助电流相位反馈控制获得的系统电压校正值进行校正。通过这种方式，即使当接下来输入或生成的转矩指令值Tq*增加并且有必要将系统电压VH升高为更大值时，也可以减小系统电压VH中的变动差并执行平滑的可变控制。
接下来，将参考图12和图13描述作为另一实施例的电动机控制系统80。在此，主要描述与电动机控制系统10的不同之处，相同的附图标记表示相同的部件，省略重复的描述。
图12是示出包括电压相位反馈单元82而非电流相位反馈单元58的控制单元26的框图，该图形与图7类似。图13是示出图12中的电压相位反馈单元82的实例的框图。在根据该实施例的电动机控制系统80中，控制单元26包括电压相位反馈单元82，而非通过电流矢量的电流相位的反馈执行控制的电流相位反馈单元58。其它配置与电动机控制系统10相同。
如图12所示，电压相位反馈单元82具有以下功能：接收从矩形波控制块的转矩反馈单元54输入的指令电压相位Φv，基于指令电压相位Φv生成系统电压校正值Cvh，以及将系统电压校正值Cvh输出到加法单元59。通过加上系统电压校正值Cvh(后面描述)而校正的系统电压指令值VH*(实际为“VH*+Cvh”)被输入到电压相位反馈单元82。
更具体地说，如图13所示，电压相位反馈单元82包括目标电压相位生成单元84、减法单元86和PI控制单元88。
在目标电压相位生成单元84中，定义校正的系统电压指令值VH*与目标电压相位Φv_targ之间的关系的映射85预存储在只读存储器(ROM)等中，基于输入的系统电压指令值VH*从映射85推导出目标电压相位Φv_targ。在此，“目标电压相位Φv_targ”是在不改变转矩(即，沿着固定的转矩线)的情况下，将流过交流电动机M1的电动机电流的电流相位(id,iq)更改为上述最佳电流相位(id,iq)opt所需的矩形波脉冲的电压相位。
从目标电压相位生成单元84输出的目标电压相位Φv_targ在减法单元86中与指令电压相位Φv相比较或从中减去。通过这种方式，生成电压相位偏差ΔΦv。然后，将电压相位偏差ΔΦv输入到PI控制单元88。
PI控制单元88执行比例和积分控制以消除上述电压相位偏差ΔΦv。具体而言，PI控制单元88使用预定比例增益和预定积分正义执行PI运算以获取控制偏差，具体是指系统电压校正值Cvh，然后在加法单元59中将系统电压校正值Cvh加到由系统电压指令生成单元56所生成的系统电压指令值VH*上，从而生成校正的系统电压指令值(VH*+Cvh)。
此类系统电压指令值VH*的校正在包括电压相位反馈单元82的闭合控制回路中重复地执行。通过这种方式，可以精确、快速地转变为这样的状态：其中，交流电动机M1由矩形波控制来控制，且电流相位(id,iq)为最佳电流相位(id,iq)opt。
根据该实施例的电动机控制系统80还能够通过矩形波脉冲的电压相位的反馈执行控制，在尽可能地抑制转换器20升高的电压的同时，在矩形波控制中使用最佳电流相位(id,iq)opt操作交流电动机M1。这样，可以有效地降低或最小化包括转换器20、逆变器221和交流电动机M1的系统的损耗。此外，当此类系统电压VH的可变控制也应用于交流电动机M2时，包括转换器20、逆变器222和交流电动机M2的系统的损耗也类似地降低。但是，同样在该实施例中，为了执行稳定的反馈控制和平滑系统电压的可变控制，如下执行用于选择要受到反馈控制的系统电压偏差的处理。
图14是示出其中通过电压相位的反馈进行控制，在控制单元26中生成系统电压指令值VH*的过程的流程图。图14所示的步骤当中的步骤S10至S16和S28与图11中的对应步骤类似，因此省略对它们的描述。
在步骤S14和步骤S16设定系统电压指令基值VHbase之后，控制单元26获得第一和第二电压相位偏差ΔΦ1和ΔΦ2(步骤S30)。如上参考图13所述，这些第一和第二电压相位偏差ΔΦ1和ΔΦ2分别针对电动机M1或M2获得，作为在电压相位反馈单元82中通过参考映射推导的目标电压相位Φv_targ与从转矩反馈单元54输入的实际电压相位Φv之差。
接下来，控制单元26将第一电压相位偏差ΔΦ1与第二电压相位偏差ΔΦ2进行比较(步骤S32)，选择较大值，并将该较大值设定为作为反馈对象的电压相位偏差ΔΦv。即，当第一电压相位偏差ΔΦ1大于或等于第二电压相位偏差ΔΦ2时(步骤S32的结果为是)，第一电压相位偏差ΔΦ1被选择为电压相位偏差ΔΦv(步骤S34)；否则(步骤S32的结果为否)，第二电压相位偏差ΔΦ2被选择为电压相位偏差ΔΦv(步骤S36)。需要指出，当ΔΦ1等于ΔΦ2时，结果相同，而不管ΔΦ1和ΔΦ2中的哪个被设定为电压相位偏差ΔΦv，这里选择ΔΦ1。
然后，控制单元26如上所述在PI控制单元88中计算用于消除上述电压相位偏差ΔΦv的系统电压校正值Cvh(步骤S38)，然后将系统电压校正值Cvh加到上述系统电压指令基值上以生成系统电压指令值VH*(步骤S28)。
当转换器20根据这样生成的系统电压指令值VH*执行升压操作时，交流电动机M1和M2中的对应于所选择的一个电压相位偏差的一个电动机在最佳电流相位下受到矩形波控制，交流电动机M2和M1中的另一电动机在最佳电流相位下受到过调制控制或正弦PWM控制。
同样对于根据该实施例的电动机控制系统80，分别对应于交流电动机M1和M2的反馈控制不会彼此干扰以造成系统电压VH的可变控制不稳定，并且可以执行系统电压VH的平滑的可变控制。
需要指出，根据本发明的电动机控制系统不限于上述实施例和备选实施例的配置，在所附权利要求的范围中描述的主题内，可以做出各种修改和改进。

Claims (10)

1.一种电动机控制系统，其特征在于包括：
转换器(20)，其被配置为能够根据系统电压指令值升高从电源(11)提供的直流电压；
第一和第二逆变器(221，222)，其中每一者被配置为将直流电压转换为交流电压，该直流电压是从所述转换器(20)输出的系统电压；
第一和第二电动机(M1，M2)，其由分别从所述第一和第二逆变器(221，222)施加的交流电压驱动；以及
控制单元(26)，其被配置为能够通过根据输入或生成的转矩指令值执行所述转换器(20)以及所述第一和第二逆变器(221，222)的操作控制，以正弦PWM控制、过调制控制和矩形波控制中的任意一种控制方法驱动所述第一和第二电动机(M1，M2)，其中
所述控制单元(26)被配置为通过所述第一和第二电动机中每一者的电动机电流在d-q坐标平面上的电流矢量的电流相位的反馈来控制所述系统电压，使得所述第一和第二电动机中至少一者的所述矩形波控制在所述电流相位为最佳电流相位的状态下被执行，在该最佳电流相位上，电动机中的损耗实现最小化，其中所述控制单元(26)选择所述第一和第二电动机中的一个电动机的电流相位作为所述反馈的对象，该一个电动机在基于所述电流矢量获得的系统电压偏差上大于另一个电动机。
2.根据权利要求1的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)被配置为比较所述第一和第二电动机分别所需的第一和第二所需系统电压值(VH1，VH2)以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值(VHbase)，并且将通过所述电流相位的所述反馈获得的系统电压校正值(Cvh)加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值(VH*)。
3.根据权利要求1的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)存储第一映射和第二映射，所述第一映射和第二映射中的每一者分别定义所述第一和第二电动机的电动机转速、转矩和所需系统电压值之间的关系；
所述控制单元被配置为基于所述第一电动机的转矩指令值和转速参考所述第一映射以获得第一所需系统电压值；并且
所述控制单元被配置为基于所述第二电动机的转矩指令值和转速参考所述第二映射以获得第二所需系统电压值。
4.根据权利要求3的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)被配置为比较所述第一和第二所需系统电压值以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值，并且将通过所述电流相位的所述反馈获得的系统电压校正值加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值。
5.根据权利要求2或4的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)被配置为选择所述第一和第二所需系统电压值中的一个所需系统电压值作为所述系统电压指令基值，该一个所需系统电压值大于所述第一和第二所需系统电压值中的另一个所需系统电压值。
6.一种电动机控制系统，其特征在于包括：
转换器(20)，其被配置为能够根据系统电压指令值升高从电源(11)提供的直流电压；
第一和第二逆变器(221，222)，其中每一者被配置为将直流电压转换为交流电压，该直流电压是从所述转换器(20)输出的系统电压；
第一和第二电动机(M1，M2)，其由分别从所述第一和第二逆变器(221，222)施加的交流电压驱动；以及
控制单元(26)，其被配置为能够通过根据输入或生成的转矩指令值执行所述转换器以及所述第一和第二逆变器(221，222)的操作控制，以正弦PWM控制、过调制控制和矩形波控制中的任意一种控制方法驱动所述第一和第二电动机(M1，M2)，其中
所述控制单元(26)被配置为通过分别被施加到所述第一和第二电动机的第一和第二电动机电压中每一者的电压相位的反馈来控制系统电压，使得所述第一和第二电动机中至少一者的所述矩形波控制在电动机电流在d-q坐标平面上的电流矢量为最佳电流相位的状态下被执行，在该最佳电流相位上，电动机中的损耗实现最小化，其中所述控制单元(26)选择所述第一和第二电动机中的一个电动机的电压相位作为所述反馈的对象，该一个电动机在基于所述电流矢量获得的系统电压偏差上大于另一个电动机。
7.根据权利要求6的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)被配置为比较所述第一和第二电动机分别所需的第一和第二所需系统电压值(VH1，VH2)以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值(VHbase)，并且将通过所述电压相位的所述反馈获得的系统电压校正值(Cvh)加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值(VH*)。
8.根据权利要求6的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)存储第一映射和第二映射，所述第一映射和第二映射中的每一者分别定义所述第一和第二电动机的电动机转速、转矩和所需系统电压值之间的关系；
所述控制单元被配置为基于所述第一电动机的转矩指令值和转速参考所述第一映射以获得第一所需系统电压值；并且
所述控制单元被配置为基于所述第二电动机的转矩指令值和转速参考所述第二映射以获得第二所需系统电压值。
9.根据权利要求8的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)被配置为比较所述第一和第二所需系统电压值以选择所述第一和第二所需系统电压值中的一者作为系统电压指令基值，并且将通过所述电压相位的所述反馈获得的系统电压校正值加到所述系统电压指令基值上以生成所述系统电压指令值。
10.根据权利要求7或9的电动机控制系统，其中
所述控制单元(26)被配置为选择所述第一和第二所需系统电压值中的一个所需系统电压值作为所述系统电压指令基值，该一个所需系统电压值大于所述第一和第二所需系统电压值中的另一个所需系统电压值。
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