JP5453729B2 - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置およびそのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。

従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来ブラシモータが広く使用されてきたが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されるようになってきた。

一般にモータ制御装置は、モータで発生させるトルクを制御するために、モータに流れる電流値を検出し、モータに供給すべき目標電流値と検出した電流値との差に基づきＰＩ制御（比例積分制御）を行う。例えば、３相ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置は、２相以上の電流値を検出するために、２個または３個の電流センサを備えている。

しかし、電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置では、１００Ａ以上の大電流を検出する電流センサを設ける必要がある。このような電流センサはサイズが大きいので、モータ制御装置の小型化を妨げている。また、電流センサを設ければ、モータ制御装置の製造コストが高くなり、消費電力も増加するという問題もある。これらの問題を解決するための１つの方法として、モータ制御装置から電流センサを削減し、モータ制御装置をモータの回路方程式に従ってオープンループ制御することが考えられている。

なお、本願発明に関連して、特許文献１には、電源電圧とブラシレス直流モータが消費する電力とに基づいてモータ駆動回路に供給される電源電流の値を推定する発明が開示されている。特許文献２には、バッテリの電圧、モータの回転速度などから演算によって求められた電流推定値と設定された電流目標値との偏差に基づいて、モータをフィードバック制御するモータ制御装置が開示されている。特許文献３には、電流指令値とモータ電流値とに基づいて、モータの設計特性と実際の制御特性との差を演算し、その差をフィードバックするモータ制御装置が開示されている。特許文献４には、ブラシレスモータの回転角、配線抵抗値などに基づいて、電源とブラシレスモータとの間に流れる電流値を推定し、推定した電流値が検出電流値と所定値以上離れているとき、異常であるとするブラシレスモータの駆動回路が開示されている。
特開２００６−１４４７４号公報 特開２００１−２６８９８０号公報 特開２００２−２３４４５７号公報 特開２００５−２２９７６８号公報

しかしながら、電流センサが削減されたモータ制御装置では、ブラシレスモータに実際に流れる電流値（以下、「実電流値」という）を検出することができないので、実電流値が電流指令値からかけ離れることによる電圧降下の変動などの影響を受け、ブラシレスモータを高い精度で制御することができないという問題がある。

そこで、本発明の目的は、電流センサを備えていなくても、電流推定値を用いてブラシレスモータに印加すべき電圧を示す電圧指令値を求めることにより、ブラシレスモータを高精度で制御することができるモータ制御装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を提供することである。

第１の発明は、ｄ軸電流指令値をゼロとして、ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記ブラシレスモータに供給すべき電流を示すｑ軸電流指令値を決定する指令電流設定手段と、
前記ｑ軸電流指令値によって示される電流を前記ブラシレスモータに流すために、モータの回路方程式を用いて前記ブラシレスモータに印加すべき電圧を示すｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求める電圧指令値算出手段と、
前記ｄ軸電圧指令値をｄ軸電圧成分とし、前記ｑ軸電圧指令値をｑ軸電圧成分とする指令電圧ベクトルの大きさが所定電圧値よりも大きいか否かを判定する判定手段と、
前記判定手段によって前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと判定されたとき、前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値に基づいて調整された電圧値をｄ軸およびｑ軸電圧推定値とし、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値以下である判定されたとき、前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値をそれぞれｄ軸およびｑ軸電圧推定値とする電圧制限手段と、
前記ｄ軸およびｑ軸電圧推定値に基づいて相電圧推定値を求める相電圧変換手段と、
前記相電圧推定値の電圧レベルに応じたデュ−ティ比を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変調手段と、
前記ＰＷＭ信号および当該ＰＷＭ信号の否定信号によって、相ごとに直列に接続された２個のスイッチング素子の導通状態を制御することにより、前記ブラシレスモータに駆動電流を供給するモータ駆動手段とを備え、
前記電圧制限手段は、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと前記判定手段により判定されたとき、前記指令電圧ベクトルを構成しｑ軸電流に依存する電圧ベクトルの大きさを、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値になるように調整し、当該ｑ軸電流に依存する電圧ベクトルの大きさを調整した後の前記指令電圧ベクトルのｄ軸およびｑ軸電圧成分をそれぞれ前記ｄ軸およびｑ軸電圧推定値とすることを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明において、
前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと前記判定手段によって判定されたとき、ｑ軸電流推定値を求める電流推定手段と、
前記ｑ軸電流推定値とパラメータ値との対応関係を示すデータを格納する記憶手段と、
前記ｑ軸電流推定値に対応する前記データを前記記憶手段から読み出し、読み出した前記データと前記電流推定手段によって求められた前記ｑ軸電流推定値とに基づいて推定パラメータ値を算出するパラメータ値算出手段と、
前記ブラシレスモータのロータの回転位置を検出する位置検出センサと、
前記位置検出センサによって検出された前記回転位置に基づいて前記ブラシレスモータのロータの角速度を求める角速度決定手段とをさらに備え、
前記電圧制限手段は、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと前記判定手段により判定されたとき、前記ｑ軸電流に依存する電圧ベクトルの調整後の大きさと調整前の大きさとの比率を更に求め、
前記電流推定手段は、前記比率を前記ｑ軸電流指令値に乗算することにより前記ｑ軸電流推定値を求め、
前記電圧指令値算出手段は、前記推定パラメータ値と前記角速度とを前記モータの回路方程式に代入して前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求めることを特徴とする。

第３の発明は、第１の発明において、
操舵トルクを検出して出力するトルクセンサと、
車速を検出して出力する車速センサと、
前記車速をパラメータとして、前記操舵トルクと前記ｑ軸電流指令値の対応関係を格納するアシストマップとをさらに備え、
前記指令電流設定手段は、前記アシストマップを用いて前記ｑ軸電流指令値を求めることを特徴とする。

第４の発明は、第１〜第３のいずれかの発明に係るモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置である。

上記第１の発明によれば、指令電圧ベクトルの大きさが所定電圧値よりも大きい場合には、指令電圧ベクトルを構成しｑ軸電流に依存する電圧ベクトルの傾きを変えることなく、電圧ベクトルの終端が所定電圧値を表す円周上に位置するように調整してｄ軸およびｑ軸電圧推定値を求める。これにより、ｄ軸およびｑ軸電圧推定値を容易かつ短時間に求めることができるので、モータ制御装置はブラシレスモータを高い精度で制御することができる。

上記第２の発明によれば、ｑ軸電流推定値に対応づけられたデータ値を用いて推定パラメータ値が算出されるので、正確なパラメータ値を求めることができる。また、ブラシレスモータが高速回転しているときのロータの角速度を求めることができる。これにより、電流センサを備えていなくても、電圧指令値算出手段は、正確なパラメータ値と角速度を用いて正確なｄ軸およびｑ軸電圧指令値を算出することができるので、モータ制御装置はブラシレスモータを高い精度で制御することができる。

上記第３の発明によれば、アシストマップを用いることによって、ある大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータに供給すべきｑ軸電流指令値を求めることができる。

上記第４の発明によれば、電流指令値が実電流値からかけ離れていても、電流指令値の代りに電流推定値を用いることによって、ブラシレスモータを高い精度で駆動してスムーズな操舵補助を可能にする。

＜１．電動パワーステアリング装置＞
図１は、本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成とともに示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、およびＥＣＵ（Electronic Control Unit：以下「ＥＣＵ」という）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。

図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。

電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成されている。

ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づいてブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられている。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。

この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生する操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動するモータ制御装置に特徴がある。そこで以下では、電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。

＜２．モータ制御装置＞
図２は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２およびモータ駆動回路１３を備えている。

ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる電圧指令値を求める。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流設定部２１、ｄ軸指令電流算出部２１ａ、オープンループ制御部２２、電圧制限部２４、ｄｑ軸／３相変換部２５、ｄｑ軸電流推定部２６、インダクタンス修正部２７、角度算出部２８および角速度算出部２９として機能する。

マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流を示す電流指令値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従って、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧を示す電圧指令値を求める。

角度算出部２８は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（電気角）（以下、「角度θ」という）を求める。角速度算出部２９は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度（電気角の角速度）ωを求める。なお、角度θは、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角度である。角速度算出部２９は角速度決定手段として機能する。

指令電流設定部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓとに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべき電流のｑ軸成分（以下「ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*」という）を求め、求めたｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を後述するオープンループ制御部２２とｄｑ軸電流推定部２６とに出力する。より詳細には、指令電流設定部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応関係を格納したテーブル（以下、「アシストマップ」という）を内蔵しており、アシストマップを参照してｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を求める。このようにアシストマップを用いることによって、ある大きさの操舵トルクＴが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべきｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を求めることができる。

また、ｄ軸指令電流算出部２１ａは、指令電流設定部２１から与えられるｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と角速度算出部２９から与えられる角速度ωとに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべき電流のｄ軸成分（以下「ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*」という）を求める。そして、求めたｄ軸電流指令値Ｉｄ^*をオープンループ制御部２２と後述するｄｑ軸電流推定部２６とに出力する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*はトルクの発生に寄与しないので、ｄ軸指令電流算出部２１ａは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と角速度算出部２９から与えられる角速度ωにかかわらず、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*としてゼロを出力することもできる。

なお、指令電流設定部２１で求められるｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。

オープンループ制御部２２は、指令電流設定部２１で求めたｑ軸電流指令値Ｉｑ^*、ｄ軸指令電流算出部２１ａで求めたｄ軸電流指令値Ｉｄ^*および角速度算出部２９で求めた角速度ωとに基づき、ブラシレスモータ１に印加すべき電圧のｄ軸成分とｑ軸成分を求める（以下、前者の値を「ｄ軸電圧指令値Ｖｄ」、後者の値を「ｑ軸電圧指令値Ｖｑ」という）。ｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑは、次式（１）と（２）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
Ｖｄ＝（Ｒ＋Ｐ・Ｌｄ）・Ｉｄ^*−ω・Ｌｑ・Ｉｑ^* …（１）
Ｖｑ＝（Ｒ＋Ｐ・Ｌｑ）・Ｉｑ^*＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ^*＋ω・Φ …（２）
ただし、式（１）と（２）において、Ｖｄはｄ軸電圧指令値、Ｖｑはｑ軸電圧指令値、Ｉｄ^*はｄ軸電流指令値、Ｉｑ^*はｑ軸電流指令値、ωはロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌｄはｄ軸の自己インダクタンス、Ｌｑはｑ軸の自己インダクタンス、Φはｕ、ｖ、ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうち、Ｒ、Ｌｄ、ＬｑおよびΦは既知のパラメータとして扱われ、記憶部２３に格納されている。なお、Ｒで示される回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれる。このようにオープンループ制御部２２は、電圧指令値算出手段として機能する。

電圧制限部２４は判定部２４ａを含み、判定部２４ａは、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸電圧指令値Ｖｄをｄ軸電圧成分とし、ｑ軸電圧指令値Ｖｑをｑ軸電圧成分とする指令電圧ベクトルの大きさ√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）と、車載バッテリ１００から与えられる電源電圧値ＶＢとを比較する。

判定部２４ａで指令電圧ベクトルの大きさ√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）が電源電圧値ＶＢ以下であると判定された場合、電圧制限部２４は、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑをそれぞれｄ軸およびｑ軸電圧推定値Ｖｄ’、Ｖｑ’としてｄｑ軸／３相変換部２５に出力する。

一方、判定部２４ａで指令電圧ベクトルの大きさ√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）が電源電圧値ＶＢよりも大きいと判定された場合には、電圧制限部２４は、後で詳細に説明する方法によってｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’を求めるために必要な比率を算出してｄｑ軸電流推定部２６に与える。

ｄｑ軸電流推定部２６は、指令電流設定部２１から与えられたｑ軸電流指令値Ｉｑ^*、およびｄ軸指令電流算出部２１ａから与えられたｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に、電圧制限部２４から与えられた比率を掛けることにより、ｑ軸電流推定値Ｉｑ’およびｄ軸電流推定値Ｉｄ’をそれぞれ求める。このように判定部２４ａを除く電圧制限部２４とｄｑ軸電流推定部２６は、電流推定手段として機能する。

ｄ軸の自己インダクタンスＬｄは主としてｄ軸電流の変化によって変化し、ｑ軸電流の変化による影響も受ける。また、ｑ軸の自己インダクタンスＬｑは主としてｑ軸電流の変化によって変化し、ｄ軸電流の変化による影響も受ける。このため、記憶部２３には、ｑ軸の自己インダクタンスＬｑとｑ軸電流およびｄ軸電流との対応関係を表すデータが記載されたテーブル、およびｄ軸の自己インダクタンスＬｄとｄ軸電流およびｑ軸電流との対応関係を表すデータが記載されたテーブルがあらかじめ格納されている。なお、テーブルに記載されたデータは、あらかじめ実験、シミュレーションなどによって求められる。また、データの形式は、テーブルに限定されず、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を方程式に代入することによって自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑを求める場合には、その方程式の係数などであってもよく、他の形式でもよい。

インダクタンス修正部２７は、ｄｑ軸電流推定部２６からｑ軸電流推定値Ｉｑ’またはｄ軸電流推定値Ｉｄ’が与えられると、記憶部２３に格納されたデータから、ｑ軸電流推定値Ｉｑ’とｄ軸電流推定値Ｉｄ’に対応づけられたｄ軸の自己インダクタンスおよびｑ軸の自己インダクタンスを読み出す。この読み出されたｑ軸の自己インダクタンスおよびｄ軸の自己インダクタンスをそれぞれ「修正後のｑ軸の自己インダクタンスＬｑ’」（推定パラメータ値）および「修正後のｄ軸の自己インダクタンスＬｄ’」（推定パラメータ値）という。インダクタンス修正部２７は、修正後のｑ軸の自己インダクタンスＬｑ’およびｄ軸の自己インダクタンスＬｄ’をオープンループ制御部２２に出力する。このように、インダクタンス修正部２７はパラメータ値算出手段として機能する。

ｄｑ軸／３相変換部２５は、オープンループ制御部２２および電圧制限部２４で求めたｄ軸電圧推定値Ｖｄ’とｑ軸電圧推定値Ｖｑ’を３相交流座標軸上の電圧指令値に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２５は、ｄ軸電圧推定値Ｖｄ’とｑ軸電圧推定値Ｖｑ’に基づき、次式（３）〜（５）を用いてｕ相電圧推定値Ｖｕ’、ｖ相電圧推定値Ｖｖ’およびｗ相電圧推定値Ｖｗ’を求める。
Ｖｕ’＝√（２／３）×｛Ｖｄ’×ｃｏｓθ−Ｖｑ’×ｓｉｎθ｝ …（３）
Ｖｖ’＝√（２／３）×｛Ｖｄ’×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−Ｖｑ’×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（４）
Ｖｗ’＝−Ｖｕ’−Ｖｖ’ …（５）
上記の式（３）（４）に含まれる角度θは、角度算出部２８で求めた電気角である。なお、ｕ相電圧推定値Ｖｕ’、ｖ相電圧推定値Ｖｖ’、ｗ相電圧推定値Ｖｗ’を総称して「相電圧推定値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’」ともいう。

ｄｑ軸／３相変換部２５により得られた相電圧推定値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、マイコン２０から３相／ＰＷＭ変調器１２に与えられる。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧型インバータ回路である。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）を供給する。この結果、ブラシレスモータ１の３相巻線に、各相の相電圧推定値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータが回転する。これに伴って、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは補助操舵に用いられる。

＜３．電流推定値を求める方法＞
＜３．１ Ｉｄ^*＝０の場合＞
まず、トルクの発生に寄与しないｄ軸電流指令値Ｉｄ^*がゼロの場合について説明する。図４は、ブラシレスモータ１の回転数と、ブラシレスモータ１に実際に流れるｑ軸電流の電流値（以下、「ｑ軸実電流値Ｉｑ」という）のうち最大のｑ軸実電流値（以下、「最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍ」という）との関係を示すグラフである。図４に示すように、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*のうち最大のｑ軸電流指令値（以下、「最大電流指令値Ｉｑｍ^*」という）は、回転数によらず一定である。また、最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍは、回転数が所定値Ｎａ以下の場合には一定であるが、所定値Ｎａよりも大きくなると回転数が大きくなるに伴って小さくなる。

図４の領域は、領域Ａと領域Ｂに分かれている。領域Ａは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が最大ｑ軸電流指令値Ｉｑｍ^*および最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍよりも小さい領域である。一方、領域Ｂは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が最大ｑ軸電流指令値Ｉｑｍ^*よりは小さいが、最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍよりも大きい領域である。ｑ軸実電流値Ｉｑは最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍおよび最大ｑ軸電流指令値Ｉｑｍ^*よりも小さいので、領域Ａではｑ軸実電流値Ｉｑはｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と一致していると推定される。

しかし、領域Ｂでは、ブラシレスモータ１の回転数、すなわち角速度ωが大きくなるにつれて、式（２）の角速度ωに比例する誘導起電力（ωΦ）が大きくなるとともに、ｑ軸実電流値Ｉｑによる成分（Ｒ＋Ｐ・Ｌｑ）・Ｉｑが小さくなる。このため、ブラシレスモータ１の回転数が増加すれば、それに応じて最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍも小さくなる。したがって、最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍよりも大きなｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が設定されても、ｑ軸実電流値Ｉｑを電源電圧値ＶＢによって決まる最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍよりも大きくすることはできない。このため、最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍより大きく、最大ｑ軸電流指令値Ｉｑｍ^*よりも小さなｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が設定されても、ｑ軸実電流値Ｉｑは、そのようなｑ軸電流指令値Ｉｑ^*になることはできず、最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍよりも小さくなると推定される。

そこで、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が図４の領域Ａ内の値である場合について説明する。図５は、図４に示す領域Ａにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧との関係を示すベクトル図である。ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*がゼロであるため、式（１）（２）は次式（６）（７）になる。
Ｖｄ＝−ω・Ｌｑ・Ｉｑ^* …（６）
Ｖｑ＝（Ｒ＋Ｐ・Ｌｑ）・Ｉｑ^*＋ω・Φ …（７）

図５に示すように、横軸をｑ軸電圧、縦軸をｄ軸電圧とするｄｑ軸座標上で、ｄ軸電圧指令値Ｖｄをｄ軸電圧成分とし、ｑ軸電圧指令値Ｖｑをｑ軸電圧成分とする指令電圧ベクトルの大きさは√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）なので、その終端は電源電圧値ＶＢを示す電圧制限円の内部にある。このため、指令電圧ベクトルの大きさ√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）は電源電圧値ＶＢよりも大きくなることはなく、また図４から領域Ａのｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は、常に最大ｑ軸実電流値Ｉｑｍ以下である。したがって、領域Ａでは、ｑ軸実電流値Ｉｑはｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に等しいと推定される。そこで、推定されるｑ軸電流の電流値（以下、「ｑ軸電流推定値Ｉｑ’」という）は、次式（８）に示すようにｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に等しいとする。
Ｉｑ’＝Ｉｑ^* …（８）

次に、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が領域Ｂ内にある場合について説明する。図６は、図４に示す領域Ｂにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧との関係を示すベクトル図である。図６に示すように、式（６）と（７）によって求められるｄ軸電圧指令値Ｖｄをｄ軸電圧成分とし、ｑ軸電圧指令値Ｖｑをｑ軸電圧成分とする指令電圧ベクトルの大きさ√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）は電源電圧値ＶＢよりも大きいので、指令電圧ベクトルの終端は電圧制限円の外側に位置する。そこで、指令電圧ベクトルの終端が電圧制限円周上またはその内部に位置するように指令電圧ベクトルの大きさを調整する必要がある。

式（６）のｄ軸電圧指令値Ｖｄである−ω・Ｌｑ・Ｉｑ^*をｄ軸電圧成分（以下、「Ｖｄ１」ともいう）とし、式（７）のｑ軸電圧指令値Ｖｑのうちｑ軸電流指令値Ｉｑ^*による成分（Ｒ＋Ｐ・Ｌｑ）・Ｉｑ^*をｑ軸電圧成分（以下、「Ｖｑ１」ともいう）とするベクトルをベクトルＶ１とすれば、その傾きｋ１は次式（９）によって求められる。
ｋ１＝Ｖｄ１／Ｖｑ１
＝−ω・Ｌｑ・Ｉｑ^*／（Ｒ＋Ｐ・Ｌｑ）・Ｉｑ^*
＝−ω・Ｌｑ／（Ｒ＋Ｐ・Ｌｑ） …（９）

式（９）において、ω、Ｌｑ、Ｒは、既述のようにいずれも一定であるとみなされるので、ベクトルＶ１の傾きｋ１はｑ軸電流の量にかかわらず一定と考えられる。また、ベクトルＶ１の大きさ｜Ｖ１｜は次式（１０）によって表される。
｜Ｖ１｜＝√（Ｖｑ１²＋Ｖｄ１²） …（１０）

そこで、指令電圧ベクトルを、傾きを一定に保った状態で、その大きさ√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）が電源電圧値ＶＢになるように調整する。すなわち、指令電圧ベクトルの終端が電源電圧値ＶＢ以下の所定電圧値Ｖａを示す電圧制限円の円周上に位置するように調整すると、ベクトルＶ１の終端は傾きｋ１を一定に保った状態で、電圧制限円の円周上に位置するようになる。このときのｑ軸電流をＩｑとすると、−ω・Ｌｑ・Ｉｑをｄ軸電圧成分（以下、「Ｖｄ２」ともいう）とし、ｑ軸電流による成分（Ｒ＋Ｐ・Ｌｑ）・Ｉｑをｑ軸電圧成分（以下、「Ｖｑ２」ともいう）とするベクトルＶ２が得られる。このようにして得られたベクトルＶ２の傾きも、ベクトルＶ１の傾きｋ１と同じになる。

ベクトルＶ１のｄ軸およびｑ軸電圧成分をＶｄ１、Ｖｑ１、ベクトルＶ２のｄ軸およびｑ軸電圧成分をＶｄ２、Ｖｑ２、ｑ軸誘導起電力をＶｑｅ（＝ωΦ）、ｄ軸電圧推定値をＶｄ’、ｑ軸電圧推定値をＶｑ’としたとき、上述の調整法は次式（１１）〜（１４）によって表される。
Ｖｄ’＝Ｖｄ２ …（１１）
Ｖｑ’＝Ｖｑｅ＋Ｖｑ２ …（１２）
√｛（Ｖｑｅ＋Ｖｑ２）²＋Ｖｄ２²｝＝Ｖａ …（１３）
ｋ１＝Ｖｄ１／Ｖｑ１＝Ｖｄ２／Ｖｑ２ …（１４）

式（１１）〜（１４）において、Ｖｑｅ、Ｖｄ１、Ｖｑ１は既知であるため、式（１１）〜（１４）からＶｄ２、Ｖｑ２が求まる。さらに、ベクトルＶ１のｑ軸電圧成分Ｖｑ１とベクトルＶ２のｑ軸電圧成分Ｖｑ２との比率、またはベクトルＶ１のｄ軸電圧成分Ｖｄ１とベクトルＶ２のｄ軸電圧成分Ｖｄ２との比率を求めると、それらの関係は次式（１５）のようになる。
Ｖｑ２／Ｖｑ１＝Ｖｄ２／Ｖｄ１＝｜Ｖ２｜／｜Ｖ１｜ …（１５）
ただし、｜Ｖ２｜はベクトルＶ２の大きさ√（Ｖｄ２²＋Ｖｑ２²）である。

そこで、このようにして求めた比率Ｖｑ２／Ｖｑ１とｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とを用い、ｑ軸電流推定値Ｉｑ’を次式（１６）に従って求めることができる。
Ｉｑ’＝（Ｖｑ２／Ｖｑ１）×Ｉｑ^* …（１６）

このように、指令電圧ベクトルの大きさ√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）が電源電圧値ＶＢよりも大きい場合、ｑ軸電流推定値Ｉｑ’は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に、ベクトルＶ１のｑ軸電圧成分Ｖｑ１とベクトルＶ２のｑ軸電圧成分Ｖｑ２との比率Ｖｑ２／Ｖｑ１を掛けることによって求めることができる。

なお、比率Ｖｄ２／Ｖｄ１を用いる場合には、ｑ軸電流推定値Ｉｑ’を次式（１７）によって求めることもできる。
Ｉｑ’＝（Ｖｄ２／Ｖｄ１）×Ｉｑ^*…（１７）

この場合、本実施形態によるモータ制御装置によれば、電流センサを備えていなくても、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に基づいて、ｑ軸実電流値に近いｑ軸電流推定値Ｉｑ’を容易に求めることができる。また、求めたｑ軸電流推定値Ｉｑ’を使用して正確なｑ軸およびｄ軸インダクタンスＬｑ’、Ｌｄ’を求めることができるので、オープンループ制御部２２は正確なｄ軸およびｑ軸電圧指令値を算出することができる。このため、このようにして求めたｄ軸およびｑ軸電圧指令値を電圧推定値として使用することによって、ブラシレスモータ１を高い精度で制御することができる。また、モータ駆動回路１３やブラシレスモータ１の故障を検知するために、求めたｑ軸電流推定値Ｉｑ’を使用し、ブラシレスモータ１をフェイルセーフとなるように制御することもできる。

＜３．２ Ｉｄ^*≠０の場合＞
ｄ軸電流はトルクに寄与しないため、上述の実施形態では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*がゼロの場合について説明した。しかし、ブラシレスモータ１を弱め磁束制御したり、高回転状態にしたりする場合にはｄ軸電流が用いられる。そこで、次にｄ軸電流指令値Ｉｄ^*がゼロではない場合について説明する。

ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は、指令電流設定部２１から与えられるｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、位置検出センサ５から与えられる位置情報に基づいて角速度算出部２９で算出されるロータの回転角速度ωとに基づいて、ｄ軸指令電流算出部２１ａで求められる。そして、指令電流設定部２１で決定されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とｄ軸指令電流算出部２１ａで求められたｄ軸電流指令値Ｉｄ^*とがオープンループ制御部２２に与えられると、オープンループ制御部２２はｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとを求める。

図７（Ａ）はｄ軸電流指令値Ｉｄ^*がゼロではないときの指令電圧ベクトルを示すベクトル図であり、図７（Ｂ）はｄ軸電流指令値Ｉｄ^*によるｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとが所定電圧値Ｖｂ以下となるように制限する方法を示すベクトル図である。図７（Ａ）に示すように、Ｉｄ＝０のときの指令電圧ベクトルとｄ軸電流による電圧ベクトルとを合成した指令電圧ベクトルの終端が、電源電圧値ＶＢを示す電圧制限円の円周上またはその内部に位置するようにするため、ｄ軸電流による電圧ベクトルの大きさは所定電圧値Ｖｂ以下に調整される。

その調整方法は上述のＩｄ＝０の場合と同様であるので、図７（Ｂ）を参照して簡単に説明する。ｄ軸電流による電圧ベクトルの大きさを所定電圧値Ｖｂ以下に制限するために、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*のときのｄ軸電圧指令値Ｖｄのうちｄ軸電流指令値Ｉｄ^*による成分（Ｒ＋Ｐ・Ｌｄ）・Ｉｄ^*（以下、「Ｖｄ３」ともいう）をｄ軸電圧成分とし、ｑ軸電圧指令値Ｖｑのうちｄ軸電流指令値Ｉｄ^*による成分ω・Ｌｄ・Ｉｄ^*をｑ軸電圧成分（以下「Ｖｑ３」ともいう）とするベクトルをベクトルＶ３とする。ベクトルＶ３の傾きｋ２は（Ｒ＋Ｐ・Ｌｄ）／ω・Ｌｄであるため、ｄ軸電流の量にかかわらず一定と考えられる。

したがって、ベクトルＶ３の大きさ｜Ｖ３｜を所定電圧値Ｖｂ以下になるように調整するには、傾きをｋ２に保った状態でｄ軸電流の量を変えることによって、ベクトルＶ３の大きさ｜Ｖ３｜だけを調整すればよい。調整後のｄ軸電流をＩｄとしたとき、ｄ軸電流Ｉｄによる成分（Ｒ＋Ｐ・Ｌｄ）・Ｉｄ（以下、「Ｖｄ４」ともいう）をｄ軸電圧成分とし、ｄ軸電流Ｉｄによるω・Ｌｄ・Ｉｄ（以下、「Ｖｑ４」ともいう）をｑ軸電圧成分とするベクトルＶ４が得られる。そこで、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*がゼロの場合と同様にして、ベクトルＶ３、Ｖ４のｄ軸電圧成分Ｖｄ３、Ｖｄ４、ｑ軸電圧成分Ｖｑ３、Ｖｑ４の関係を求めれば、次式（１８）のようになる。
Ｖｄ４／Ｖｄ３＝Ｖｑ４／Ｖｑ３＝｜Ｖ４｜／｜Ｖ３｜ …（１８）
ただし、｜Ｖ３｜および｜Ｖ４｜はそれぞれベクトル３およびベクトル４の大きさである。

そこで、このようにして求めた比率とｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を用いて、ｄ軸電流推定値Ｉｄ’を次式（１９）によって求めることができる。
Ｉｄ’＝（Ｖｄ４／Ｖｄ３）×Ｉｄ^* …（１９）

このように、ｄ軸電流による電圧ベクトルの大きさが所定電圧値Ｖｂよりも大きい場合、ｄ軸電流推定値Ｉｄ’は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に、ベクトルＶ３のｄ軸電圧成分Ｖｄ３とベクトルＶ４のｄ軸電圧成分Ｖｄ４との比率を掛けることによって求めることができる。

なお、比率Ｖｑ４／Ｖｑ３を用いる場合には、ｄ軸電流推定値Ｉｄ’を次式（２０）によって求めることもできる。
Ｉｄ’＝（Ｖｑ４／Ｖｑ３）×Ｉｄ^*…（２０）

この場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*がゼロではない場合にも、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に基づいてｄ軸実電流値に近いｄ軸電流推定値Ｉｄ’を容易に求めることができる。また、求めたｄ軸電流推定値Ｉｄ’を用いることによってｄ軸およびｑ軸電圧推定値Ｖｄ’、Ｖｑ’を算出し、それらを電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとして使用することによってブラシレスモータ１を高精度で制御することができる。また、モータ駆動回路１３やブラシレスモータ１の故障を検知するために、求めたｄ軸電流推定値Ｉｄ’を使用し、ブラシレスモータ１をフェイルセーフとなるように制御することもできる。

＜４．変形例＞
上述の実施例では、モータ制御装置をオープンループ制御する場合について説明したが、フィードバック制御する場合にも同様にしてｄ軸およびｑ軸の電流推定値を求め、ｄ軸およびｑ軸の電流推定値を用いることによって、モータ駆動回路に印加する電圧指令値を補正することができる。

＜５．応用例＞
モータ制御装置をオープンループ制御するときに求めた電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’を利用してブラシレスモータ１を制御する場合について以下に説明する。

＜５．１ 第１の応用例＞
図８は、第１の応用例で使用されるマイコン３０によって実現される機能的構成を示すブロック図である。マイコン３０は、図２のモータ制御装置に使用されるマイコン２０の代りに用いられるもので、その機能的構成要素の一部が変更されている。そこで、マイコン２０と同じ機能的構成要素には同じ参照符号を付してその説明を省略し、異なる機能的構成要素について説明する。図８に示すように、マイコン３０には、マイコン２０に含まれていた記憶部２３およびインダクタンス修正部２７がなく、その代わりに相電流変換部３１、相電圧補正値算出部３２、加算器３３および記憶部３４が追加されている。また、相電圧補正値算出部３２は記憶部３４から必要なデータを読み出して演算する。

相電流変換部３１は、ｄｑ軸電流推定部２６で求められたｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’をモータの回路方程式を用いて３相の相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’に変換する。相電圧補正値算出部３２は、相電流変換部３１で求められた相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’と記憶部３４から読み出したデータに基づいて、ｄｑ軸／３相変換部２５で変換された３相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを補正するための相電圧補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを求めて加算器３３に出力する。加算器３３は、３相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに相電圧補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを加えることによって、補正された相電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを求め、マイコン３０の外部に設けられた３相／ＰＷＭ変調器１２に出力する。この場合、ｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’を３相の相電流推定値にＩｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’に変換した後に、相電圧補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを求めているので、マイコン３０の演算負荷は大きくなるが、ブラシレスモータ１を高精度で制御することができる。

このようなマイコン３０を使用する場合の例として、モータ駆動回路１３内の電源端子から節点Ｎまでの電圧降下を抑制する方法を説明する。モータ駆動回路１３は、各相ごとにＭＯＳ−ＦＥＴが２個ずつ直列に接続されており、その節点がブラシレスモータ１の入力端子に接続されている。このため、電源端子からブラシレスモータ１の入力端子に電流が流れると、電源端子とブラシレスモータ１の入力端子間の配線抵抗およびＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗による抵抗値と、電源端子とブラシレスモータ１との間に流れる電流とによって決まる電圧降下が生じる。

電流センサを削減したモータ制御装置をモータの回路方程式に従ってオープンループ制御する場合、電源端子とブラシレスモータ１の入力端子との間に流れる電流を検出することができないので、電流値が指令値から変化することによる電圧降下の変動を補正することができない。そこで、電源端子とブラシレスモータ１間の抵抗値と電流との対応関係をあらかじめ求めてテーブルなどの形式で記憶部３４に格納しておく。相電流変換部３１は、ｄｑ軸電流推定部２６から与えられたｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’を、相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’に変換する。この場合、変換された相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’は、電源端子とブラシレスモータ１の入力端子との間に流れる相電流に相当すると考えられる。

相電圧補正値算出部３２は、相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’に対応づけられた抵抗値を記憶部３４から読み出し、読み出した抵抗値と相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’とに基づいて、各相ごとの相電圧補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗ（第２の推定パラメータ値）を求める。次に、加算器３３は、３相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに相電圧補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを加算することによって、電圧降下分だけ補正された相電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを求める。そして、補正後の相電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいてモータ駆動回路１３を制御するので、ブラシレスモータ１に供給される電流が電圧降下によって変動するのを抑制することができる。

なお、この応用例では、電源端子から節点Ｎまでの電圧降下を抑制する方法について述べたが、節点Ｎから接地端子までの電圧降下を抑制する場合にも同様に適用することができる。

また、この応用例では、ｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’，Ｉｑ’を変換した相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’を用いて相電圧補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを求めたが、相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’を用いて他の回路を直接制御してもよい。この場合には、記憶部３４は不要となる。

＜５．２ 第２の応用例＞
図９は、第２の応用例で使用されるマイコン４０によって実現される機能的構成を示すブロック図である。マイコン４０は、図２のモータ制御装置に使用されるマイコン２０の代りに使用されるもので、その機能的構成要素の一部が変更されている。そこで、マイコン２０と同じ機能的構成要素には同じ参照符号を付してその説明を省略し、異なる機能的構成要素について説明する。図９に示すように、マイコン４０は、マイコン２０に含まれる機能的構成要素のうち、記憶部２３およびインダクタンス修正部２７がなく、その代わりに電圧補正値算出部４１、加算器４２および記憶部４３が追加されている。また、電圧補正値算出部４１は記憶部４３から必要なデータを読み出して演算する。

電圧補正値算出部４１は、ｄｑ軸電流推定部２６で求められたｄ軸電流推定値Ｉｄ’、ｑ軸電流推定値Ｉｑ’および記憶部４３から読み出したデータに基づいて、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを補正するための電圧補正値ΔＶｄ、ΔＶｑを求めて加算器４２に出力する。加算器４２は、電圧制限部２４から与えられるｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄ、Ｖｑにそれらの電圧補正値ΔＶｄ、ΔＶｑを加えることによって、補正されたｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ、Ｖｑｃを求め、ｄｑ軸／３相変換部２５に出力する。この場合、ｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’，Ｉｑ’を相電流に変換することなくｄ軸およびｑ軸電圧で演算しているので、マイコン４０の演算負荷を軽減することができる。なお、電圧補正値算出部４１および加算器４２は指令電圧補正手段として機能する。

このようなマイコン４０を使用する場合の例として、モータ駆動回路１３内のＭＯＳ−ＦＥＴのデッドタイム期間における節点Ｎの電位の変動を抑制する方法を説明する。節点Ｎの電位の変動を高い精度で抑制するためには、第１の応用例で説明した電圧降下の抑制の場合と同様に、ｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’を変換した相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’を用いるのが好ましい。しかし、マイコン４０の演算負荷を軽減するために、ｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’を用いてｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを補正することにより、節点Ｎの電位の変動を抑制することもできる。そこで、ｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’，Ｉｑ’を相電流推定値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’に変換することなく節点Ｎの電位の変動を抑制する方法について説明する。

モータ駆動回路１３は、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相ごとにＭＯＳ−ＦＥＴが２個ずつ直列に接続されている。図１０（Ａ）は、ｘ相（ｘ＝ｕ、ｖ、ｗ）のＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂを介してブラシレスモータ１に電流が流れ込むことを示す回路図であり、図１０（Ｂ）は、ブラシレスモータ１からｘ相（ｘ＝ｕ、ｖ、ｗ）のＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂを介して電流が流れ出すことを示す回路図である。

ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂが同時にオン状態になることによって、電源端子から接地端子に貫通電流が流れないようにするため、ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂを同時にオフ状態にするデッドタイム期間が設けられている。本来であれば、このデッドタイム期間には、ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂに電流は流れない。しかし、各ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂにはそれぞれ寄生ダイオードＤ１、Ｄ２が付随しており、またブラシレスモータ１の電機子巻線がインダクタとして作用する。

このため、図１０（Ａ）に示すように、ブラシレスモータ１に電流が流れ込んでいるときに、ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂを同時にオフ状態にしても、引き続き接地端子からＭＯＳ−ＦＥＴ１３ｂの寄生ダイオードＤ２を介してブラシレスモータ１に電流が流れ込む。このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａとＭＯＳ−ＦＥＴ１３ｂの接続点（以下、「節点Ｎ」という）の電位は、接地電位ＧＮＤよりも寄生ダイオードＤ２による電圧降下による電位差だけ低い値になる。しかし、この電圧降下による電位差は小さいため、節点Ｎの電位は接地電位ＧＮＤにほぼ等しくなる。

一方、図１０（Ｂ）に示すように、ブラシレスモータ１から電流が流れ出しているときに、ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂを同時にオフ状態にしても、引き続きブラシレスモータ１からＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａの寄生ダイオードＤ１を介して電源端子に電流が流れ出す。このため、節点Ｎの電位は、電源電圧値ＶＢよりも寄生ダイオードＤ１による電圧降下による電位差だけ高い値になる。しかし、この電圧降下による電位差は小さいため、節点Ｎの電位は電源電圧値ＶＢにほぼ等しくなる。

ブラシレスモータ１は、本来３相／ＰＷＭ変調器１２から与えられる相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御されるモータ駆動回路１３によって駆動される。このとき、節点Ｎの電位は、３相／ＰＷＭ変調器１２から与えられるＰＷＭ信号とその否定信号とによって決まる。しかし、デッドタイム期間では、その直前にブラシレスモータ１に流れていた電流の方向により、節点Ｎの電位は、接地電位ＧＮＤになったり、電源電圧値ＶＢになったりして、ＰＷＭ信号とその否定信号によって決まる電位とは無関係に変動する。

そこで、マイコン４０の記憶部に、ＭＯＳ−ＦＥＴ１３ａ、１３ｂを流れる方向も含めたｄ軸およびｑ軸電流値とそのときの節点Ｎの電圧補正値との対応関係を示すデータをテーブルなどの形式で記憶部４３に格納しておけば、電圧補正値算出部４１は、ｄ軸およびｑ軸電流推定値Ｉｄ’、Ｉｑ’に応じたｄ軸およびｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ、ΔＶｑを求める。そして、加算器４２は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑに、電圧補正値ΔＶｄ、ΔＶｑを加算して補正後の電圧指令値Ｖｄｃ，Ｖｑｃを求める。モータ駆動回路１３は、補正後の電圧指令値Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて駆動される。この場合、デッドタイム期間における節点Ｎの電位の変動を抑制するのに必要なマイコン４０の演算負荷を軽減することができる。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 ３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ軸座標の関係を示す図である。 ブラシレスモータの回転数と、ブラシレスモータに流れる最大実電流値との関係を示すグラフである。 図４に示す領域Ａにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧との関係を示すベクトル図である。 図４に示す領域Ｂにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧との関係を示すベクトル図である。 （Ａ）はｄ軸電流指令値がゼロではないときの指令電圧ベクトルを示すベクトル図であり、（Ｂ）はｄ軸電流指令値によるｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とが所定電圧値以下となるように制限する方法を示すベクトル図である。 第１の応用例で使用されるマイコンによって実現される機能的構成を示すブロック図である。 第２の応用例で使用されるマイコンによって実現される機能的構成を示すブロック図である。 （Ａ）はｘ相のＭＯＳ−ＦＥＴを介してブラシレスモータに電流が流れ込むことを示す回路図であり、（Ｂ）はブラシレスモータからｘ相のＭＯＳ−ＦＥＴを介して電流が流れ出すことを示す回路図である。

１…ブラシレスモータ、１０…ＥＣＵ（モータ制御装置）、１３…モータ駆動回路、２０、３０、４０…マイコン、２１…指令電流設定部、２１ａ…ｄ軸指令電流算出部、２２…オープンループ制御部（電圧指令値算出手段）、２３、３４、４３…記憶部、２４…電圧制限部（電流推定手段）、２４ａ…判定部、２６…ｄｑ軸電流推定部（電流推定手段）、２７…インダクタンス修正部（パラメータ値算出手段）、３１…相電流変換部、３２…相電圧補正値算出部（相電圧補正手段）、３３…加算器（相電圧補正手段）、４１…電圧補正値算出部（指令電圧補正手段）、４２…加算器（指令電圧補正手段）

Claims (4)

1. ｄ軸電流指令値をゼロとして、ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
   前記ブラシレスモータに供給すべき電流を示すｑ軸電流指令値を決定する指令電流設定手段と、
   前記ｑ軸電流指令値によって示される電流を前記ブラシレスモータに流すために、モータの回路方程式を用いて前記ブラシレスモータに印加すべき電圧を示すｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求める電圧指令値算出手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値をｄ軸電圧成分とし、前記ｑ軸電圧指令値をｑ軸電圧成分とする指令電圧ベクトルの大きさが所定電圧値よりも大きいか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段によって前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと判定されたとき、前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値に基づいて調整された電圧値をｄ軸およびｑ軸電圧推定値とし、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値以下である判定されたとき、前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値をそれぞれｄ軸およびｑ軸電圧推定値とする電圧制限手段と、
   前記ｄ軸およびｑ軸電圧推定値に基づいて相電圧推定値を求める相電圧変換手段と、
   前記相電圧推定値の電圧レベルに応じたデュ−ティ比を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変調手段と、
   前記ＰＷＭ信号および当該ＰＷＭ信号の否定信号によって、相ごとに直列に接続された２個のスイッチング素子の導通状態を制御することにより、前記ブラシレスモータに駆動電流を供給するモータ駆動手段とを備え、
   前記電圧制限手段は、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと前記判定手段により判定されたとき、前記指令電圧ベクトルを構成しｑ軸電流に依存する電圧ベクトルの大きさを、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値になるように調整し、当該ｑ軸電流に依存する電圧ベクトルの大きさを調整した後の前記指令電圧ベクトルのｄ軸およびｑ軸電圧成分をそれぞれ前記ｄ軸およびｑ軸電圧推定値とすることを特徴とする、モータ制御回路。
2. 前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと前記判定手段によって判定されたとき、ｑ軸電流推定値を求める電流推定手段と、
   前記ｑ軸電流推定値とパラメータ値との対応関係を示すデータを格納する記憶手段と、
   前記ｑ軸電流推定値に対応する前記データを前記記憶手段から読み出し、読み出した前記データと前記電流推定手段によって求められた前記ｑ軸電流推定値とに基づいて推定パラメータ値を算出するパラメータ値算出手段と、
   前記ブラシレスモータのロータの回転位置を検出する位置検出センサと、
   前記位置検出センサによって検出された前記回転位置に基づいて前記ブラシレスモータのロータの角速度を求める角速度決定手段とをさらに備え、
   前記電圧制限手段は、前記指令電圧ベクトルの大きさが前記所定電圧値よりも大きいと前記判定手段により判定されたとき、前記ｑ軸電流に依存する電圧ベクトルの調整後の大きさと調整前の大きさとの比率を更に求め、
   前記電流推定手段は、前記比率を前記ｑ軸電流指令値に乗算することにより前記ｑ軸電流推定値を求め、
   前記電圧指令値算出手段は、前記推定パラメータ値と前記角速度とを前記モータの回路方程式に代入して前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求めることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御回路。
3. 操舵トルクを検出して出力するトルクセンサと、
   車速を検出して出力する車速センサと、
   前記車速をパラメータとして、前記操舵トルクと前記ｑ軸電流指令値の対応関係を格納するアシストマップとをさらに備え、
   前記指令電流設定手段は、前記アシストマップを用いて前記ｑ軸電流指令値を求めることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置。

Images