JP5412824B2 - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Description

本発明は、モータ制御装置、および、モータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。
従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。
このようなモータの制御装置は、一般的にはモータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきフィードバック制御を行う。また、一般的にはこの制御は、モータを駆動するスイッチング回路に含まれる複数のスイッチング素子のオン・オフ（典型的にはＰＷＭ信号のデューティ比）によりモータの各相への印加電圧を適宜に設定することにより行われる。したがって、モータ制御装置では、モータを駆動するスイッチング回路に与えられる電圧、典型的には電源電圧が測定され、測定された電圧に基づき上記制御が行われることが多い。
なお、本願発明に関連して、特許文献１には、電源電圧とモータの両方の端子の電圧とを測定し、これらに基づいてアシスト時のモータ端子電圧を補正する構成が開示されている。また、特許文献２には、バッテリの平均電圧とモータに流れるピーク電流とを測定し、これらに基づいて補正電流値を算出する構成が開示されている。
特開２００１−２７８０８６号公報 特開２００５−１７０２２５号公報
しかし、上記特許文献１、２は、いずれもモータの各相に対する補正を行うわけではないので、制御の精度が十分でない場合が生じる。例えば、モータを駆動するスイッチング回路には、シャント抵抗や配線抵抗などによる電圧降下により、電源電圧がそのままモータに印加されるわけではない。したがって、特にモータに大きな電流が流れる場合には上記抵抗によりモータの各相でモータに流そうとする電流とモータに実際に流れる電流とのずれが大きくなるため、制御の精度が低下する。また、上記抵抗値は温度に応じて変化するため、実際の抵抗値と設計時に定められた抵抗値との差が大きくなるほど制御の精度低下がより大きくなる。
それ故に、本発明は、特に温度変化により変化する配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できるモータ制御装置、および、これを備えた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
第１の発明は、ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段と、
前記制御手段で求めたレベルの電圧を用いて単位周期毎に所定のパルス幅を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するモータ駆動信号生成手段と、
前記モータ駆動信号生成手段からの前記パルス幅変調信号に基づき、前記モータを駆動するための複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子が前記パルス幅変調信号によってオン・オフされることにより前記モータに電流を供給するスイッチング回路を含むモータ駆動回路と、
電源から前記モータ駆動回路までの電流経路上の電子部品を含む配線の温度を求める配線温度算出手段と、
前記配線温度算出手段で求めた配線温度に基づき、前記配線の抵抗値を求める抵抗値算出手段と
を備え、
前記制御手段は、
前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
前記スイッチング素子のオン・オフ状態に応じて、前記モータ駆動回路に加わる電圧の変化が補償されるよう、前記電流値算出手段で求めた電流値と、前記抵抗値算出手段で求めた前記抵抗値に応じて前記指令電圧のレベルを補正するとともに、
前記単位周期内において前記ｎ相のうちの各相につき、基準となる電圧値から変化した電圧値までの前記モータ駆動回路に加わる電圧の電圧変化量に変化時間を乗算した値と前記変化した電圧値に所定の補正期間を乗算した値とが等しくなるような前記補正期間だけ、前記パルス幅変調信号のオン期間が前記電圧変化に応じて増加または減少されるよう、前記指令電圧のレベルを補正し、
前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記補正期間を最小値とし前記パルス幅変調信号の１周期に相当する期間を最大値とする範囲内で定められる長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、
前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加される前のオン期間に対して加えた期間が前記パルス幅変調信号の１周期に相当する期間を超えないよう、または前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少される前のオン期間から差し引いた期間がゼロ以上となるよう、前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限するとともに、
前記ｎ相の全てに対応するオン期間から、前記補正期間を最小値とし前記制限期間を最大値とする範囲内で定められる長さの半分の長さの期間を補正により増加される場合には差し引き、補正により減少される場合には加えた期間を新たなオン期間とすることを特徴とする。
第２の発明は、ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段と、
前記制御手段で求めたレベルの電圧を用いて単位周期毎に所定のパルス幅を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するモータ駆動信号生成手段と、
前記モータ駆動信号生成手段からの前記パルス幅変調信号に基づき、前記モータを駆動するための複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子が前記パルス幅変調信号によってオン・オフされることにより前記モータに電流を供給するスイッチング回路を含むモータ駆動回路と、
電源から前記モータ駆動回路までの電流経路上の電子部品を含む配線の温度を求める配線温度算出手段と、
前記配線温度算出手段で求めた配線温度に基づき、前記配線の抵抗値を求める抵抗値算出手段と
を備え、
前記制御手段は、
前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
前記スイッチング素子のオン・オフ状態に応じて、前記モータ駆動回路に加わる電圧の変化が補償されるよう、前記電流値算出手段で求めた電流値と、前記抵抗値算出手段で求めた前記抵抗値に応じて前記指令電圧のレベルを補正するとともに、
前記単位周期内において前記ｎ相のうちの各相につき、基準となる電圧値から変化した電圧値までの前記モータ駆動回路に加わる電圧の電圧変化量に変化時間を乗算した値と前記変化した電圧値に所定の補正期間を乗算した値とが等しくなるような前記補正期間だけ、前記パルス幅変調信号のオン期間が前記電圧変化に応じて増加または減少されるよう、前記指令電圧のレベルを補正し、
前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加されたオン期間が前記パルス幅変調信号の１周期に相当する期間を超えないよう、または前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少されたオン期間がゼロ以上となるよう、前記抵抗値算出手段で求めた前記抵抗値および前記電流値算出手段により求めた電流値に基づき前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限し、
前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記オン期間について許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、算出された前記制限期間に基づき前記制限値を算出することを特徴とする。
第３の発明は、第１または第２の発明において、
前記配線温度算出手段は、前記経路を流れる電流によって生じる発熱エネルギーを算出し、当該発熱エネルギーに応じて生じるべき温度上昇量を、前記電流が流れないときの前記配線の温度である基準温度に加算することにより、前記配線温度を求めることを特徴とする。
第４の発明は、第１または第２の発明において、
前記配線温度算出手段は、前記電子部品である電界効果型トランジスタ素子に内蔵される温度検出用素子により、前記配線の温度を求めることを特徴とする。
第５の発明は、第１から第４までのいずれか１つの発明において、
前記配線温度に対応する前記配線の抵抗値を示すマップを予め記憶するとともに、前記抵抗値を記憶する記憶手段をさらに備え、
前記抵抗値算出手段は、前記指令電圧のレベルが求められる時間間隔より長い間隔を空けて、前記記憶手段に記憶される前記マップに基づき前記抵抗値を算出し、算出された抵抗値を前記記憶手段に記憶させ、
前記制御手段は、前記抵抗値算出手段により前記抵抗値が算出されないときに、前記記憶手段に記憶された抵抗値に基づき前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする。
第６の発明は、第１または第２の発明において、
前記制御手段は、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値と前記モータのロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い前記指令電圧のレベルを求めるオープンループ制御手段を含むことを特徴とする。
第７の発明は、第１の発明において、
前記制御手段は、前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記オン期間について許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、算出された前記制限期間に基づき前記制限値を算出することを特徴とする。
第８の発明は、第１から第７までのいずれかの１つの発明に係るモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置である。
上記第１の発明によれば、制御手段により配線抵抗等による相毎の電圧の変化が補償されるよう指令電圧のレベルが補正されるので、このことにより配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。また、配線等の温度変化による配線抵抗Ｒの変化を正確に算出することができるので、温度変化の影響を受けることなく非常に高い精度でモータを駆動できる。
さらに上記第１の発明によれば、制御手段により各相につき電圧変化量に変化時間を乗算した値と変化した電圧値に補正期間を乗算した値とが等しくなるような補正期間だけ、パルス幅変調信号のオン期間が電圧変化に応じて増加または減少されるよう指令電圧のレベルが補正されるので、例えば電圧制御型のパルス幅変調器（インバータ）に適した構成で配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
さらにまた上記第１の発明によれば、抵抗算出手段により求めた配線抵抗値と電流値とに基づき指令電圧のレベルを補正するので、例えば電圧検出手段による電圧検出などを要することなく簡易な構成で配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
さらに上記第１の発明によれば、典型的にはオン期間がパルス幅変調信号の１周期に相当する期間を超えないよう、算出された抵抗値に基づき指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に指令電圧のレベルを制限することにより、異常な制御状態となることを回避することができ、また配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
以上の効果は、上記第２の発明においても共通に奏する。
さらに上記第１の発明によれば、制限期間の半分の期間を典型的には補正により増加される前のオン期間に対して加えた期間が１周期に相当する期間を超えないような制限値を算出し、算出された制限値以下に指令電圧のレベルを制限するとともに、ｎ相全てに対応するオン期間から例えば制限期間の半分の期間を差し引いた期間を新たなオン期間とする。したがって、上記のように制限値を緩和することにより制限を半分にすることができるのでオン期間の範囲をより広げることができ、また異常な制御状態となることを回避することができ、さらに配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
また、上記第２の発明によれば、上記第１の発明と共通の効果に加えて、電圧値にＰＷＭ信号のオン期間について（例えば装置の設計上）許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値に基づき制限期間を算出するので、ＰＷＭ信号の１周期に相当する期間に基づき制限期間を算出する場合よりも制限を緩和することができるのでオン期間の範囲をより広げることができ、また異常な制御状態となることを回避することができ、さらに配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
上記第３の発明によれば、配線温度算出手段により配線を流れる電流に応じて配線温度が算出されるので、例えば配線温度を直接検出する温度センサなどの電子部品を新たに設けることなく、配線温度を算出することができる。
上記第４の発明によれば、電界効果型トランジスタ素子に内蔵される温度検出用素子により、配線の温度が求められるので、例えばリレーなどの電流経路上に設けられる電子部品に前記温度検出用素子を使用することで、新たな電子部品を設けることなく、配線温度を算出することができる。
上記第５の発明によれば、配線の温度と抵抗とを対応づけたマップが記憶手段に記憶されることにより、配線温度に対応する配線抵抗を簡単かつ高速に算出することができ、また一度算出された抵抗値が記憶手段により記憶され、繰り返し使用されるので、抵抗値の算出回数を少なくすることにより、制御手段の演算負荷を下げることができる。
上記第６の発明によれば、モータの回路方程式に従いオープンループ制御を行う場合において検出電流のフィードバックがない場合であっても配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
上記第７の発明によれば、電圧値にＰＷＭ信号のオン期間について（例えば装置の設計上）許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値に基づき制限期間を算出するので、ＰＷＭ信号の１周期に相当する期間に基づき制限期間を算出する場合よりも制限を緩和することができるのでオン期間の範囲をより広げることができ、また異常な制御状態となることを回避することができ、さらに配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
上記第８の発明によれば、高い精度でモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができるので、スムーズな操舵補助が可能となる。
以下、本発明の各実施形態について添付図面を参照しつつ説明する。
＜１． 第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。
図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。
電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成される。
ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。
この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。
本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、この電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。
図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、電流センサ１４、および温度センサ１８を備えている。
ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。
３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３とは、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めたレベルの電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、モータを駆動制御するための信号として、マイコン２０で求めた３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。このようにモータ駆動回路１３は、複数のスイッチング素子を有し、ブラシレスモータ１に電流を供給するスイッチング回路として機能する。
温度センサ１８は、モータ駆動回路１３近傍の雰囲気温度Ｔａを検出し、マイコン２０に与える。ここで、この温度センサ１８は、電源からモータ駆動回路１３両端までの配線等の温度を直接計測するものではなく、これらの配線等から或る程度離れた位置の雰囲気温度を計測するものとする。したがってモータ駆動回路１３に電流が流れない非動作時には、上記配線等の温度はこの雰囲気温度に通常合致するが、動作時における配線等の温度はこの雰囲気温度よりも高いことが多い。
電流センサ１４は、シャント抵抗１７を含み、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に１個だけ設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。
ブラシレスモータ１が回転している間、電流センサ１４で検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。ＰＷＭ信号の１周期（以下「ＰＷＭ周期」という）内では、電流センサ１４によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。３相の駆動電流の和はゼロになるので、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求めることができる。したがって、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。電流センサ１４で検出された電流値ｉa は、マイコン２０に入力される。
マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、角速度算出部２５、Φ算出部２６、配線温度算出部２７、配線抵抗算出部２８、および３相電圧補正部２９として機能する。マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す指令電流値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧（以下、指令電圧という）のレベルを求める。
角度算出部２４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。角速度算出部２５は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度ωe を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。
指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電流とｑ軸電流を求める（以下、前者をｄ軸指令電流ｉd *、後者をｑ軸指令電流ｉq *という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応づけを記憶したテーブル（以下、アシストマップという）を内蔵しており、アシストマップを参照して指令電流を求める。アシストマップを用いることにより、ある大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸指令電流ｉd *とｑ軸指令電流ｉq *を求めることができる。
なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸指令電流ｉq *は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸指令電流ｉd *は、典型的にはゼロに設定される。
オープンループ制御部２２は、ｄ軸指令電流ｉd * 、ｑ軸指令電流ｉq * および角速度ωe に基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電圧とｑ軸電圧を求める（以下、前者をｄ軸指令電圧ｖd 、後者をｑ軸指令電圧ｖq という）。ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq は、次式（１）と（２）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
ｖd＝（Ｒ＋ＰＬd）ｉd *−ωeＬqｉq * …（１）
ｖq＝（Ｒ＋ＰＬq）ｉq *＋ωeＬdｉd *＋ωeΦ …（２）
ただし、式（１）と（２）において、ｖd はｄ軸指令電圧、ｖq はｑ軸指令電圧、ｉd *はｄ軸指令電流、ｉq *はｑ軸指令電流、ωe はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌd はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌq はｑ軸の自己インダクタンス、Φはｕ、ｖ、ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌd 、Ｌq およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。なお、上記回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれる。
ｄｑ軸／３相変換部２３は、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq を３相交流座標軸上の指令電圧に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq に基づき、次式（３）〜（５）を用いてｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw を求める。
Ｖu＝√（２／３）×｛ｖd×ｃｏｓθ−ｖq×ｓｉｎθ｝ …（３）
Ｖv＝√（２／３）×｛ｖd×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ｖq×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（４）
Ｖw＝−Ｖu−Ｖv …（５）
なお、式（３）と（４）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。
配線温度算出部２７は、温度センサ１８で検出された雰囲気温度Ｔａと、電流センサ１４で検出された電流値ｉa とに基づき、電源からモータ駆動回路１３両端までの例えばシャント抵抗１７やリレー、電解コンデンサなどの電子部品を含む電流経路における配線等の温度（以下「配線温度」という）Ｔｌを算出する。その詳しい算出方法については後述する。
配線抵抗算出部２８は、配線温度算出部２７により算出された配線温度Ｔｌに基づき、電源からモータ駆動回路１３両端までの上記電子部品を含む電流経路における配線等の抵抗（以下単に「配線抵抗」という）を算出する。その詳しい算出方法については後述する。
３相電圧補正部２９は、ｄｑ軸／３相変換部２３で求めたｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw に対して、電流センサ１４で検出された電流値ｉa および配線抵抗算出部２８により算出された配線抵抗に基づき、ＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線等の抵抗により生じる電圧降下を補償するための補正を行い、補正された新たなｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw を生成し出力する。なお上記補正の詳しい内容は改めて後述する。
このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉd * 、ｉq * を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄｑ座標軸上の指令電圧ｖd 、ｖq を求める処理と、指令電圧ｖd 、ｖq を３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に変換する処理とを行う。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは、操舵補助に用いられる。
Φ算出部２６には、電流センサ１４で検出された電流値ｉa と、角度算出部２４で算出された角度θと、角速度算出部２５で算出された角速度ωe とが入力される。Φ算出部２６は、まず電流値ｉa に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流を求め（以下、前者をｕ相検出電流ｉu 、後者をｖ相検出電流ｉv という）、これらをｄｑ座標軸上の電流値に変換する。より詳細には、Φ算出部２６は、ｕ相検出電流ｉu とｖ相検出電流ｉv に基づき、次式（６）と（７）を用いてｄ軸検出電流ｉd とｑ軸検出電流ｉq を求める。
ｉd＝√２×｛ｉv×ｓｉｎθ−ｉu×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（６）
ｉq＝√２×｛ｉv×ｃｏｓθ−ｉu×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（７）
なお、式（６）と（７）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。
次に、Φ算出部２６は、ωe ≠０のときに、ｑ軸指令電圧ｖq 、ｄ軸検出電流ｉd 、ｑ軸検出電流ｉq および角速度ωe に基づき、次式（８）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。
Φ＝｛ｖq−（Ｒ＋ＰＬq）ｉq−ωeＬdｉd｝／ωe …（８）
なお、式（８）は、式（２）のｄ軸指令電流ｉd *とｑ軸指令電流ｉq *にｄ軸検出電流ｉd とｑ軸検出電流ｉq を代入し、その式をΦについて解いたものである。
Φ算出部２６は、求めたΦ値をオープンループ制御部２２に対して出力する。オープンループ制御部２２は、式（２）を用いてｑ軸指令電圧ｖq を求めるときに、Φ算出部２６で算出されたΦ値を使用する。このようにマイコン２０は、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求め、ｑ軸指令電圧ｖq を求めるときにはそのΦ値を使用する。
以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるΦを求めて使用するとともに、指令電流値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御の指令電圧を求める。次に、モータ駆動回路１３の両端に印加される電圧の変化と、この変化に応じた３相電圧補正部２９におけるｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw に対する補正動作について、配線温度算出部２７による配線温度Ｔｌの算出動作および配線抵抗算出部２８における配線抵抗の算出動作と合わせて詳述する。
まず上記実施形態において、電流センサ１４は、図２に示すようにモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているため、電流センサ１４内のシャント抵抗などを含む配線抵抗の電圧降下により、電源電圧がそのままモータに印加される電圧となるわけではない。またこの印加電圧は常に一定であるわけではなく、モータ駆動回路１３に含まれるＭＯＳ−ＦＥＴそれぞれの導通状態により、上記抵抗を流れる３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）の有無および種類が変化するため、上記印加電圧も変化する。例えば、上記６つのＭＯＳ−ＦＥＴのうち上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされるとき、下側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴはオフされるので、駆動電流はモータ駆動回路１３内を還流し、上記配線抵抗等には電流が流れない。その結果、モータに印加される電圧が低下することはない。しかし、上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴが１つまたは２つがオンされるとき、駆動電流は上記配線抵抗等に流れるので、モータに印加される電圧が低下することになる。
図４は、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｖ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。また図５は、図４に示される補正を行った後の上記モータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。
この図４に示されるように、１ＰＷＭ周期の開始時点である時刻ｔ１で３相／ＰＷＭ変調器１２から与えられる各ＰＷＭ信号に基づき、モータ駆動回路１３に含まれる６つのＭＯＳ−ＦＥＴのうち上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされることにより、モータに印加されるべきｕ相電圧Ｖｐ＿ｕ、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖ、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗは共に上記回路の両端電圧Ｖｂと等しくなる。なお厳密にはモータ駆動回路１３内部の抵抗（例えばＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗など）による電圧降下は生じるが、ここでは説明の便宜のためこのような電圧降下は生じないものとする。この時刻ｔ１では、上述したように、モータに印加される電圧が低下することはない。
次に、図４に示されるように、時刻ｔ２で上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧Ｖｐ＿ｕを制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴがオフされると（すなわち排反的に制御される下側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧Ｖｐ＿ｕを制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされると）モータに印加されるべきｕ相電圧Ｖｐ＿ｕは接地電位と等しくなる。なお厳密には完全に等しくならない点については前述した。またこの時刻ｔ２において上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｖ相電圧Ｖｐ＿ｖとｗ相電圧Ｖｐ＿ｗとを制御するための２つのＭＯＳ−ＦＥＴはオンされたままであるので、ｕ相電流ｉｕが配線等を通ってモータ駆動回路１３に流れることになる。そのため、上記配線抵抗等によりモータに印加される電圧が低下する。図４では、低下後の両端電圧が電圧Ｖｂ１として示されている。したがって、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖおよびｗ相電圧Ｖｐ＿ｗも同様に電圧Ｖｂ１に低下する。
続いて、図４に示されるように、時刻ｔ３で上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧とｖ相電圧とを制御するための２つのＭＯＳ−ＦＥＴがオフされると（すなわち排反的に制御される下側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧とｖ相電圧とを制御するための２つのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされると）モータに印加されるべきｖ相電圧Ｖｐ＿ｖもまたｕ相電圧Ｖｐ＿ｕと同様に接地電位と等しくなる。またこの時刻ｔ３において上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｗ相電圧を制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴのみがオンされたままであるので、ｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖが配線等を通ってモータ駆動回路１３に流れることになる。そのため、上記配線抵抗等によりモータに印加される電圧がさらに低下する。図４では、電圧Ｖｂ１からさらに低下した後の両端電圧が電圧Ｖｂ２として示されている。したがって、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗも電圧Ｖｂ２に低下する。
ここで、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖは、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔ１までの間、電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ１に低下している。この電圧低下を補償するためにはｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの１ＰＷＭ周期内における時間平均値の低下を補償すればよい。したがって、本来は時刻ｔ３で接地電位に変化するｖ相電圧Ｖｐ＿ｖを時刻ｔ３から補正期間ΔＴ１だけ電圧Ｖｂ１に維持した後、時刻ｔ４で接地電位に変化するよう制御すればよい。この補正期間ΔＴ１の算出については後述する。
図５では、上記のように補償されたｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが示されている。図５に示されるように、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖは、時刻ｔ２において電圧Ｖｂ１に低下するが、その電圧は時刻ｔ４まで維持された後に接地電位に変化する。
このようにｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが変化すると、図５に示されるようにｗ相電圧Ｖｐ＿ｗも時刻ｔ２から時刻ｔ４まで電圧Ｖｂ１に低下し、さらに時刻ｔ４において上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｗ相電圧を制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴのみがオンされるので、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗは電圧Ｖｂ２に低下する。この電圧低下を補償するためにはｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの場合と同様にｗ相電圧Ｖｐ＿ｗの（１ＰＷＭ周期内における）時間平均値の低下を補償すればよいので、本来は時刻ｔ５で接地電位に変化するｗ相電圧Ｖｐ＿ｗを時刻ｔ５から補正期間ΔＴ２だけ電圧Ｖｂ２に維持した後、時刻ｔ６で接地電位に変化するよう制御すればよい。この補正期間ΔＴ２の算出については後述する。
以上のように、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖおよびｗ相電圧Ｖｐ＿ｗの時間平均値の低下が補償されるようモータ駆動回路１３に含まれるＭＯＳ−ＦＥＴのオン期間（およびオフ期間）を適宜に変更することにより、配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。以下、上記オン期間の変更について具体的に説明する。
図６は、上記補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。本装置が起動されると、図６に示されるステップＳ１１において、配線温度算出部２７は、温度センサ１８で検出された雰囲気温度Ｔａを取得する。前述したように温度センサ１８は、電源からモータ駆動回路１３両端までの配線等の温度を直接計測するものではなく、これらの配線等から或る程度離れた位置での雰囲気温度を計測するものであるが、装置の起動時（非動作時点の直後）には、上記配線等の温度はこの雰囲気温度に通常合致する。ここではこの温度を基準温度Ｔｂとして（図示されていないが）一般的なマイコン２０に通常搭載されているＲＡＭやフラッシュメモリなどからなる記憶部に記憶する。
次にステップＳ１２において、配線温度算出部２７は、温度センサ１８で検出された雰囲気温度Ｔａを配線の温度Ｔｌとする。装置の起動時（非動作時点の直後）には、上記配線温度Ｔｌは雰囲気温度Ｔａに合致しているとみなせるからである。
続いてステップＳ１４において、配線抵抗算出部２８は、ステップＳ１２または後述するステップ１８において配線温度算出部２７により算出された配線の温度Ｔｌに基づき、配線抵抗Ｒを算出する。
具体的には配線抵抗Ｒと配線温度Ｔｌとの対応関係を示すマップなどを実際の測定結果や計算結果などに基づき作成し、作成されたマップを上記フラッシュメモリなどからなる記憶部に予め記憶させる。そうすれば、配線抵抗算出部２８は、この記憶部に記憶されたマップを参照して、配線の温度Ｔｌから容易に配線抵抗Ｒを算出することができる。
また、このような対応関係を示す数式が記憶部に記憶されていてもよい。例えば配線温度が摂氏２０度であるときの配線抵抗をＲ’とし、抵抗温度係数をＫｒとするとき、配線抵抗Ｒは次式（９）にように求めることができる。
Ｒ＝Ｒ’×Ｋｒ×（Ｔｌ−２０）＋Ｒ’ …（９）
次にステップＳ１６において、３相電圧補正部２９は、電流センサ１４で検出された電流値ｉa に基づき、図４に示される時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間に３相の駆動電流のうちｕ相電流ｉｕを取得し、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの間にモータ駆動回路１３に流れるｕ相電流ｉｕとｖ相電流ｉｖとの和を取得する。
次にステップＳ１７において、３相電圧補正部２９は、配線抵抗算出部２８により算出された配線抵抗Ｒと、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔ１と、電圧Ｖｂと、ｕ相電流ｉｕとに基づき、補正により延長されるべき時刻ｔ３から時刻ｔ４までの補正期間ΔＴ１を算出する。具体的には、期間Ｔ１における電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ１への電圧低下を補償するためにはｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの１ＰＷＭ周期内における時間平均値の低下を補償すればよいので、この低下分に相当する時刻ｔ２から時刻ｔ３までの図４に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの図４に示される斜線部分の面積と等しくなればよい。このことは次式（１０）のように表すことができる。
（Ｒ×｜ｉｕ｜）×Ｔ１＝（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｕ｜））×ΔＴ１ …（１０）
したがって、上式（１０）をΔＴ１について整理すれば、３相電圧補正部２９は、次式（１１）を用いてΔＴ１を算出することができる。
ΔＴ１＝（Ｒ×｜ｉｕ｜）×Ｔ１／（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｕ｜）） …（１１）
３相電圧補正部２９は、算出されたΔＴ１に基づき、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが接地電位となる時刻を時刻ｔ３から時刻ｔ４へ延長するようｖ相指令電圧Ｖv を補正する。このｖ相指令電圧Ｖv は、３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されｖ相に対応するＭＯＳ−ＦＥＴに与えられるＰＷＭ信号Ｖのデューティ比を定める電圧である。具体的には３相／ＰＷＭ変調器１２は、１ＰＷＭ周期内で接地電位から所定電位（ここでは指令電圧の最高値）まで線形に変化し、所定電位から接地電位へ瞬時的に戻るノコギリ波をその内部で生成しており、ＰＷＭ信号Ｖは、このノコギリ波の電位がｖ相指令電圧Ｖv よりも大きい時にオフ電位となり、小さい時にオン電位となる。このノコギリ波の電位は、例えば図４に示される時刻ｔ１において接地電位から線形に上昇し、時刻ｔ６以降の図示されない１ＰＷＭ周期の終了時点で上記所定電位から接地電位へ瞬時的に戻る。このようなノコギリ波の電位変化は予め定められたものであるので、３相電圧補正部２９は、ＰＷＭ信号Ｖがオフ電位となる時刻（すなわちｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが接地電位となる時刻）が時刻ｔ３から時刻ｔ４へ延長されるようにｖ相指令電圧Ｖv を補正する。なお、３相／ＰＷＭ変調器１２は、上記ノコギリ波に代えて周知の三角波を使用することもできるが、この場合にはオン期間の前後にオフ期間が分かれるように配されるので、電圧センサ１６による電位検出のタイミング設定が厳しくなる。なお、ここではこのノコギリ波の周波数は２０ｋＨｚであり、上記ＰＷＭ周期は５０μｓである。
また、３相電圧補正部２９は、配線抵抗算出部２８により算出された配線抵抗Ｒと、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間Ｔ２と、期間Ｔ１と、補正期間ΔＴ１と、ｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖとに基づき、補正により延長される時刻ｔ５から時刻ｔ６までの補正期間ΔＴ２を算出する。具体的には時刻ｔ２から時刻ｔ４までの電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ１への電圧低下および時刻ｔ４から時刻ｔ５までの電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ２への電圧低下をともに補償するためにはｗ相電圧Ｖｐ＿ｗの１ＰＷＭ周期内の時間平均値の低下を補償すればよいので、この低下分に相当する時刻ｔ２から時刻ｔ５までの図５に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの図５に示される斜線部分の面積と等しくなればよい。このことは次式（１２）のように表すことができる。
（Ｒ×｜ｉｕ｜）×（Ｔ１＋ΔＴ１）＋（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜）×（Ｔ２−ΔＴ１） ＝（Ｖｂ−（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜））×ΔＴ２ …（１２）
したがって、上式（１２）をΔＴ２について整理すれば、３相電圧補正部２９は、次式（１３）を用いてΔＴ２を算出することができる。
ΔＴ２＝（（（Ｒ×｜ｉｕ｜）×（Ｔ１＋ΔＴ１）
＋（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜）×（Ｔ２−ΔＴ１））
／（Ｖｂ−（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜）） …（１３）
３相電圧補正部２９は、算出されたΔＴ２に基づき、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を時刻ｔ５から時刻ｔ６へ延長するようｗ相指令電圧Ｖw を補正する。この補正についてはｖ相指令電圧Ｖv を補正する場合と同様であるので、説明を省略する。
続いてステップＳ１８において、配線温度算出部２７は、温度センサ１８で検出された雰囲気温度Ｔａと、電流センサ１４で検出された電流値ｉa とに基づき、配線温度Ｔｌを算出する。具体的には、当初の基準温度Ｔｂから配線温度Ｔｌまでの温度上昇量ΔＴは、端的には、電源からモータ駆動回路１３両端までのシャント抵抗１７やリレー、電解コンデンサなどの電子部品を含む電流経路における配線から生じた発熱エネルギーをＡとし、これらの配線から自然対流や輻射、物質間熱伝導などにより失われた放熱エネルギーをＢとし、温度上昇係数をＫｔとするとき、次式（１４）のように表すことができる。
ΔＴ＝（Ａ−Ｂ）×Ｋｔ …（１４）
また、発熱エネルギーＡは、計測単位時間（ここでは１ＰＷＭ周期）をｔとしたとき、次式（１５）のように表すことができる。
Ａ＝ｉa 2×Ｒ×ｔ …（１５）
なお、放熱エネルギーＢは、自然対流放熱や輻射による放熱、物質間熱伝導による放熱などについてそれぞれ算出式を定めることができる。これらの算出式は周知であるためここでは記載を省略するが、端的にはΔＴの関数として表すことができる。
以上のように、配線温度算出部２７は、当初の基準温度Ｔｂに対して算出された上記温度上昇量ΔＴを加えることにより、配線温度Ｔｌを算出することができる。なお、上記算出式は上述した記憶部に記憶されるが、この算出式に代えて、例えば（基準温度Ｔｂ毎に）単位時間あたりの温度上昇量ΔＴと配線温度Ｔｌとの対応関係を示すマップが記憶されていてもよい。
次にステップＳ２０において、３相電圧補正部２９は、配線抵抗Ｒの算出タイミングか否かを判定する。具体的にはステップＳ１８の温度算出処理の回数をカウントして所定回数（例えば数回ないし数百回）に達すれば算出タイミングであると判定する。また、温度変化量が所定の閾値を超えたときに算出タイミングであると判定してもよい。この判定の結果、算出タイミングである場合（ステップＳ２０においてＹｅｓである場合）、ステップＳ１４の抵抗値算出処理が行われ、上記動作が繰り返される（Ｓ２０→Ｓ１４→…→Ｓ２０）。またこの判定の結果、算出タイミングでない場合（ステップＳ２０においてＮｏである場合）、ステップＳ１６の処理に戻り上記動作が繰り返される（Ｓ２０→Ｓ１６→…→Ｓ２０）。このように抵抗値の算出を補正値の算出毎に行わないのは、計算負荷を下げるためである。したがって計算負荷が問題にならない場合（１ＰＷＭ期間内に計算が終了する場合）には、精度を高めるためにこれらの処理を補正値の算出毎に行ってもよい。このように上記一連の処理はモータが停止するまで繰り返される（Ｓ２０→Ｓ１１→…→Ｓ２０）
なお、上記一連の処理は、配線温度Ｔｌと雰囲気温度Ｔａが合致するか、または略一致する時点で開始される構成であってもよい。この構成としては例えば、モータが停止しており検出電流が０の状態であっても、配線温度Ｔｌと雰囲気温度Ｔａとが合致するかまたは略一致する時点まで、ステップＳ１８における配線温度算出部２７による配線温度Ｔｌの算出処理だけを（適宜の時間間隔で）継続して行う構成や、モータの停止時点からの経過時間のみを測定しておき、モータの駆動が再開されたときに、放熱エネルギーＢを算出することにより停止時点における配線温度Ｔｌから現在の配線温度Ｔｌを算出する構成などが考えられる。
以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、配線抵抗による電圧変化がない場合にｖ相およびｗ相におけるモータに印加されるべき電圧の時間平均値が、実際にｖ相およびｗ相におけるモータに印加される電圧の時間平均値とそれぞれ対応する相で略一致するよう、一旦配線抵抗Ｒを求め、以後はｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw を補正する。このことにより配線抵抗Ｒを算出した後は、これを再度算出するまでｕ相電流ｉｕとｖ相電流ｉｖとを検出するだけで（例えば電圧センサにより電圧検出を行うことなく）配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。また、配線等の温度変化による配線抵抗Ｒの変化を正確に算出することができるので、温度変化の影響を受けることなく非常に高い精度でモータを駆動できる。
なお、本実施形態に係るモータ制御装置には、電流センサは１個だけ設けられており、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となるが、各相毎に電流センサを配置したモータ制御装置であっても同様の効果を得ることができる。また、本実施形態に係るモータ制御装置はオープンループ制御を用いているが、フィードバック制御を行うモータ制御装置であっても同様の効果を得ることができる。
＜２． 第２の実施形態＞
本発明に係る第２の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成は、図１に示される第１の実施形態の場合と同様であり、またモータ制御装置の構成も図２に示される第１の実施形態の場合とほぼ同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。本実施形態では、３相電圧補正部２９の補正動作の内容は第１の実施形態の場合と同様であるが、補正結果に対して制限を行う動作と、その制限値を算出する動作が行われる点で、第１の実施形態とは異なる。
図７は、本実施形態における３相電圧補正部２９で補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。図７に示されるステップＳ１１〜Ｓ１４、Ｓ１６〜Ｓ１８、Ｓ２０の処理内容（３相電圧補正部２９の動作内容）は、図６に示される同番号のステップの処理内容と同一であるので説明を省略する。
ここで図７に示される各ステップの処理を図６に示される各ステップの処理と比較すればわかるように、本実施形態では第２の実施形態の処理に対してステップＳ１５における制限値の算出処理が追加されており、適宜のタイミングで実施される。すなわち、詳しくは後述するステップＳ１５の処理が行われた後、第１の実施形態と同様、ステップ１６において、３相電圧補正部２９は、ｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖを取得する。次に、ステップＳ１７において、３相電圧補正部２９は、補正期間ΔＴ１を算出してｖ相指令電圧Ｖv を補正し、かつ補正期間ΔＴ２を算出してｗ相指令電圧Ｖw を補正する。さらにステップＳ１８において、配線温度算出部２７は、配線温度Ｔｌを算出する。続いてステップＳ１９において、３相電圧補正部２９は、制限値の算出タイミングか否かを判定する。具体的にはステップＳ１７の補正処理の回数をカウントして所定回数（例えば数回）に達すれば算出タイミングであると判定する。この判定の結果、算出タイミングである場合（ステップＳ１９においてＹｅｓである場合）、ステップＳ１５の制限値算出処理が行われ、上記動作が繰り返される（Ｓ１９→Ｓ１５→…→Ｓ１９）。またこの判定の結果、算出タイミングでない場合（ステップＳ１９においてＮｏである場合）、ステップＳ２０の処理に移り、同様の上記動作が繰り返される（Ｓ２０→Ｓ１４またはＳ１６…→Ｓ２０）。このように制限値の算出を補正値の算出毎に行わないのは、計算負荷を下げるためである。したがって計算負荷が問題にならない場合（１ＰＷＭ期間内に計算が終了する場合）には、精度を高めるためにこれらの処理を補正値の算出毎に行うことが好ましい。
次に上記ステップＳ１５における制限値の算出処理について２つの方法に分けて説明する。これら２つの方法ではいずれも、３相電圧補正部２９において補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまわないような制限値を算出する。ただしこの制限値は、補正後ではなく補正前の値を制限するものであって、補正前のオン期間の長さを制限するものであってもよいし、補正前における全期間に対するオン期間の割合を示すデューティ比を制限するものであってもよいし、（当然補正前である）ｄｑ軸／３相変換部２３で求めたｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw や、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖd およびｑ軸指令電圧ｖq などを制限するものであってもよい。
なお、ここでは説明の便宜のため、上記制限値を補正前のオン期間の長さを制限するための値であるものとして説明するが、実際には制限値を設定しやすいｄ軸指令電圧ｖd およびｑ軸指令電圧ｖq が制限対象として使用される。この場合には上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖq がちょうどゼロになるよう設定されるので、制限値は実際には絶対値として、すなわち上限値と下限値の形で設定されることになる。
まず図８および図９を参照して、上記第１の処理方法について説明する。図８は、第１の処理方法で上記制限値による制限がなされない場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図８に示されるように、補正前のオン期間は時刻ｔ５の時点で終了しており、これを上述した第２の実施形態における補正を行うことにより、補正後のオン期間は時刻ｔ７の時点で終了している。しかし、１ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍは、時刻ｔ１から時刻ｔ６までの期間であるので、１ＰＷＭ周期内にあるべきオン期間が次のＰＷＭ周期に渡っており、異常な制御状態となる。そこで、第１の処理方法を用いた補正により、図９に示されるようにこの異常な制御状態を解消することができる。
図９は、第１の方法により上記制限値による制限がなされる場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図９に示されるように、補正後のオン期間はＰＷＭ周期の終了時点である時刻ｔ６より後述する制限期間Ｔｃ前の時刻ｔ４で終了している。したがって、補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまうことがなく、異常な制御状態とはならない。この制限期間Ｔｃの算出方法について詳しく説明する。
図８に示される例では、ｕ相とｖ相のオン期間は非常に短く、また同時に終了しているので、図４に示される場合のように上記オン期間にｕ相電流ｉｕが流れることはなく、非常に長いｗ相のオン期間にｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖ（すなわち負のｗ相電流−ｉｗ）が流れることによる電圧降下のみが生じている。ここで、上記ｕ相とｖ相のオン期間がゼロであり、ｗ相のオン期間が１ＰＷＭ周期の期間と一致すると仮定した場合に、第１または第２の実施形態に示されるように補正期間ΔＴ２が最も長くなる。
したがって、制限期間Ｔｃはこの最も長い補正期間ΔＴ２によって補正が行われる場合であってもなお補正後のオン期間がＰＷＭ周期内に収まるよう設定されなければならない。よって、上記最も長い場合に相当する時刻ｔ１から時刻ｔ６までの図９に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ４から時刻ｔ６までの図９に示される斜線部分の面積と等しくなれば、少なくとも補正後のオン期間がＰＷＭ周期を超えることはない。このことは次式（１６）のように表すことができる。
（Ｒ×｜ｉｗ｜）×Ｔｐｗｍ＝（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｗ｜））×Ｔｃ …（１６）
したがって、上式（１６）をＴｃについて整理すれば、３相電圧補正部２９は、次式（１７）を用いてＴｃを算出することができる。
Ｔｃ＝（Ｒ×｜ｉｗ｜）×Ｔｐｗｍ／（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｗ｜）） …（１７）
なお、上述したｕ相とｖ相のオン期間がゼロであり、ｗ相のオン期間が１ＰＷＭ周期の期間と一致するとした仮定は、ｗ相のオン期間が最も長くなりうる場合を想定したものであって最も余裕のある制限値を簡単に求めるためには好適である。しかし、ｗ相のオン期間は１ＰＷＭ周期の期間と一致しないことが多いので、上式（１６）、（１７）におけるＰＷＭ周期Ｔｐｗｍに代えて、第１または第２の実施形態における（例えば１ＰＷＭ周期前などの過去の）補正期間に相当する期間Ｔ１と期間Ｔ２との和を用いてもよい。また上式（１２）を参照して上記Ｔｃを求めてもよい。さらにこのように実際の補正期間を用いると制限値に余裕がなくなる場合があるので、この補正期間に対して予め定めた余裕期間を加算した期間や余裕割合を乗算した期間、すなわち（最も余裕がない）実際の補正期間を最小値とし、（最も余裕がある）上記１ＰＷＭ周期の期間を最大値とする範囲内で定められる長さの期間を用いてもよい。そうすれば或る程度余裕のある制限値を簡単に求めることができる。さらにまた、ＰＷＭ信号のオン期間について、典型的には装置の設計上許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値に基づき制限期間を算出してもよい。この場合には１ＰＷＭ周期に基づき制限期間を算出する上記場合よりも制限を緩和することができるのでオン期間の範囲をより広げることができる。
３相電圧補正部２９は、算出されたＴｃに基づき、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を最大で（最も遅くて）時刻ｔ４までになるよう３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されるｗ相指令電圧Ｖw を制限する。なおｗ相指令電圧Ｖw は、３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されｗ相に対応するＭＯＳ−ＦＥＴに与えられるＰＷＭ信号Ｗのデューティ比を定める電圧であることは前述したとおりであるので、上記ｗ相指令電圧Ｖw の制限値は容易に算出される。この制限値を超える電圧値は制限値に制限される。また、その他の相の電圧に対しても制限値は共通に使用することができる。
ここで前述したように、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を最大で（最も遅くて）時刻ｔ４までになるよう、実際には制限しやすいｑ軸指令電圧ｖq に対して制限が行われる。この場合には上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖq がちょうどゼロになるよう設定されるので、制限値は実際には絶対値として設定され、具体的には図９に示されるように、各相の電圧が接地電位となる時刻を最小で（最も早くて）時刻ｔ１から制限期間Ｔｃだけ後の時刻ｔ３とし、最大で（最も遅くて）時刻ｔ４までになるようｑ軸指令電圧ｖq に対して制限が行われる。なお、ここで上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖq がちょうどゼロになるよう設定されているのは一例に過ぎず、これに限定されるわけではない。
次に、図１０に示されるような異常な制御状態を解消するための第２の処理方法を用いた補正について、図１１を参照して説明する。上記第１の処理方法は簡便な方法であるのに対して、以下に説明する第２の処理方法はより複雑であるが、第１の処理方法よりも制限値をより緩和的な値（最小値または最大値により近い値）にすることができるので、オン期間の範囲をより広げることができる。
図１０は、第２の処理方法で上記制限値による制限がなされない場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図１０に示される例は、図８に示される例とは異なってｕ相電圧およびｖ相電圧の補正前のオン期間は時刻ｔ３の時点で終了している。その他の点は図８に示される例とほぼ同様であって、補正後のオン期間は１ＰＷＭ周期の終了時点である時刻ｔ６より後の時刻ｔ７の時点で終了しており、異常な制御状態となる。そこで、第２の処理方法を用いた補正により、図１０に示されるようにこの異常な制御状態を解消することができる。
図１１は、第２の方法により上記制限値による制限がなされる場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図１１に示されるように、補正後のオン期間はＰＷＭ周期の終了時点である時刻ｔ６より後述する制限期間Ｔｃの半分の期間（Ｔｃ／２）前の時刻ｔ４’である。したがって、このままでは制限期間を緩和的に設定することができるとしても補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまう場合があり得る。そこで各相のオン期間から上記制限期間の半分の期間Ｔｃ／２をそれぞれ差し引く（制限値設定に関わる）補正を行う。このことにより、補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまうことがなくなる。なお、この制限期間の半分の期間Ｔｃ／２は、上式（２０）により得られる制限期間Ｔｃを２で割った値であるので、その算出方法の説明は省略する。また、各相のオン期間から上記制限期間の半分の期間Ｔｃ／２をそれぞれ差し引くのではなく、実際の補正期間の半分の期間をそれぞれ差し引く構成であってもよいし、さらにはこの実際の補正期間を最小値とし上記制限期間を最大値とする範囲内で定められる長さの半分の長さの期間をそれぞれ差し引く構成であってもよい。そうすれば、補正後のオン期間をさらに広げつつＰＷＭ周期を超えないようにすることができる。
このように３相電圧補正部２９は、算出されたＴｃに基づき、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を最大で（最も遅くて）時刻ｔ４’までになるよう３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されるｗ相指令電圧Ｖw を制限するとともに、各相に対応するオン期間が制限期間の半分の期間Ｔｃ／２だけ短くなるようｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw に対する（制限値設定に関わる）補正を行う。
なお、このように各相に対応するオン期間を同じ期間だけ増減させてもモータの制御に影響することはない。なぜなら、３相の印加電圧を同じだけ変化させる場合には例えば次式（１８）のようにいずれの相間電圧も変化しないからである。
（Ｖｐ＿ｕ−Ｔｃ／２）−（Ｖｐ＿ｖ−Ｔｃ／２）＝Ｖｐ＿ｕ−Ｖｐ＿ｖ …（１８）
また、上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖq がちょうどゼロになるよう設定されているのは一例に過ぎず、これに限定されるわけではないが、制限値が絶対値として設定されれば各相に対応するオン期間が少なくとも制限期間の半分の期間Ｔｃ／２以上に設定されることになるので、この制限期間の半分の期間Ｔｃ／２だけ短くなるようｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw に対して行われる上記補正は、必ず実現することができることになる。そのため、上記構成が好適である。
以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、各相に対応するオン期間を１ＰＷＭ周期内に収めるよう、制限値による制限を行うことにより、異常な制御状態となることを回避することができ、また配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。
＜３． 第３の実施形態＞
本発明に係る第３の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成は、図１に示される第１の実施形態の場合と同様である。また、本実施形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示される第１の実施形態の場合と同様とほぼ同様であるが、図１２に示される第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を図１に示される上記構成と比較すればわかるように、第１の実施形態の場合に備えられる配線温度算出部２７が省略されており、また雰囲気温度Ｔａを検出する温度センサ１８に代えて、配線温度Ｔｌを直接検出する温度センサ１９が備えられている。そこで、以下では第１の実施形態の場合と異なる点を中心にして本実施形態の構成および動作を説明する。
図１３は、本実施形態における車載バッテリとモータ駆動回路との配線等を含む回路図である。この図１３を参照すればわかるように、電源からモータ駆動回路１３の両端までの電流経路に設けられる半導体リレー３１は、複数のＭＯＳＦＥＴからなる周知のリレー回路であって、このＭＯＳＦＥＴの内部には温度検出用のダイオードが内蔵されている。温度検出回路３９は、このダイオードの順方向の電圧降下を計測することにより、半導体リレー３１の温度、ひいては電源からモータ駆動回路１３の両端までの電流経路の配線温度Ｔｌを計測することができる。このように上記ダイオードと温度検出回路３９とにより温度センサ１９が構成されている。なお、半導体リレー３１には上記ダイオード以外の温度検出用素子が内蔵されていてもよい。
また、上記半導体リレー３１に内蔵される温度検出用ダイオードに代えて、電流経路上に、またはコイル３２やシャント抵抗１７などの電流経路上の電子部品に密着させるように新たに温度検出用ダイオードを設けてもよいし、上記構成以外の周知の構成であって、配線の温度を直接に計測可能なように設けられた温度センサ１９が設けられてもよい。
以上のように、温度センサ１９によって配線温度Ｔｌを直接検出することができるので、本実施形態では配線温度算出部２７を省略することができ、そのため図６（および図７）に示すステップＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１８の処理を省略することができるので、マイコン２０の演算負荷を大幅に下げることができる。また、半導体リレー３１に使用されるパワーＭＯＳＦＥＴには一般的に温度検出用のダイオードが内蔵されているので、これを温度センサ１９として使用することにより、新たな部品を追加する必要が無くなり、装置の製造コストを抑えることができる。
なお、図１３に示されるように、モータ駆動回路１３の両端に並列に接続される電解コンデンサ３４にも電流が流れるため、３相電圧補正部２９は、電源からモータ駆動回路１３の両端までの電流経路における配線等の抵抗である配線抵抗Ｒを算出するが、この配線抵抗Ｒの算出には上記電解コンデンサ３４の等価抵抗および接続点までの配線抵抗と、シャント抵抗１７、半導体リレー３１、およびコイル３２の抵抗とが（少なくとも）含まれている。このことは第１および第２の実施形態においても同様である。なお突入電流制限用のプリチャージ回路３３は、装置の動作中は回路から切り離されているためその抵抗を考慮する必要はない。
＜４． 各実施形態における変形例＞
上記第１の実施形態では、図６に示すステップＳ１２において、基準温度Ｔｂを温度センサ１８で検出された雰囲気温度Ｔａの値としているが、基準となる配線温度Ｔｌを定めることができる場合には温度センサ１８で実際に検出された雰囲気温度Ｔａ以外の値を基準温度Ｔｂとしてもよい。例えば、ＥＣＵ１０内に取り付けられた他の温度センサにより検出された温度を基準温度Ｔｂとしてもよいし、温度センサ１８が故障した場合には、その故障前の値を記憶部に記憶しておき、この記憶部に記憶された値を基準温度Ｔｂとしてもよい。さらには、他のＥＣＵから通信などで温度を取得してもよい。
上記各実施形態では３相電圧補正部２９は、電流センサ１４により検出されたｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖに基づき補正を行うが、これらに代えてその推定値であるｕ相推定電流ｉｕａおよびｖ相推定電流ｉｖａを周知の手法で算出し、算出された推定値に基づき補正を行ってもよい。この算出方法としては、例えば駆動回路（インバータ）に入力される電圧に基づき出力電流の推定を行う適応オブザーバを用いる方法などが知られている。
また、これらの推定値に代えて指令電流算出部２１により算出されるｄ軸指令電流ｉd * およびｑ軸指令電流ｉq * を３相交流座標軸上の指令電流に変換することにより得られるｕ相指令電流ｉu * およびｖ相指令電流ｉv * に基づき補正を行ってもよい。これらの場合には電流センサ１４を省略することができる。
上記各実施形態では、接地電位（正確にはモータ駆動回路１３における下側の３相の結合点）を基準にデューティ比が大きくなるよう（延長期間が長くなるよう）補正が行われるが、モータ駆動回路１３における上側の３相の結合点を基準にデューティ比が小さくなるよう（延長期間に対応する縮小期間が長くなるよう）補正が行われてもよい。この場合は上記各実施形態の場合とは逆に、配線抵抗によりモータ駆動回路の両端に印加される電圧が上昇することになるので、ｕ相電圧Ｖｐ＿ｕおよびｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの時間平均値の上昇が補償されるようｕ相指令電圧Ｖu およびｖ相指令電圧Ｖv を補正する。このことにより配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。なお、上記補償のための補正期間または制限期間は、前述した各実施形態に記載の算出方法を参照すれば容易に算出することができる。また、この場合は最小のオン期間がゼロ以上でなければならず、また第２の実施形態の場合とは逆に各相のオン期間に制限期間をそれぞれ加える（制限値設定に関わる）補正を行うことになる。
上記各実施形態では、オープンループ制御部２２によるオープンループ制御が行われるが、モータに流れる電流の検出値に基づくフィードバック制御が行われてもよい。もっともフィードバック制御では、一般的なオープンループ制御の場合とは異なり、配線抵抗等により生じる指令電流値と検出電流値とのずれが解消される方向に制御されることになるが、この場合であっても、配線抵抗等による制御精度の低下を上記構成により予め解消または抑制することができるので、結果的に遅れなく高い精度でモータを駆動できる。なお、上記各実施形態では、３相モータを例に説明したが、ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータであっても本発明を同様に適用することが可能である。
本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示す概略図である。 上記実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態の３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。 上記実施形態におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｖ相電圧に対する補正を説明するための図である。 上記実施形態において、図４に示した補正を行った後のモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正を説明するための図である。 上記実施形態における補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態における補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。 上記実施形態における第１の処理方法で制限値による制限がなされない場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 上記実施形態における第１の処理方法で制限値による制限がなされる場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 上記実施形態における第２の処理方法で制限値による制限がなされない場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 上記実施形態における第２の処理方法で制限値による制限がなされる場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態の車載バッテリとモータ駆動回路との配線等を含む回路図である。
符号の説明
１３…モータ駆動回路、１４…電流センサ、１７…シャント抵抗、２０…マイコン、３２…コイル、３４…電解コンデンサ、Ｖｂ，Ｖｂ１，Ｖｂ２…モータ駆動回路の両端電圧

Claims (8)

  1. ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータを駆動するモータ制御装置であって、
    前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段と、
    前記制御手段で求めたレベルの電圧を用いて単位周期毎に所定のパルス幅を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するモータ駆動信号生成手段と、
    前記モータ駆動信号生成手段からの前記パルス幅変調信号に基づき、前記モータを駆動するための複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子が前記パルス幅変調信号によってオン・オフされることにより前記モータに電流を供給するスイッチング回路を含むモータ駆動回路と、
    電源から前記モータ駆動回路までの電流経路上の電子部品を含む配線の温度を求める配線温度算出手段と、
    前記配線温度算出手段で求めた配線温度に基づき、前記配線の抵抗値を求める抵抗値算出手段と
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
    前記スイッチング素子のオン・オフ状態に応じて、前記モータ駆動回路に加わる電圧の変化が補償されるよう、前記電流値算出手段で求めた電流値と、前記抵抗値算出手段で求めた前記抵抗値に応じて前記指令電圧のレベルを補正するとともに、
    前記単位周期内において前記ｎ相のうちの各相につき、基準となる電圧値から変化した電圧値までの前記モータ駆動回路に加わる電圧の電圧変化量に変化時間を乗算した値と前記変化した電圧値に所定の補正期間を乗算した値とが等しくなるような前記補正期間だけ、前記パルス幅変調信号のオン期間が前記電圧変化に応じて増加または減少されるよう、前記指令電圧のレベルを補正し、
    前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記補正期間を最小値とし前記パルス幅変調信号の１周期に相当する期間を最大値とする範囲内で定められる長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、
    前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加される前のオン期間に対して加えた期間が前記１周期に相当する期間を超えないよう、または前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少される前のオン期間から差し引いた期間がゼロ以上となるよう、前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限するとともに、
    前記ｎ相の全てに対応するオン期間から、前記補正期間を最小値とし前記制限期間を最大値とする範囲内で定められる長さの半分の長さの期間を補正により増加される場合には差し引き、補正により減少される場合には加えた期間を新たなオン期間とすることを特徴とする、モータ制御装置。
  2. ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータを駆動するモータ制御装置であって、
    前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段と、
    前記制御手段で求めたレベルの電圧を用いて単位周期毎に所定のパルス幅を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するモータ駆動信号生成手段と、
    前記モータ駆動信号生成手段からの前記パルス幅変調信号に基づき、前記モータを駆動するための複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子が前記パルス幅変調信号によってオン・オフされることにより前記モータに電流を供給するスイッチング回路を含むモータ駆動回路と、
    電源から前記モータ駆動回路までの電流経路上の電子部品を含む配線の温度を求める配線温度算出手段と、
    前記配線温度算出手段で求めた配線温度に基づき、前記配線の抵抗値を求める抵抗値算出手段と
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
    前記スイッチング素子のオン・オフ状態に応じて、前記モータ駆動回路に加わる電圧の変化が補償されるよう、前記電流値算出手段で求めた電流値と、前記抵抗値算出手段で求めた前記抵抗値に応じて前記指令電圧のレベルを補正するとともに、
    前記単位周期内において前記ｎ相のうちの各相につき、基準となる電圧値から変化した電圧値までの前記モータ駆動回路に加わる電圧の電圧変化量に変化時間を乗算した値と前記変化した電圧値に所定の補正期間を乗算した値とが等しくなるような前記補正期間だけ、前記パルス幅変調信号のオン期間が前記電圧変化に応じて増加または減少されるよう、前記指令電圧のレベルを補正し、
    前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加されたオン期間が前記パルス幅変調信号の１周期に相当する期間を超えないよう、または前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少されたオン期間がゼロ以上となるよう、前記抵抗値算出手段で求めた前記抵抗値および前記電流値算出手段により求めた電流値に基づき前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限し、
    前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記オン期間について許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、算出された前記制限期間に基づき前記制限値を算出することを特徴とする、モータ制御装置。
  3. 前記配線温度算出手段は、前記経路を流れる電流によって生じる発熱エネルギーを算出し、当該発熱エネルギーに応じて生じるべき温度上昇量を、前記電流が流れないときの前記配線の温度である基準温度に加算することにより、前記配線温度を求めることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記配線温度算出手段は、前記電子部品である電界効果型トランジスタ素子に内蔵される温度検出用素子により、前記配線の温度を求めることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
  5. 前記配線温度に対応する前記配線の抵抗値を示すマップを予め記憶するとともに、前記抵抗値を記憶する記憶手段をさらに備え、
    前記抵抗値算出手段は、前記指令電圧のレベルが求められる時間間隔より長い間隔を空けて、前記記憶手段に記憶される前記マップに基づき前記抵抗値を算出し、算出された抵抗値を前記記憶手段に記憶させ、
    前記制御手段は、前記抵抗値算出手段により前記抵抗値が算出されないときに、前記記憶手段に記憶された抵抗値に基づき前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする、請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  6. 前記制御手段は、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値と前記モータのロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い前記指令電圧のレベルを求めるオープンループ制御手段を含むことを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
  7. 前記制御手段は、前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記オン期間について許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、算出された前記制限期間に基づき前記制限値を算出することを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
  8. 請求項１から請求項７までのいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置。
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