JP2020182303A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの過熱保護を行う場合において制御システムの信頼性の低下を防止できる回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】制御システムにおいて、バッテリにコンデンサが並列接続されている。バッテリとコンデンサとを接続する電気経路のインダクタンス及びコンデンサを含んだローパスフィルタ回路が構成されている。制御装置は、インバータの検出温度ＴＤが閾値温度を超えたと判定した場合、インバータのスイッチング周波数を、基準周波数から、ローパスフィルタ回路の共振周波数よりも高い保護周波数まで低下させる。制御装置は、回転電機の駆動状態に基づいて、保護周波数を可変設定する。【選択図】 図２

Description

本発明は、スイッチング操作されることにより直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力するインバータと、前記インバータから出力された交流電力が供給される回転電機と、を備える制御システムに適用される回転電機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、特許文献１に見られるように、回転電機がロックし、かつ、インバータを構成するスイッチの温度がその閾値を超えたと判定した場合、スイッチング周波数を基準周波数から保護周波数まで低下させるものが知られている。これにより、インバータのスイッチング損失を低減し、インバータの過熱保護を行っている。

特許第３６８４８７１号公報

インバータの入力側には、上記直流電源に並列接続される形でコンデンサが設けられている。このコンデンサと、直流電源及びコンデンサを接続する電気経路のインダクタンスとを含んでローパスフィルタ回路が構成されている。このフィルタ回路は、カットオフ周波数よりも高い周波数で変動する電流成分を減衰させるものである。

ここで、インバータの過熱保護のためにスイッチング周波数を低下させる場合において、低下させた保護周波数が、フィルタ回路の共振周波数近傍になり得る。この場合、直流電源やコンデンサに過電流が流れ、制御システムの信頼性が低下する懸念がある。

本発明は、インバータの過熱保護を行う場合において制御システムの信頼性の低下を防止できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、スイッチング操作されることにより直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力するインバータと、
前記インバータから出力された交流電力が供給される回転電機と、
前記直流電源に並列接続され、前記インバータの入力側に設けられたコンデンサと、を備え、前記直流電源と前記コンデンサとを接続する電気経路のインダクタンス及び前記コンデンサを含んだローパスフィルタ回路が構成された制御システムに適用される回転電機の制御装置において、
前記インバータの温度検出値を取得する取得部と、
取得された前記温度検出値が閾値温度を超えたと判定した場合、前記インバータのスイッチング周波数を、基準周波数から、前記ローパスフィルタ回路の共振周波数よりも高い保護周波数まで低下させる周波数設定部と、を備え、
前記周波数設定部は、前記回転電機の駆動状態に基づいて、前記保護周波数を可変設定する。

本発明の周波数設定部は、インバータの温度検出値が閾値温度を超えたと判定した場合、インバータのスイッチング周波数を、基準周波数から保護周波数まで低下させる。保護周波数は、ローパスフィルタ回路の共振周波数よりも高い周波数である。

ここで、回転電機の駆動状態（例えば、回転速度や変調方式）が変化すると、インバータに流れる電流の周波数成分が変化する。具体的には例えば、スイッチング周波数のＮ倍（Ｎは正の整数）の電流成分や、スイッチング周波数のＮ倍を中心とした側帯波が変化する。このため、駆動状態に応じた適正な保護周波数が存在する。

この点に鑑み、本発明の周波数設定部は、回転電機の駆動状態に基づいて、保護周波数を可変設定する。これにより、保護周波数が、ローパスフィルタ回路の共振周波数近傍になることを防止することができる。その結果、直流電源やコンデンサに過電流が流れることを防止でき、制御システムの信頼性の低下を防止することができる。

第１実施形態に係る回転電機の制御システムの全体構成図。 制御装置の処理を示すブロック図。 基準周波数と保護周波数との切り替え態様を示す図。 インバータの入力側の構成を示す図。 ローパスフィルタの周波数特性を示す図。 指令角速度及び保護周波数の関係を示す図。 回転速度及び変調方式と電流成分との関係を示す図。 第２実施形態に係る２相変調の一例を示す図。 ２相変調の一例を示す図。 ２相変調の一例を示す図。 スイッチング周波数を低下させた場合を示す図。 第３実施形態に係る６０度，１２０度電圧ベクトル及び合成ベクトルを示す図。 電圧ベクトル、各相のスイッチングパターン、各相電圧及び空間ベクトルの関係を示す図。 １２個のセクションに分けられた６角形の空間ベクトルを示す図。 １２個のセクションそれぞれで用いられる各電圧ベクトルと、各電圧ベクトルの１スイッチング周期における出現時間の比率とを示す図。 第４実施形態に係る制御装置の処理手順を示すフローチャート。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、制御システムは、回転電機１０及びインバータ２０を備えている。回転電機１０は、ブラシレスの同期機であり、本実施形態では永久磁石同期機である。回転電機１０は、ロータ１０ａと、ステータ巻線であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗとを備えている。

本実施形態において、回転電機１０は、ブレーキ装置を構成している。ブレーキ装置は、ブレーキパッドをブレーキロータ（ディスクロータ）に押し付けるためのキャリパーと、キャリパーを動作させる油圧を発生するオイルポンプとを備えている。回転電機１０は、オイルポンプを構成し、ロータ１０ａの回転によってポンプを駆動する。

回転電機１０は、インバータ２０を介して直流電源としてのバッテリ３０に接続されている。インバータ２０は、上アームスイッチＳＵＨ，ＳＶＨ，ＳＷＨと下アームスイッチＳＵＬ，ＳＶＬ，ＳＷＬとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬの接続点には、回転電機１０のＵ相巻線１１Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳＶＨ，ＳＶＬの接続点には、回転電機１０のＶ相巻線１１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの接続点には、回転電機１０のＷ相巻線１１Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端は、中性点で接続されている。本実施形態において、誘導性負荷であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは、電気角で互いに１２０°ずれている。

本実施形態では、各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬには、ボディダイオードが内蔵されている。

インバータ２０は、その入力側に、インバータ２０の入力電圧を平滑化するコンデンサ２１を備えている。コンデンサ２１の高電位側端子は、バッテリ３０の正極端子と、上アームスイッチＳＵＨ〜ＳＷＨのドレインとを接続する正極側電気経路３１Ｈに接続されている。コンデンサ２１の低電位側端子は、バッテリ３０の負極端子と、下アームスイッチＳＵＬ〜ＳＷＬのソースとを接続する負極側電気経路３１Ｌに接続されている。

制御システムは、電流センサ４０、角度センサ４１及び温度センサ４２を備えている。電流センサ４０は、回転電機１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。角度センサ４１は、例えばレゾルバ又はホール素子で構成され、回転電機１０のロータの回転角度情報を出力する。

温度センサ４２は、インバータ２０の温度を検出する。本実施形態では、温度センサ４２は、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬの温度を検出する。本実施形態では、温度センサ４２により検出された各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬの温度のうち、最も高い温度を検出温度ＴＤと称すこととする。なお、温度センサ４２は、インバータ２０を構成する全てのスイッチＳＵＨ〜ＳＷＬの温度を検出することなく、例えば、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬのうち、温度が最も高くなると想定される１つのスイッチの温度を検出してもよい。

電流センサ４０、角度センサ４１及び温度センサ４２の出力信号は、制御システムに備えられる制御装置５０に入力される。制御装置５０は、マイコンを主体として構成され、回転電機１０の制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、インバータ２０の各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬをスイッチング操作する。本実施形態において、制御量は電気角速度（回転速度）であり、その指令値は指令角速度ω＊である。制御装置５０は、回転電機１０に印加される電圧ベクトルが、電気角速度を指令角速度ω＊に制御するための指令電圧ベクトルになるように、インバータ２０の各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬをスイッチング操作する。これにより、互いに１２０度ずれた正弦波状の相電流が各相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに流れる。また、制御装置５０は、角度センサ４１の出力信号に基づいて、回転電機１０の電気角θｅを算出する機能を有している。

ちなみに、制御装置５０は、自身が備える記憶装置に記憶されたプログラムを実行することにより、各種制御機能を実現する。各種機能は、ハードウェアである電子回路によって実現されてもよいし、ハードウェア及びソフトウェアの双方によって実現されてもよい。

続いて、図２のブロック図を用いて、制御装置５０の処理について詳しく説明する。

速度偏差算出部５１は、指令角速度ω＊から、電気角速度ωｅを減算することにより、速度偏差Δωを算出する。電気角速度ωｅは、電気角θｅに基づいて速度算出部５９により算出される。

速度制御器５２は、速度偏差Δωを０にフィードバック制御するための操作量として、回転電機１０の指令トルクＴｒｑ＊を算出する。なお、速度制御器５２におけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御が用いられればよい。

電流変換部５３は、電気角θｅと、電流センサ４０により検出された相電流とに基づいて、ＵＶＷ座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。

指令電流設定部５４は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とを設定する。ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊により、ｄｑ座標系における指令電流ベクトルが定まる。

ｄ軸偏差算出部５５ａは、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値として、ｄ軸偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部５５ｂは、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値として、ｑ軸偏差ΔＩｑを算出する。

電流制御器５６は、ｄ軸偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸電圧Ｖｄｒを算出する。また、電流制御器５６は、ｑ軸偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸電圧Ｖｑｒを算出する。ｄ軸電圧Ｖｄｒ及びｑ軸電圧Ｖｑｒにより、ｄｑ座標系における指令電圧ベクトルＶｔｒが定まる。なお、電流制御器５６におけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御が用いられればよい。

電圧変換部５７は、ｄ軸電圧Ｖｄｒ、ｑ軸電圧Ｖｑｒ及び電気角θｅに基づいて、ｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電圧Ｖｄｒ，Ｖｑｒを、ＵＶＷ座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、電気角で位相が互いに１２０°ずれた波形となる。

信号生成部５８は、電圧変換部５７から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに基づいて、各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬをオンオフ操作するための各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬを生成する。信号生成部５８は、生成した各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬをインバータ２０の各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬに対して出力する。各相において、上アーム側の操作信号と、対応する下アーム側の操作信号とは、互いに相補的な信号となっている。このため、各相において、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオンされる。

本実施形態において、信号生成部５８は、キャリア信号（例えば三角波信号）と各相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとの大小比較に基づく３相変調により、各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬを生成する。

キャリア信号の周波数であるキャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）は、人の可聴域よりも高周波側に設定されることが望ましい。しかし、この場合、スイッチング周波数が高くなることにより、インバータ２０の各スイッチＳＷＨ〜ＳＷＬの発熱量が多くなる。そこで、周波数設定部６０は、図３に示すように、検出温度ＴＤが保護閾値ＴＨｔｈを超えたと判定した場合、キャリア周波数ｆｃを、基準周波数ｆｂａｓｅから保護周波数ｆｈｐまで低下させる。保護周波数ｆｈｐは、共振周波数ｆｒｚよりも高く、また、カットオフ周波数ｆｃｕｔ以上の値である。なお、キャリア周波数ｆｃを保護周波数ｆｈｐまで低下させる場合、キャリア周波数ｆｃを保護周波数ｆｈｐに向かって徐々に低下させてもよい。

周波数設定部６０は、検出温度ＴＤが保護閾値ＴＨｔｈを超えた後、検出温度ＴＤが解除閾値ＴＬｔｈ（＜ＴＨｔｈ）を下回ったと判定した場合、キャリア周波数ｆｃを保護周波数ｆｈｐから基準周波数ｆｂａｓｅまで上昇させる。なお、キャリア周波数ｆｃを基準周波数ｆｂａｓｅまで上昇させる場合、キャリア周波数ｆｃを基準周波数ｆｂａｓｅに向かって徐々に上昇させてもよい。

本実施形態において、周波数設定部６０は、指令角速度ω＊に基づいて、保護周波数ｆｈｐを可変設定する。以下、この構成について説明する。

図４は、インバータ２０の入力側の構成を示す図である。図４には、バッテリ３０の等価直列抵抗３０ａ、コンデンサ２１の等価直列抵抗２１ａ、各電気経路３１Ｈ，３１Ｌの抵抗成分３１及びインダクタンス成分３２を示す。なお、図４には、便宜上、正極側電気経路３１Ｈのうち、コンデンサ２１の高電位側端子との接続点よりもバッテリ３０側に、抵抗成分３１及びインダクタンス成分３２を示す。また、図４において、Ｉｄｃはバッテリ３０に流れる直流電流を示し、Ｉｃはコンデンサ２１に流れる電流を示し、Ｉｍｇはインバータ２０に流れる電流を示す。

インバータ２０の入力側には、バッテリ３０に並列接続される形でコンデンサ２１が設けられている。コンデンサ２１及びインダクタンス成分３２を含んでローパスフィルタ回路が構成されている。図５に、このフィルタ回路の周波数特性を示す。フィルタ回路は、カットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高い周波数で変動する電流成分を減衰させるように設計されている。キャリア周波数ｆｃは、カットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高い周波数に設定されている。

コンデンサ２１及びインダクタンス成分３２が存在することに起因して、フィルタ回路には共振周波数ｆｒｚが存在する。ここで、インバータ２０の各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬのスイッチング操作により、インバータ電流Ｉｍｇが変動する。この変動周波数が共振周波数ｆｒｚ近傍になる場合、バッテリ３０及びコンデンサ２１に過電流が流れ、制御システムの信頼性が低下する懸念がある。

そこで、周波数設定部６０は、図６に示すように、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。以下、図７（ａ）を用いて、このように設定する理由について説明する。

図７（ａ）は、変調方式として３相変調が用いられる場合において、ロータ１０ａの回転速度を５００ｒｐｍ、１０００ｒｐｍ、１５００ｒｐｍ及び２０００ｒｐｍとしたときのインバータ電流Ｉｍｇの周波数解析結果を示す。

キャリア周波数ｆｃのＮ倍（Ｎは正の整数）をキャリアＮ次周波数と称すこととする。本実施形態では、基準周波数ｆｂａｓｅが１０ｋＨｚとされている。このため、キャリア１次周波数は１０ｋＨｚであり、キャリア２次周波数は２０ｋＨｚである。

図７（ａ）に示すように、回転速度が高くなるほど、キャリア２次周波数の電流が小さくなる傾向にある。また、３相変調の場合、キャリア１次周波数の電流は、キャリア２次周波数の電流よりも十分小さい。このため、キャリア２次周波数の電流に着目すると、回転速度が高くなるほど、キャリア周波数ｆｃの低下量を大きくする余地があると考えられる。したがって、周波数設定部６０は、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。

なお、周波数設定部６０は、指令角速度ω＊及び保護周波数ｆｈｐが関係付けられたマップ情報に基づいて、保護周波数ｆｈｐを設定すればよい。

以上説明した本実施形態によれば、保護周波数ｆｈｐが、ローパスフィルタ回路の共振周波数ｆｒｚ近傍になることを的確に防止することができる。その結果、バッテリ３０やコンデンサ２１に過電流が流れることを防止でき、制御システムの信頼性の低下を防止することができる。また、過電流が流れることを防止できるため、回転電機１０の駆動を継続できる。その結果、ブレーキ装置を的確に動作させることができる。

また、周波数設定部６０は、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。このため、インバータ２０の発熱量を好適に低減しつつ、保護周波数ｆｈｐが共振周波数ｆｒｚ近傍になることを防止することができる。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態において、信号生成部５８は、キャリア信号と各相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとの大小比較に基づく２相変調により、各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬを生成する。２相変調としては、図８〜図１０に示すものを用いることができる。

図８は、いわゆる下ベタの２相変調である。詳しくは、電気角１２０°毎に相ごとに、上アームスイッチのオフ操作固定及び下アームスイッチのオン操作固定を順次行いつつ、操作状態が固定された相以外の２相を構成する上，下アームスイッチをオンオフ操作するように、信号生成部５８は各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。図８には、バッテリ３０の電圧（電源電圧）で規格化した各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを示す。このため、各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、０〜１の値となる。オフ操作固定されるスイッチの指令電圧が０に固定される。

図９は、いわゆる上ベタの２相変調である。詳しくは、電気角１２０°毎に相ごとに、上アームスイッチのオン操作固定及び下アームスイッチのオフ操作固定を順次行いつつ、操作状態が固定された相以外の２相を構成する上，下アームスイッチをオンオフ操作するように、信号生成部５８は各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。

図１０に示すように、電気角６０°毎に相ごとに上アームスイッチ及び下アームスイッチの操作状態を順次固定してかつ、電気角６０°毎に相ごとに上記操作状態を固定する上アームスイッチ及び下アームスイッチそれぞれのオン操作固定及びオフ操作固定を交互に切り替えるように、信号生成部５８は各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。

本実施形態では、周波数設定部６０は、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。以下、図７（ｂ）を用いて、このように設定する理由について説明する。

図７（ｂ）は、変調方式として２相変調が用いられる場合において、ロータ１０ａの回転速度を５００ｒｐｍ、１０００ｒｐｍ、１５００ｒｐｍ及び２０００ｒｐｍとしたときのインバータ電流Ｉｍｇの周波数解析結果を示す。

図７（ｂ）に示すように、回転速度が高くなるほど、キャリア１次周波数の電流が小さくなる傾向にある。このため、回転速度が高くなるほど、キャリア周波数ｆｃの低下量を大きくする余地があると考えられる。したがって、周波数設定部６０は、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。図１１に、キャリア周波数ｆｃを低下させた場合を示す。図１１（ａ）は、キャリア周波数ｆｃが基準周波数ｆｂａｓｅとされる場合の周波数特性及びインバータ電流Ｉｍｇを示し、図１１（ｂ）は、キャリア周波数ｆｃが保護周波数ｆｈｐとされる場合の周波数特性及びインバータ電流Ｉｍｇを示す。

以上説明した本実施形態によれば、インバータ２０の発熱量を好適に低減しつつ、保護周波数ｆｈｐが共振周波数ｆｒｚ近傍になることを防止することができる。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、上記各実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態において、信号生成部５８は、３つの電圧ベクトルを用いた変調方式により、各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬを生成する。この変調方式では、図１２に示すように、高変調率領域において６０度電圧ベクトルと１２０度電圧ベクトルとの双方によって指令電圧ベクトルＶｔｒが生成される。６０度電圧ベクトルは、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルである。１２０度電圧ベクトルは、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルである。この変調方式によれば、高変調率領域においてコンデンサ２１に流れるリップル電流を低減できる。

なお、図１２に示すＶ１〜Ｖ６とスイッチングモードとの関係等について、図１３に示す。図１３において、Ｕ，Ｖ，Ｗの欄の１は、上アームスイッチがオンされてかつ下アームスイッチがオフされていることを示し、０は、下アームスイッチがオンされてかつ上アームスイッチがオフされていることを示す。また、図１３に、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応するＵ，Ｖ，Ｗ相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを示す。Ｅｄ／２はバッテリ３０の正極側の電圧である電源電圧ＶＤＣに対応し、−Ｅｄ／２はバッテリ３０の負極側の電圧である０に対応する。

本実施形態では、下式（ｅｑ１）に示すように、比率係数ｋ（０≦ｋ≦１）に基づいて、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて有効電圧ベクトルが選択される期間のうち、６０度電圧ベクトルＶαβ１が用いられる期間と、１２０度電圧ベクトルＶαβ２が用いられる期間との比率が定められる。

図１４に、３０度の位相差で配置された１２個のセクションを示す。指令電圧ベクトルＶｔｒが属するセクションが決まることにより、回転電機１０の制御に用いられる電圧ベクトルが決まる。図１５には、各セクションに応じて、１スイッチング周期Ｔｓｗ（＝スイッチング周波数の逆数）において各電圧ベクトルが出現する時間比率が、比率係数ｋ、相電圧及びＥｄを用いて表されている。例えば、指令電圧ベクトルＶｔｒがセクション１−Ａに属する場合、制御に用いられる電圧ベクトルとして、第１，第２，第６電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６と第７電圧ベクトルＶ７とが選択される。なお、図１５には、インバータ２０のスイッチング回数が最小となるように、無効電圧ベクトルとして第０電圧ベクトルＶ０又は第７電圧ベクトルＶ７のいずれかが用いられる構成を例示した。この構成に限らず、２種類の無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が用いられる構成であってもよい。

本実施形態において、信号生成部５８は、まず、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄｒ，Ｖｑｒに基づいて、指令電圧ベクトルＶｔｒを算出する。信号生成部５８は、算出した指令電圧ベクトルＶｔｒを挟む６０度電圧ベクトルを選択する。この選択処理が第１処理部に相当する。

信号生成部５８は、算出した指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、第１処理部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する。この選択処理が第２処理部に相当する。信号生成部５８は、選択した３種類の有効電圧ベクトルに基づいて、各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬを生成する。

本実施形態では、周波数設定部６０は、検出温度ＴＤが保護閾値ＴＨｔｈを超えるまでは、各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬのスイッチング周波数を基準周波数ｆｂａｓｅとする。一方、周波数設定部６０は、検出温度ＴＤが保護閾値ＴＨｔｈを超えた場合、各スイッチＳＵＨ〜ＳＷＬのスイッチング周波数を保護周波数ｆｈｐまで低下させる。

周波数設定部６０は、第２実施形態と同様に、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。以下、図７（ｃ）を用いて、このように設定する理由について説明する。

図７（ｃ）は、変調方式として３種類の電圧ベクトルが用いられる場合において、ロータ１０ａの回転速度を５００ｒｐｍ、１０００ｒｐｍ、１５００ｒｐｍ及び２０００ｒｐｍとしたときのインバータ電流Ｉｍｇの周波数解析結果を示す。

図７（ｃ）に示すように、回転速度が高くなるほど、キャリア１次周波数の電流が小さくなる傾向にある。このため、回転速度が高くなるほど、キャリア周波数ｆｃの低下量を大きくする余地があると考えられる。したがって、周波数設定部６０は、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。

以上説明した本実施形態によれば、インバータ２０の発熱量を好適に低減しつつ、保護周波数ｆｈｐが共振周波数ｆｒｚ近傍になることを防止することができる。

＜第１〜第３実施形態の変形例＞
周波数設定部６０は、スイッチング周波数を保護周波数ｆｈｐまで低下させるとともに、変調方式を切り替えてもよい。例えば、３相変調から２相変調に切り替えたり、３相変調から、３種類の有効電圧ベクトルを使用する方式に切り替えたりしてもよい。これにより、インバータ２０のスイッチング損失をより低減することができ、インバータ２０の過熱保護をより的確に実施することができる。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、上記各実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、制御装置５０の処理内容を変更する。

図１６に、周波数設定部６０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。

ステップＳ１０では、判定フラグＦが０であるか否かを判定する。判定フラグＦは、０によってインバータ２０の過熱保護が実施されていないことを示し、１によって過熱保護が実施されていることを示す。本実施形態では、判定フラグＦの初期値が０にされている。

ステップＳ１０において判定フラグＦが０であると判定した場合には、ステップＳ１１に進み、検出温度ＴＤが保護閾値ＴＨｔｈを超えているか否かを判定する。

ステップＳ１１において否定判定した場合には、ステップＳ１２に進み、キャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）を基準周波数ｆｂａｓｅとする。

ステップＳ１１において肯定判定した場合には、ステップＳ１３に進み、判定フラグＦを１にする。ステップＳ１４では、指令角速度ω＊が閾値速度ωｔｈ（例えば、ロータ１０ａの回転速度が５００ｒｐｍの場合における電気角速度）以下であるか否かを判定する。

ステップＳ１４において肯定判定した場合には、ステップＳ１５に進み、変調方式として３相変調を選択する。これにより、信号生成部５８は、３相変調により各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬを生成する。続くステップＳ１６では、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。

ステップＳ１４において否定判定した場合には、ステップＳ１７に進み、変調方式として、２相変調又は第３実施形態で説明した３種類の有効電圧ベクトルを使用する方式を選択する。これにより、信号生成部５８は、２相変調又は３種類の有効電圧ベクトルを使用する方式により各操作信号ｇＵＨ〜ｇＷＬを生成する。続くステップＳ１８では、指令角速度ω＊が高いほど、保護周波数ｆｈｐを低く設定する。

ここで、ステップＳ１４で肯定判定された場合に２相変調又は３種類の有効電圧ベクトルを使用する方式が選択されるのは、図７に示すように、ロータ１０ａの回転速度が高いほど、３相変調よりもキャリア１次周波数の電流が小さくなる傾向があるためである。

ステップＳ１０において判定フラグＦが１であると判定した場合には、ステップＳ１９に進み、検出温度ＴＤが解除閾値ＴＬｔｈ未満であるか否かを判定する。

ステップＳ１９において否定判定した場合には、ステップＳ１４に進む。一方、ステップＳ１９において肯定判定した場合には、ステップＳ２０に進み、判定フラグＦを０にする。そして、ステップＳ１２に進む。

以上詳述した本実施形態によれば、インバータ２０の発熱量を好適に低減しつつ、保護周波数ｆｈｐが共振周波数ｆｒｚ近傍になることを防止することができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・周波数設定部６０は、指令角速度ω＊に代えて、電気角θｅに基づいて算出した回転電機１０の実際の電気角速度又は機械角速度を用いてもよい。

・回転電機としては、オイルポンプを構成するものに限らず、例えばウォータポンプを構成するものであってもよい。また、回転電機としては、ポンプを構成するものに限らず、例えば、ファンを備える駆動装置を構成するものであってもよい。ファンは、例えば、ラジエータファン又は車室内空調用のファンである。

・インバータを構成するスイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

１０…回転電機、２０…インバータ、２１…コンデンサ、３０…バッテリ、５０…制御装置。

Claims (10)

1. スイッチング操作されることにより直流電源（３０）の直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ（２０）と、
   前記インバータから出力された交流電力が供給される回転電機（１０）と、
   前記直流電源に並列接続され、前記インバータの入力側に設けられたコンデンサ（２１）と、を備え、前記直流電源と前記コンデンサとを接続する電気経路（３１Ｈ，３１Ｌ）のインダクタンス及び前記コンデンサを含んだローパスフィルタ回路が構成された制御システムに適用される回転電機の制御装置（５０）において、
   前記インバータの温度検出値を取得する取得部と、
   取得された前記温度検出値が閾値温度を超えたと判定した場合、前記インバータのスイッチング周波数を、基準周波数（ｆｂａｓｅ）から、前記ローパスフィルタ回路の共振周波数（ｆｒｚ）よりも高い保護周波数（ｆｈｐ）まで低下させる周波数設定部（６０）と、を備え、
   前記周波数設定部は、前記回転電機の駆動状態に基づいて、前記保護周波数を可変設定する回転電機の制御装置。
2. 前記周波数設定部は、前記回転電機の回転速度に基づいて、前記保護周波数を可変設定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記周波数設定部は、前記インバータをスイッチング操作する場合の変調方式に基づいて、前記保護周波数を設定する請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. ３相変調により前記インバータをスイッチング操作する操作部を備え、
   前記周波数設定部は、前記変調方式として前記３相変調が用いられている場合、前記回転速度が高いほど前記保護周波数を低く設定する請求項３に記載の回転電機の制御装置。
5. ２相変調により前記インバータをスイッチング操作する操作部を備え、
   前記周波数設定部は、前記変調方式として前記２相変調が用いられている場合、前記回転速度が高いほど前記保護周波数を低く設定する請求項３又は４に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記操作部は、３相変調により前記インバータをスイッチング操作し、
   前記操作部は、前記回転速度が閾値速度を超えるまでは、前記変調方式として前記３相変調を選択し、前記回転速度が前記閾値速度よりも高い場合、前記変調方式として前記２相変調を選択する請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記インバータから前記回転電機に印加される指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択する第１処理部と、
   前記回転電機の駆動状態に基づいて、前記指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、前記第１処理部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する第２処理部と、を含み、前記第１処理部及び前記第２処理部それぞれにより選択された３種類の有効電圧ベクトルに基づいて、前記インバータをスイッチング操作する操作部を備え、
   前記周波数設定部は、前記変調方式として前記３種類の有効電圧ベクトルを使用する方式が用いられている場合、前記回転速度が高いほど前記保護周波数を低く設定する請求項３に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記操作部は、３相変調により前記インバータをスイッチング操作し、
   前記操作部は、前記回転速度が閾値速度を超えるまでは、前記変調方式として前記３相変調を選択し、前記回転速度が前記閾値速度よりも高い場合、前記変調方式として前記３種類の有効電圧ベクトルを使用する方式を選択する請求項７に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記周波数設定部は、前記スイッチング周波数を前記保護周波数まで低下させるとともに、前記変調方式を切り替える請求項３〜５，７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記回転電機は、車両のブレーキ装置を構成するオイルポンプを駆動する請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

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