JP2014014205A - モータ駆動装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路に発生する電流リプルを抑制することが可能なモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】制御装置は、ステップ１１０で２相変調方式を選択した場合には、ステップ１３０でキャリア周波数をｆ１とし、ステップ１１０で３相変調方式を選択した場合には、ステップ１４０でキャリア周波数を２相変調方式選択時の半分となるｆ０とする。これにより、３相変調方式選択時にフィルタ回路に流れる電流の２次成分の周波数をフィルタ回路の共振周波数から乖離させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、インバータ回路を用いてモータを駆動するモータ駆動装置に関する。
従来から、例えば、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングにより直流電圧をＰＷＭ変調して交流に変換して３相のモータコイルに電圧を出力することで、３相モータを駆動するモータ駆動装置がある。このようなモータ駆動装置では、ＰＷＭ変調する際の変調方式について、例えばモータが駆動する負荷の状態等に応じて２相変調方式と３相変調方式とを選択的に切り替えるものが知られている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００９−１８９２０３号公報
しかしながら、上記従来技術のような２相変調方式と３相変調方式とを切り替えるモータ駆動装置では、変調方式の切り替えに係わらずＰＷＭ変調する際の搬送波周波数を同一とすることが一般的である。このようなモータ駆動装置において、直流電圧の供給源とインバータ回路との間に電気的共振特性を有するフィルタ回路が設けられている場合には、一方の変調方式でモータを駆動しているときに対して他方の変調方式でモータを駆動しているときの方が、フィルタ回路の共振によって電流リプルが大きくなるという不具合を生じる場合がある。大きな電流リプルの発生は、例えばフィルタ回路のコンデンサ要素やコイル要素にダメージを与え寿命低下等の原因となるという問題がある。
本発明は、上記点に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路に発生する電流リプルを抑制することが可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明では、
複数の変調方式における基準搬送波の搬送波周波数を同一とした周波数同一モード時に、複数の変調方式のうち、インバータ回路（４０）のスイッチング素子のスイッチングに伴いコイル要素（８０）を流れる電流の周波数成分の値が最大となる電流最大周波数がフィルタ回路（３１）の共振周波数に最も近くなる変調方式を共振誘因変調方式と定義した場合に、
制御手段（１００）が、
共振誘因変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、周波数同一モード時よりも電流最大周波数と共振周波数とが乖離するように、他の変調方式を選択したときとは異なる搬送波周波数の基準搬送波を用いてノッチ波を生成することを特徴としている。
これによると、周波数同一モード時にフィルタ回路と最も電気的共振を起こし易い共振誘因変調方式でＰＷＭ変調を行うときには、周波数同一モード時よりも電流最大周波数と共振周波数とが乖離するように、他の変調方式とは異なる周波数の基準搬送波を採用する。したがって、周波数同一モード時には最も共振を起こし易い変調方式において、フィルタ回路の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路に発生する電流リプルを抑制することができる。
なお、上記各手段に付した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。
本発明を適用した第１の実施形態におけるモータ駆動装置を一部ブロックで示した回路図である。 制御装置の概略制御動作を示すフローチャートである。 ２相変調方式を選択した場合にコイルに流れる電流を周波数解析した結果を示すグラフである。 ３相変調方式を選択した場合にコイルに流れる電流を周波数解析した結果を示すグラフである。 インバータ回路で発生した電流リプルによりコイルへ流れる電流の伝達特性と各変調方式の電流最大成分との関係を示すグラフである。 コイルに流れる電流波形の一例を示すグラフである。 比較例において３相変調方式を選択した場合にコイルに流れる電流を周波数解析した結果を示すグラフである。 比較例におけるインバータ回路からコイルへ流れる電流の伝達特性と各変調方式の電流最大成分との関係を示すグラフである。 比較例におけるコイルに流れる電流波形の一例を示すグラフである。
以下に、図面を参照しながら本発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。各形態において構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については先行して説明した形態と同様とする。実施の各形態で具体的に説明している部分の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、実施の形態同士を部分的に組み合せることも可能である。
（第１の実施形態）
本発明を適用した第１の実施形態について、図１〜図９を参照して説明する。
図１に示すように、本実施形態のモータ駆動装置は、電動圧縮機１０の同期モータ１２を駆動するためのものである。電動圧縮機１０は、例えば二酸化炭素等を冷媒とする車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機であり、内蔵する同期モータ１２により負荷としての圧縮機構１１を駆動する。電動圧縮機１０は、圧縮機構１１において、気相冷媒を圧縮して（例えば二酸化炭素冷媒であれば臨界圧力以上まで圧縮して）吐出する電動コンプレッサである。本実施形態の同期モータ１２は、例えば、磁石を埋設したロータを回転駆動する４極３相コイルを有する同期モータである。
図１に示す直流電源２０は、例えば２８８Ｖの電圧を出力可能な高電圧バッテリからなる直流電圧の供給源である。直流電源２０からインバータ回路４０へ延びる一対の母線３０には、高電圧リレーシステム５０が配設されている。高電圧リレーシステム５０は、複数のリレーと抵抗体とにより構成されている。高電圧リレーシステム５０は、高電圧を印加するときに、抵抗体を有する経路で電圧印加を開始した後に抵抗体を有しない経路に切り替えを行うことで、母線３０に突入電流が流れないようにする機能を有している。
また、高電圧リレーシステム５０は、電動圧縮機１０等に異常状態が検知された場合には、給電経路を遮断するようになっている。
図１に示すように、直流電源２０からインバータ回路４０への電力供給経路である一対の母線３０間には、平滑手段としてのコンデンサ６０、７０が介設されている。コンデンサ６０は、母線３０に対してインバータ回路４０と並列に接続された他装置９の影響により変動する電圧を平滑にするために設けられている。ここで、他装置９としては、車両走行用モータ駆動装置、充電装置、降圧ＤＣ／ＤＣ変換装置等が挙げられる。
例えば、車両に複数のモータ駆動装置が搭載されており、他装置９が車両走行用モータ駆動装置である場合には、直流電源２０から給電されるモータ駆動装置のうち、他装置９が主たる駆動装置であり、インバータ回路４０を含む駆動装置が従たる駆動装置である。ここで、主たる駆動装置とは、例えば、従たる駆動装置よりも、直流電源２０から給電される入力電力が大きい装置である。また、主たる駆動装置は、両駆動装置への給電が困難なときに、優先的に給電が行われる装置となる場合がある。
このように、他装置９への入力電力が、インバータ回路４０を介する電動圧縮機１０への入力電力に対して、例えば一桁以上（１０倍以上）大きいような場合には、他装置９の影響により、直流電源２０から母線３０を介してインバータ回路４０へ印加される電圧の変動が大きくなり易い。コンデンサ６０は、この電圧変動を抑制するために設けられている。
コンデンサ７０は、インバータ回路４０のスイッチング素子のスイッチングに伴って発生するサージやリプルを吸収するために設けられている。
一方の母線３０のコンデンサ６０の接続点とコンデンサ７０の接続点との間には、コイル８０が配設されている。コイル８０は、母線３０間に並列に設けた２つのコンデンサ６０、７０の干渉を抑制するために設けられている。コイル８０は、コンデンサ６０とコンデンサ７０との関係により発生する共振周波数を変更すること等を目的として設けられている。
インバータ回路４０は、同期モータ１２のステータコイルに対応したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分のアームからなり、母線３０を介して入力された直流電圧をＰＷＭ変調により交流に変換して出力するものである。
Ｕ相アームは、スイッチング素子と還流用のダイオードとを逆並列接続した図示上方の上アームと、同じくスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した図示下方の下アームとを直列接続して構成され、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。Ｖ相アームおよびＷ相アームも、スイッチング素子とダイオードとにより同様に構成され、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。
スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の素子を用いることができる。また、スイッチング素子とダイオードとからなるアームを、例えば、ＩＧＢＴと逆導通用ダイオードとを１チップに集積したパワー半導体であるＲＣＩＧＢＴ（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ
Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子としてもかまわない。
２つのコンデンサ要素であるコンデンサ６０、７０、および、コイル要素であるコイル８０からなるフィルタ回路３１は、インバータ回路４０から流入する電流の周波数によっては、比較的大きな電気的共振を起こす電気的共振回路となる。
スイッチング素子のスイッチング動作に伴ってインバータ回路４０が発生した電流リプルによって、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流（すなわち、母線３０のコンデンサ６０とコンデンサ７０との間の部分に流れる電流）の伝達特性は、例えば図５に示すようになっている。フィルタ回路３１は、図５に例示する位置に共振周波数を有する電気的共振回路である。
制御手段である制御装置１００は、インバータ回路４０の各スイッチング素子のスイッチング動作制御を行って同期モータ１２の駆動を制御する駆動回路部である。制御装置１００は、母線３０に設けられた電流検出部９０で検出したモータコイル電流値情報等を入力し、これに基づいて、スイッチング信号であるノッチ波を生成して、インバータ回路４０へ出力する。
図２に示すように、制御装置１００は、まず、インバータ回路４０でＰＷＭ変調を行う際の変調方式を選択する（ステップ１１０）。ステップ１１０では、例えば同期モータ１２の回転数に応じて変調方式を選択する。同期モータ１２が例えば起動直後等で所定回転数未満の低回転であるときには、３相変調方式を採用する。同期モータ１２が例えば定常状態に到達し所定回転数以上の高回転となったときには、１相のスイッチング素子のオンオフ状態を固定して２相で変調を行う２相変調方式を採用する。
ステップ１１０で変調方式を選択したら、その変調方式が２相変調方式であるか否か判断する（ステップ１２０）。ステップ１２０において、２相変調方式が選択されていると判断した場合（ＹＥＳの場合）には、ノッチ波（スイッチング波）を生成する際の基準搬送波（キャリア波）の周波数をｆ１に設定する（ステップ１３０）。一方、ステップ１２０において、３相変調方式が選択されていると判断した場合（ＮＯの場合）には、ノッチ波を生成する際の基準搬送波の周波数をｆ０に設定する（ステップ１３０）。基準搬送波は例えば三角波からなり、ｆ０はｆ１の半分の周波数である。
ステップ１３０、１４０のいずれかを実行したら、ステップ１５０へ進む。ステップ１５０では、同期モータ１２のモータコイルへの印加電圧指令である変調波と、基準搬送波との比較により、各相アームのスイッチング素子をスイッチングするスイッチング波を生成して、スイッチング波として設定する。ステップ１５０では、直前のステップ１３０、１４０のいずれかで設定した周波数の基準搬送波を用いる。
そして、次に、ステップ１５０で設定したスイッチング波を各相アームに出力してスイッチング素子を動作制御する（ステップ１６０）。ステップ１６０までを実行したら、次の１ＰＷＭ期間の制御のために、ステップ１１０へリターンする。制御装置１００は、例えば５０μｓ毎に図２に示すフローを実行して１ＰＷＭ期間毎のスイッチング出力を行うようになっている。
上述の構成および作動によれば、制御装置１００が、２相変調方式を選択してスイッチング素子のスイッチングを行った場合には、例えば図３に示すように、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流は、周波数ｆ１の１次成分が最も大きくなる。一方、制御装置１００が、３相変調方式を選択してスイッチング素子のスイッチングを行った場合には、搬送波周波数をｆ０とすることにより、例えば図４に示すように、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流は、周波数ｆ１の２次成分が最も大きくなる。
したがって、２相変調方式および３相変調方式のいずれを選択した場合であっても、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流スペクトラムの最大成分が同一の周波数ｆ１で発生し、図５に示すように、周波数ｆ１はフィルタ回路３１の共振周波数から比較的大きく乖離している。これにより、図６に例示するように、コイル８０に流れる電流リプルは比較的小さなものとなる。
図７〜図９に比較例を示す。３相変調方式を選択してスイッチング素子のスイッチングを行う場合に、搬送波周波数を２相変調方式を選択した場合と同様にｆ１とすると、例えば図７に示すように、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流は、周波数ｆ２の２次成分が最も大きくなる。
したがって、図８に示すように、３相変調方式が選択された場合には、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流スペクトラムの最大成分が発生する周波数ｆ２は、フィルタ回路３１の共振周波数に比較的近くなる。これにより、図９に例示するように、コイル８０に流れる電流リプルは比較的大きなものとなってしまう。
図６と図９とを比較して明らかなように、本実施形態のモータ駆動装置によれば、フィルタ回路３１の共振によりフィルタ回路３１に発生する電流リプルを抑制することができる。したがって、フィルタ回路３１のコンデンサ６０、７０やコイル８０にダメージを与えることを抑制することができる。
フィルタ回路３１は、コンデンサ６０、７０およびコイル８０の特性のばらつきや、コンデンサ６０とコンデンサ７０との間の母線３０の長さのばらつき等により、共振周波数が若干変動する場合がある。ところが、本実施形態のモータ駆動装置では、２相変調方式および３相変調方式のいずれを選択した場合であっても、電流スペクトラムの最大成分を発生する周波数ｆ１はフィルタ回路３１の共振周波数から比較的大きく乖離しているので、共振周波数の変動が問題となることはない。
上述したように、本実施形態のモータ駆動装置では、制御装置１００は、ＰＷＭ変調の方式を、複数の変調方式の中で選択的に切り替えるものである。また、直流電源２０からインバータ回路４０への電力供給経路である母線３０には、コンデンサ６０、７０とコイル８０とを有するフィルタ回路３１が設けられており、このフィルタ回路３１が、スイッチング素子のスイッチングに伴って電気的共振回路となる。
ここで、前述した比較例のように複数の変調方式における基準搬送波の搬送波周波数を同一とする場合を周波数同一モードと呼ぶ。そして、周波数同一モード時に、複数の変調方式のうち、スイッチング素子のスイッチングに伴いコイル８０を流れる電流の周波数成分の値が最大となる電流最大周波数がフィルタ回路３１の共振周波数に最も近くなる変調方式を共振誘因変調方式と定義する。本実施形態では、３相変調方式が、周波数同一モード時の共振誘因変調方式である。
本実施形態の制御装置１００は、共振誘因変調方式である３相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、周波数同一モード時よりも電流最大周波数と共振周波数とが乖離するように、他の変調方式を選択したときとは異なる搬送波周波数の基準搬送波を用いてノッチ波を生成している。
これによると、周波数同一モード時にフィルタ回路３１と最も電気的共振を起こし易い共振誘因変調方式でＰＷＭ変調を行うときには、周波数同一モード時に対して電流最大周波数と共振周波数とが乖離するように搬送波周波数を変更し、他の変調方式とは異なる周波数の基準搬送波を採用する。したがって、周波数同一モード時には最も共振を起こし易い変調方式において、フィルタ回路の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路３１に発生する電流リプルを抑制することができる。
また、本実施形態では、同期モータ１２の複数相は３相であり、上記の複数の変調方式は、２相変調方式および３相変調方式である。そして、制御装置１００は、周波数同一モード時よりも、２相変調方式と３相変調方式とのうち共振誘因変調方式である一方の変調方式の搬送波周波数が、他方の変調方式の搬送波周波数に近づくように、一方の変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、他方の変調方式を選択したときとは異なる搬送波周波数の基準搬送波を用いてノッチ波を生成している。
これによると、２相変調方式および３相変調方式のうち、周波数同一モード時にフィルタ回路３１と電気的共振を起こし易い方の変調方式を選択してＰＷＭ変調を行うときには、周波数同一モード時よりも電流最大周波数と共振周波数とが乖離し、両方式の搬送波周波数が近似するように、変調方式毎に異なる周波数の基準搬送波を採用する。
したがって、周波数同一モード時に共振を起こし易い方の変調方式において、共振を起こし難い方の変調方式と同様に、フィルタ回路３１の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を２相変調方式と３相変調方式とで選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路３１に発生する電流リプルを確実に抑制することができる。
また、本実施形態では、周波数同一モード時の共振誘因変調方式は３相変調方式であり、制御装置１００は、３相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、２相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときの半分となる搬送波周波数の基準搬送波を用いてノッチ波を生成する。
これによると、２相変調方式選択時の電流最大周波数（図３図示１次成分周波数ｆ１）と３相変調方式選択時の電流最大周波数（図４図示２次成分周波数ｆ１）とを一致させることができる。したがって、周波数同一モード時に共振を起こし易い方の３相変調方式において、共振を起こし難い方の２相変調方式と同様に、フィルタ回路の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を２相変調方式と３相変調方式とで選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路３１に発生する電流リプルを一層確実に抑制することができる。
（他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。
上記実施形態では、制御装置１００が３相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、２相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときの半分となる搬送波周波数の基準搬送波を用いて、電流最大周波数をｆ１に一致させていたが、これに限定されるものではない。３相変調方式の電流最大周波数を、周波数同一モード時よりも共振周波数から乖離させて２相変調方式に近づけるものであれば、例えば、３相変調方式選択時の搬送波周波数を２相変調方式選択時の搬送波周波数の半分にまで低減させなくてもよい。このような場合には、３相変調方式選択時に大きく周波数を下げないため、音や振動を発生する問題を抑制することが可能な場合がある。
また、上記実施形態では、３相変調方式が周波数同一モード時の共振誘因変調方式であったが、これに限定されるものではない。例えば、周波数同一モード時の両方式の電流最大周波数がともに共振周波数よりも大きく、２相変調方式が周波数同一モード時の共振誘因変調方式となる場合であってもよい。このような場合には、２相変調方式選択時の搬送波周波数を周波数同一モード時よりも共振周波数から乖離させように大きくすればよい。
また、上記実施形態では、制御装置１００が２相変調方式と３相変調方式とを選択的に切り替える場合について説明したが、これに限定されるものではない。３つ以上の変調方式を選択的に切り替えるものであってもよい。例えば、３つの変調方式の中で変調方式を選択的に切り替える場合には、少なくとも共振誘因変調方式の搬送波周波数を、周波数同一モード時よりも共振周波数から乖離させように、他の変調方式選択時とは異なるものとすればよい。
ここで、上記３つの変調方式を、周波数同一モード時の電流最大周波数が共振周波数に近い方から順に、第１変調方式（共振誘因変調方式に相当）、第２変調方式および第３変調方式と呼ぶものとする。第１、第２、第３変調方式の中で変調方式を選択的に切り替える場合には、周波数同一モード時に対して、第１変調方式選択時のみ搬送波周波数を共振周波数から乖離させように変更するものであってもよい。このときには、第２、第３変調方式が他の変調方式に相当する。また、周波数同一モード時に対して、第１、第２変調方式選択時に搬送波周波数を共振周波数から乖離させように変更するものであってもよい。このときには、第３変調方式が他の変調方式に相当する。
また、複数の変調方式も２相変調方式および３相変調方式に限定されるものではなく、どのような変調方式を用いた場合であって、本発明を適用して有効である。例えば、変調方式の１つとして１相変調方式を採用することもできる。
また、上記実施形態では、フィルタ回路３１は、コンデンサ６０、７０およびコイル８０と、これらを繋ぐ配線により構成されていたが、これに限定されるものではない。フィルタ回路は、コンデンサ要素とコイル要素とを有するものであればよい。例えば、フィルタ回路３１がコイル体からなるコイル８０を備えておらず、コンデンサ６０、７０間の母線３０が、その長さや取り回し形状等に応じてコイル要素となるものであってもよい。
また、例えば、フィルタ回路は、上記実施形態のコンデンサ６０、７０およびコイル８０からなる構成に対して、共振周波数のシフトや共振特性の減衰等を目的として、素子等を追加したものであってもよい。ただし、素子等の追加はフィルタ回路の構成を複雑化させ、回路の大型化を招き易い。上記実施形態のように、モータ駆動装置が車載用であり、搭載スペース等の制約が大きい場合には、本発明を適用することで、フィルタ回路の構成の複雑化や大型化を抑止できる効果は極めて大きい。
また、上記実施形態では、モータ駆動装置に駆動制御される同期モータ１２は３相モータであったが、これに限定されるものではない。例えば、４相以上の複数相のモータであってもかまわない。
また、上記実施形態では、モータ駆動装置が、車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機の圧縮機構を負荷とするモータを駆動するものであったが、これに限定されるものではない。
１２ 同期モータ
２０ 直流電源（直流電圧の供給源）
３０ 母線（電力供給経路）
３１ フィルタ回路
４０ インバータ回路
６０、７０ コンデンサ（コンデンサ要素）
８０ コイル（コイル要素）
１００ 制御装置（制御手段）

Claims (3)

  1. 複数相のモータコイルを有するモータの前記複数相に対応して設けられたスイッチング素子を有するインバータ回路（４０）と、
    前記複数相の各相への印加電圧指令である変調波と基準搬送波との比較結果に基づいて生成したノッチ波によって前記スイッチング素子をスイッチングし、直流電圧をＰＷＭ変調により交流電圧に変換して前記複数相のモータコイルへ出力するように前記インバータ回路を制御する制御手段（１００）と、
    前記直流電圧の供給源（２０）から前記インバータ回路への電力供給経路（３０）に設けられ、コンデンサ要素（６０、７０）とコイル要素（８０）とを有するフィルタ回路（３１）と、を備え、
    前記制御手段は、前記ＰＷＭ変調の方式を、複数の変調方式の中で選択的に切り替えるものであり、
    前記フィルタ回路が、前記スイッチングに伴って電気的共振回路となるモータ駆動装置であって、
    前記複数の変調方式における前記基準搬送波の搬送波周波数を同一とした周波数同一モード時に、前記複数の変調方式のうち、前記スイッチングに伴い前記コイル要素を流れる電流の周波数成分の値が最大となる電流最大周波数が前記フィルタ回路の共振周波数に最も近くなる変調方式を共振誘因変調方式と定義した場合に、
    前記制御手段は、
    前記共振誘因変調方式を選択して前記ＰＷＭ変調するときには、前記周波数同一モード時よりも前記電流最大周波数と前記共振周波数とが乖離するように、他の前記変調方式を選択したときとは異なる前記搬送波周波数の前記基準搬送波を用いて前記ノッチ波を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
  2. 前記複数相は３相であり、
    前記複数の変調方式は、２相変調方式および３相変調方式であって、
    前記制御手段は、
    前記周波数同一モード時よりも、前記２相変調方式と前記３相変調方式とのうち前記共振誘因変調方式である一方の前記変調方式の前記搬送波周波数が、他方の前記変調方式の搬送波周波数に近づくように、
    前記一方の変調方式を選択して前記ＰＷＭ変調するときには、前記他方の変調方式を選択したときとは異なる前記搬送波周波数の前記基準搬送波を用いて前記ノッチ波を生成することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記共振誘因変調方式は前記３相変調方式であり、
    前記制御手段は、
    前記３相変調方式を選択して前記ＰＷＭ変調するときには、前記２相変調方式を選択したときの半分となる前記搬送波周波数の前記基準搬送波を用いて前記ノッチ波を生成することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
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