WO2014006820A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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酒井　剛志
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株式会社デンソー
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Definitions

  • the present disclosure relates to a motor driving device that drives a motor using an inverter circuit.
  • a motor driving device that drives a three-phase motor by PWM-modulating a DC voltage by switching a switching element of an inverter circuit to convert the DC voltage into an AC voltage and outputting the voltage to a three-phase motor coil.
  • a modulation method for performing PWM modulation is known in which a two-phase modulation method and a three-phase modulation method are selectively switched in accordance with, for example, the state of a load driven by the motor. (For example, refer to Patent Document 1).
  • a motor driving device that switches between a two-phase modulation method and a three-phase modulation method as in the above-described prior art, it is general that the carrier frequency for PWM modulation is the same regardless of the switching of the modulation method.
  • a filter circuit having an electrical resonance characteristic is provided between the DC voltage supply source and the inverter circuit, one of the modulation methods is used.
  • the current ripple may increase due to resonance of the filter circuit. The generation of a large current ripple causes damage to the capacitor element and coil element of the filter circuit, for example, leading to a decrease in life.
  • the present disclosure has been made in view of the above points, and a motor capable of suppressing current ripple generated in a filter circuit even when a PWM modulation method is selectively switched among a plurality of modulation methods.
  • An object is to provide a drive device.
  • a motor driving device includes an inverter circuit having a switching element provided corresponding to a plurality of motor coils of a motor, and a modulated wave that is an applied voltage command to each phase of the plurality of phases.
  • the switching element is switched by a PWM wave generated by PWM modulation based on the comparison result with the reference carrier wave, and the inverter circuit is controlled so as to convert the DC voltage into an AC voltage by the switching and to output it to the multi-phase motor coil.
  • a filter circuit provided in a power supply path from a DC voltage supply source to the inverter circuit and having a capacitor element and a coil element.
  • the control device selectively switches the PWM modulation method among a plurality of modulation methods, and the filter circuit becomes an electrical resonance circuit in accordance with the switching.
  • Each modulation method of PWM modulation has a current peak frequency that maximizes the value of the frequency component of the current flowing through the coil element with switching, and one of the plurality of modulation methods is defined as a resonance-induced modulation method. Is done.
  • Resonance-induced modulation method uses a current peak frequency closer to the resonance frequency of the filter circuit than the current peak frequency of any other multiple modulation methods in the same frequency mode where the carrier frequencies of the reference carriers of the plurality of modulation methods are the same. Have.
  • the control device uses a modulation method other than the resonance induced modulation method so that the difference between the current peak frequency of the resonance induced modulation method and the resonance frequency is greater than that in the same frequency mode.
  • PWM waves are generated using a reference carrier having a carrier frequency different from that of the reference carrier.
  • the current peak frequency and the resonance frequency are different from each other so that the current peak frequency is different from that in the same frequency mode.
  • a reference carrier having a frequency different from that of the modulation method is employed. Therefore, the resonance of the filter circuit can be suppressed in the modulation system that is most likely to cause resonance in the same frequency mode. In this way, even when the modulation method of PWM modulation is selectively switched among a plurality, the current ripple generated in the filter circuit can be suppressed.
  • the motor driving device of this embodiment is for driving a synchronous motor 12 of an electric compressor 10.
  • the electric compressor 10 is a compressor disposed in a heat pump cycle of a vehicle air conditioner using, for example, carbon dioxide as a refrigerant, and drives a compression mechanism 11 as a load by a built-in synchronous motor 12.
  • the electric compressor 10 is an electric compressor that compresses and discharges a gas-phase refrigerant (for example, compressed to a critical pressure or more in the case of carbon dioxide refrigerant) in the compression mechanism 11.
  • the synchronous motor 12 of the present embodiment is, for example, a synchronous motor having a four-pole three-phase coil that rotationally drives a rotor in which magnets are embedded.
  • the DC power supply 20 shown in FIG. 1 is an example of a DC voltage supply source composed of a high voltage battery capable of outputting a voltage of 288V, for example.
  • a high voltage relay system 50 is disposed on a pair of buses 30 extending from the DC power supply 20 to the inverter circuit 40.
  • the high voltage relay system 50 includes a plurality of relays and resistors. When applying a high voltage, the high voltage relay system 50 starts the voltage application in a path having a resistor and then switches to a path having no resistor so that no inrush current flows in the bus 30. It has a function to do.
  • the high voltage relay system 50 is configured to cut off the power feeding path when an abnormal state is detected in the electric compressor 10 or the like.
  • capacitors 60 and 70 as smoothing means are interposed between a pair of buses 30, which is an example of a power supply path from the DC power supply 20 to the inverter circuit 40.
  • Capacitor 60 is provided to smooth the voltage that varies due to the influence of electric device 9 connected in parallel to inverter circuit 40 with respect to bus 30.
  • the electric device 9 include a vehicle driving motor drive device, a charging device, and a step-down DC / DC conversion device.
  • the electric device 9 is the main drive among the motor driving devices fed from the DC power supply 20.
  • This is a drive device followed by a drive device including the inverter circuit 40.
  • the main drive device is, for example, a device that has a larger input power fed from the DC power supply 20 than the subordinate drive device.
  • the main drive device may be a device that is preferentially supplied with power when it is difficult to supply power to both drive devices.
  • the input power to the electric device 9 is larger by one digit or more (10 times or more) than the input power to the electric compressor 10 via the inverter circuit 40, Due to the influence, fluctuations in the voltage applied from the DC power supply 20 to the inverter circuit 40 via the bus 30 are likely to increase.
  • the capacitor 60 is provided to suppress this voltage fluctuation.
  • the capacitor 70 is provided to absorb surges and ripples that are generated when the switching elements of the inverter circuit 40 are switched.
  • a coil 80 is disposed between the connection point of the capacitor 60 and the connection point of the capacitor 70 of one bus 30.
  • the coil 80 is provided to suppress interference between the two capacitors 60 and 70 provided in parallel between the bus bars 30.
  • the coil 80 is provided for the purpose of changing the resonance frequency generated by the relationship between the capacitor 60 and the capacitor 70.
  • the inverter circuit 40 is composed of arms for three phases of U phase, V phase, and W phase corresponding to the stator coil of the synchronous motor 12, and converts the DC voltage input via the bus 30 into AC by PWM modulation. Output.
  • the U-phase arm is configured by connecting in series an upper arm in the figure in which the switching element and the reflux diode are connected in antiparallel, and a lower arm in the figure in which the switching element and the diode are antiparallel connected, An output line 45 extending from a connection portion between the upper arm and the lower arm is connected to the motor coil.
  • the V-phase arm and the W-phase arm are similarly configured by a switching element and a diode, and an output line 45 extending from a connection portion between the upper arm and the lower arm is connected to the motor coil.
  • the switching element for example, an element such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) can be used.
  • the arm composed of the switching element and the diode may be a switching element such as RCIGBT (Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor), which is a power semiconductor in which an IGBT and a diode for reverse conduction are integrated on one chip.
  • RCIGBT Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the filter circuit 31 including the capacitors 60 and 70 that are two capacitor elements and the coil 80 that is a coil element is an electric resonance circuit that causes a relatively large electric resonance depending on the frequency of the current flowing from the inverter circuit 40. It becomes.
  • the filter circuit 31 is an electrical resonance circuit having a resonance frequency at the position illustrated in FIG.
  • the control device 100 is a drive circuit unit that controls the switching operation of each switching element of the inverter circuit 40 to control the driving of the synchronous motor 12.
  • the control device 100 inputs motor coil current value information detected by the current detector 90 provided on the bus 30 and generates a PWM wave (notch wave) that is a switching signal based on the motor coil current value information. Output to 40.
  • the control device 100 first selects a modulation method for performing PWM modulation in the inverter circuit 40 (step 110).
  • a modulation method is selected according to the rotational speed of the synchronous motor 12. For example, when the synchronous motor 12 has a low rotation speed less than a predetermined rotation speed, for example, immediately after startup, a three-phase modulation method is employed. For example, when the synchronous motor 12 reaches a steady state and becomes a high rotation of a predetermined number of revolutions or more, a two-phase modulation method is employed in which the on / off state of the one-phase switching element is fixed and modulation is performed in two phases.
  • the modulation method is a two-phase modulation method (step 120). If it is determined in step 120 that the two-phase modulation method is selected (in the case of YES), the frequency of the reference carrier wave (carrier wave) when generating the PWM wave (switching wave) is set to f1 (Ste 130). On the other hand, if it is determined in step 120 that the three-phase modulation method is selected (NO), the frequency of the reference carrier wave when generating the PWM wave is set to f0 (step 130).
  • the reference carrier wave is, for example, a triangular wave, and f0 is half the frequency of f1.
  • Step 150 a switching wave for switching the switching element of each phase arm is generated and set as a switching wave by comparing the modulated wave, which is a voltage command applied to the motor coil of the synchronous motor 12, and the reference carrier wave.
  • the reference carrier wave having the frequency set in any of previous steps 130 and 140 is used.
  • step 160 the switching wave set in step 150 is output to each phase arm to control the operation of the switching element (step 160).
  • the process returns to step 110 for the control of the next 1PWM period.
  • the control device 100 performs the switching output for every 1 PWM period by executing the flow shown in FIG. 2 every 50 ⁇ s, for example.
  • the control device 100 selects the two-phase modulation method and performs switching of the switching element, for example, as shown in FIG. 3, the current flowing in the coil 80 of the filter circuit 31 Has the largest primary component of the frequency f1.
  • the control device 100 selects the three-phase modulation method and performs switching of the switching element, by setting the carrier frequency to f0, for example, as shown in FIG. The flowing current has the largest secondary component of the frequency f1.
  • the maximum component of the current spectrum flowing in the coil 80 of the filter circuit 31 is generated at the same frequency f1, as shown in FIG.
  • the frequency f 1 is relatively far from the resonance frequency of the filter circuit 31.
  • the current ripple flowing in the coil 80 is relatively small.
  • the frequency f2 at which the maximum component of the current spectrum flowing in the coil 80 of the filter circuit 31 is generated is relatively lower than the resonance frequency of the filter circuit 31. Get closer. Thereby, as illustrated in FIG. 9, the current ripple flowing in the coil 80 becomes relatively large.
  • the resonance frequency of the filter circuit 31 may vary slightly due to variations in the characteristics of the capacitors 60 and 70 and the coil 80, variations in the length of the bus 30 between the capacitors 60 and 70, and the like.
  • the frequency f1 that generates the maximum component of the current spectrum is compared with the resonance frequency of the filter circuit 31 regardless of whether the two-phase modulation method or the three-phase modulation method is selected. Therefore, the fluctuation of the resonance frequency does not become a problem.
  • the control device 100 selectively switches the PWM modulation method among a plurality of modulation methods.
  • a bus line 30 which is an example of a power supply path from the DC power supply 20 to the inverter circuit 40 is provided with a filter circuit 31 having capacitors 60 and 70 and a coil 80.
  • the filter circuit 31 is a switching element. As a result of switching, an electrical resonance circuit is formed.
  • the case where the carrier frequencies of the reference carriers in a plurality of modulation schemes are the same as in the comparative example described above is referred to as the same frequency mode.
  • the current peak frequency at which the value of the frequency component (amplitude) of the current flowing through the coil 80 is the closest to the resonance frequency of the filter circuit 31 is the closest to the resonance frequency of the filter circuit 31.
  • This modulation method is defined as a resonance induced modulation method.
  • the three-phase modulation method is a resonance induced modulation method in the same frequency mode.
  • the control device 100 When the PWM control is performed by selecting the three-phase modulation method, which is a resonance-induced modulation method, the control device 100 according to the present embodiment performs other modulation so that the current peak frequency and the resonance frequency are different from those in the same frequency mode.
  • a PWM wave is generated using a reference carrier wave having a carrier frequency different from that when the method is selected.
  • the carrier frequency is set so that the current peak frequency and the resonance frequency are different from those in the same frequency mode. And adopting a reference carrier having a frequency different from that of other modulation schemes. Therefore, the resonance of the filter circuit can be suppressed in the modulation system that is most likely to cause resonance in the same frequency mode. In this way, even if the modulation method of PWM modulation is selectively switched among a plurality, the current ripple generated in the filter circuit 31 can be suppressed.
  • the plurality of phases of the synchronous motor 12 are three phases, and the plurality of modulation schemes are a two-phase modulation scheme and a three-phase modulation scheme. Then, the control device 100 determines that the current peak frequency of one modulation method, which is a resonance induced modulation method among the two-phase modulation method and the three-phase modulation method, is the current peak frequency of the other modulation method. When one modulation method is selected and PWM modulation is performed so as to be closer to, a PWM wave is generated using a reference carrier wave having a carrier frequency different from that when the other modulation method is selected.
  • the resonance of the filter circuit 31 can be suppressed in the modulation method that is likely to cause resonance in the same frequency mode as in the modulation method that is less likely to cause resonance.
  • the PWM modulation method is selectively switched between the two-phase modulation method and the three-phase modulation method, the current ripple generated in the filter circuit 31 can be reliably suppressed.
  • the resonance induced modulation method in the same frequency mode is a three-phase modulation method
  • the control device 100 selects the two-phase modulation method when selecting the three-phase modulation method and performing PWM modulation.
  • a PWM wave is generated using a reference carrier wave having a carrier frequency that is half that of PWM modulation.
  • the current peak frequency when the two-phase modulation method is selected (primary component frequency f1 shown in FIG. 3) and the current peak frequency when the three-phase modulation method is selected (secondary component frequency f1 shown in FIG. 4) are matched.
  • the resonance of the filter circuit 31 can be suppressed in the three-phase modulation method that easily causes resonance in the same frequency mode as in the two-phase modulation method that hardly causes resonance.
  • the PWM modulation method is selectively switched between the two-phase modulation method and the three-phase modulation method, the current ripple generated in the filter circuit 31 can be more reliably suppressed.
  • the current peak frequency is obtained by using the reference carrier wave whose carrier frequency is half that of the two-phase modulation method and PWM modulation.
  • the present invention is not limited to this. If the current peak frequency of the three-phase modulation method is closer to the two-phase modulation method than the resonant frequency than in the same frequency mode, for example, the carrier frequency when selecting the three-phase modulation method is selected as the two-phase modulation method. It is not necessary to reduce it to half of the carrier frequency at the time. In such a case, since the frequency is not greatly lowered when the three-phase modulation method is selected, it may be possible to suppress the problem of generating sound and vibration.
  • the three-phase modulation method is a resonance-induced modulation method in the same frequency mode, but is not limited to this.
  • both types of current peak frequencies in the same frequency mode may be larger than the resonance frequency
  • the two-phase modulation method may be a resonance induced modulation method in the same frequency mode.
  • the carrier frequency at the time of selecting the two-phase modulation method may be increased so as to deviate from the resonance frequency than in the same frequency mode.
  • control device 100 selectively switches between the two-phase modulation method and the three-phase modulation method.
  • the present invention is not limited to this.
  • Three or more modulation schemes may be selectively switched. For example, when the modulation method is selectively switched among the three modulation methods, at least when the other modulation method is selected so that the carrier frequency of the resonance-induced modulation method is separated from the resonance frequency than in the same frequency mode. It may be different.
  • the three modulation schemes are divided into a first modulation scheme (corresponding to a resonance induced modulation scheme), a second modulation scheme, and a third modulation scheme in order from the one in which the current peak frequency in the same frequency mode is closer to the resonance frequency. Shall be called.
  • the modulation method is selectively switched among the first, second, and third modulation methods
  • the carrier frequency is changed so as to deviate from the resonance frequency only when the first modulation method is selected with respect to the same frequency mode. It may be a thing.
  • the second and third modulation schemes correspond to other modulation schemes.
  • the carrier frequency may be changed so as to deviate from the resonance frequency when the first and second modulation schemes are selected with respect to the same frequency mode.
  • the third modulation method corresponds to another modulation method.
  • the plurality of modulation schemes are not limited to the two-phase modulation scheme and the three-phase modulation scheme, and any modulation scheme is used, and the present disclosure is effective.
  • a one-phase modulation method can be adopted as one of the modulation methods.
  • the filter circuit 31 is composed of the capacitors 60 and 70 and the coil 80 and the wiring connecting them, but is not limited to this.
  • the filter circuit only needs to have a capacitor element and a coil element.
  • the filter circuit 31 may not include the coil 80 made of a coil body, and the bus bar 30 between the capacitors 60 and 70 may be a coil element according to its length, handling shape, and the like.
  • the filter circuit may be configured by adding an element or the like to the configuration including the capacitors 60 and 70 and the coil 80 of the above-described embodiment for the purpose of shifting the resonance frequency, attenuating the resonance characteristics, or the like. Good.
  • the addition of elements and the like complicates the configuration of the filter circuit and tends to increase the size of the circuit.
  • the motor drive device is for in-vehicle use and there are large restrictions on the mounting space or the like, the effect of being able to suppress the complexity and increase in size of the filter circuit by applying the present disclosure is Very big.
  • the synchronous motor 12 that is driven and controlled by the motor drive device is a three-phase motor, but is not limited thereto.
  • a multi-phase motor having four or more phases may be used.
  • the motor drive device drives the motor which makes the load the compression mechanism of the compressor arrange

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Abstract

　モータ駆動装置は、スイッチング素子を有するインバータ回路と、スイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えている。制御装置は、２相変調方式を選択した場合には、キャリア周波数をｆ１とし、３相変調方式を選択した場合には、２相変調方式のキャリア周波数ｆ１の半分となるｆ０をキャリア周波数とする。これにより、３相変調方式選択時にフィルタ回路に流れる電流の２次成分の周波数をフィルタ回路の共振周波数から乖離させることができる。これにより、ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替える場合であっても、フィルタ回路に発生する電流リプルを抑制することができる。

Description

モータ駆動装置 関連出願の相互参照
　本出願は、当該開示内容が参照によって本出願に組み込まれた、２０１２年７月３日に出願された日本特許出願２０１２－１４９７２３を基にしている。
　本開示は、インバータ回路を用いてモータを駆動するモータ駆動装置に関する。
　従来から、例えば、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングにより直流電圧をＰＷＭ変調して交流に変換して３相のモータコイルに電圧を出力することで、３相モータを駆動するモータ駆動装置がある。このようなモータ駆動装置では、ＰＷＭ変調する際の変調方式について、例えばモータが駆動する負荷の状態等に応じて２相変調方式と３相変調方式とを選択的に切り替えるものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００９－１８９２０３号公報
　上記従来技術のような２相変調方式と３相変調方式とを切り替えるモータ駆動装置では、変調方式の切り替えに係わらずＰＷＭ変調する際の搬送波周波数を同一とすることが一般的である。本願の発明者の検討によると、このようなモータ駆動装置において、直流電圧の供給源とインバータ回路との間に電気的共振特性を有するフィルタ回路が設けられている場合には、一方の変調方式でモータを駆動しているときに対して他方の変調方式でモータを駆動しているときの方が、フィルタ回路の共振によって電流リプルが大きくなる場合がある。大きな電流リプルの発生は、例えばフィルタ回路のコンデンサ要素やコイル要素にダメージを与え寿命低下等の原因となる。
　本開示は、上記点に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路に発生する電流リプルを抑制することが可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
　本開示の一態様によると、モータ駆動装置は、モータの複数相のモータコイルに対応して設けられたスイッチング素子を有するインバータ回路と、複数相の各相への印加電圧指令である変調波と基準搬送波との比較結果に基づいてＰＷＭ変調により生成したＰＷＭ波によってスイッチング素子をスイッチングし、当該スイッチングにより直流電圧を交流電圧に変換して複数相のモータコイルへ出力するようにインバータ回路を制御する制御装置と、直流電圧の供給源からインバータ回路への電力供給経路に設けられ、コンデンサ要素とコイル要素とを有するフィルタ回路と、を備える。制御装置は、ＰＷＭ変調の方式を、複数の変調方式の中で選択的に切り替えるものであり、フィルタ回路が、スイッチングに伴って電気的共振回路となる。ＰＷＭ変調の各変調方式は、スイッチングに伴いコイル要素を流れる電流の周波数成分の値が最大となる電流ピーク周波数を有しており、複数の変調方式のうちの一つは共振誘因変調方式と定義される。共振誘因変調方式は、複数の変調方式の基準搬送波同士の搬送波周波数を同一とした周波数同一モード時に、他のどの複数の変調方式の電流ピーク周波数よりもフィルタ回路の共振周波数に近い電流ピーク周波数を有している。制御装置は、共振誘因変調方式を用いてＰＷＭ変調するときには、周波数同一モード時よりも共振誘因変調方式の電流ピーク周波数と共振周波数との差が大きくなるように、共振誘因変調方式以外の変調方式の基準搬送波とは搬送波周波数が異なる基準搬送波を用いてＰＷＭ波を生成する。
　これによると、周波数同一モード時にフィルタ回路と最も電気的共振を起こし易い共振誘因変調方式でＰＷＭ変調を行うときには、周波数同一モード時よりも電流ピーク周波数と共振周波数とが乖離するように、他の変調方式とは異なる周波数の基準搬送波を採用する。したがって、周波数同一モード時には最も共振を起こし易い変調方式において、フィルタ回路の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路に発生する電流リプルを抑制することができる。
本開示の一実施形態におけるモータ駆動装置を示した概略回路図である。 一実施形態におけるモータ駆動装置の制御装置の概略制御動作を示すフローチャートである。 一実施形態の制御装置が２相変調方式を選択した場合にコイルに流れる電流を周波数解析した結果を示す図である。 一実施形態の制御装置が３相変調方式を選択した場合にコイルに流れる電流を周波数解析した結果を示す図である。 一実施形態のインバータ回路で発生した電流リプルによりコイルへ流れる電流の伝達特性と各変調方式の電流最大成分との関係を示す図である。 一実施形態のコイルに流れる電流波形の一例を示す図である。 比較例の制御装置が３相変調方式を選択した場合にコイルに流れる電流を周波数解析した結果を示す図である。 比較例におけるインバータ回路からコイルへ流れる電流の伝達特性と各変調方式の電流最大成分との関係を示す図である。 比較例におけるコイルに流れる電流波形の一例を示す図である。
　以下に、図面を参照しながら本開示を実施するための複数の形態を説明する。各形態において先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。各形態において構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については先行して説明した形態と同様とする。実施の各形態で具体的に説明している部分の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、実施の形態同士を部分的に組み合せることも可能である。
　本開示を適用した一実施形態について、図１～図９を参照して説明する。
　図１に示すように、本実施形態のモータ駆動装置は、電動圧縮機１０の同期モータ１２を駆動するためのものである。電動圧縮機１０は、例えば二酸化炭素等を冷媒とする車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機であり、内蔵する同期モータ１２により負荷としての圧縮機構１１を駆動する。電動圧縮機１０は、圧縮機構１１において、気相冷媒を圧縮して（例えば二酸化炭素冷媒であれば臨界圧力以上まで圧縮して）吐出する電動コンプレッサである。本実施形態の同期モータ１２は、例えば、磁石を埋設したロータを回転駆動する４極３相コイルを有する同期モータである。
　図１に示す直流電源２０は、例えば２８８Ｖの電圧を出力可能な高電圧バッテリからなる直流電圧の供給源の一例である。直流電源２０からインバータ回路４０へ延びる一対の母線３０には、高電圧リレーシステム５０が配設されている。高電圧リレーシステム５０は、複数のリレーと抵抗体とにより構成されている。高電圧リレーシステム５０は、高電圧を印加するときに、抵抗体を有する経路で電圧印加を開始した後に抵抗体を有しない経路に切り替えを行うことで、母線３０に突入電流が流れないようにする機能を有している。
　また、高電圧リレーシステム５０は、電動圧縮機１０等に異常状態が検知された場合には、給電経路を遮断するようになっている。
　図１に示すように、直流電源２０からインバータ回路４０への電力供給経路の一例である一対の母線３０間には、平滑手段としてのコンデンサ６０、７０が介設されている。コンデンサ６０は、母線３０に対してインバータ回路４０と並列に接続された電気装置９の影響により変動する電圧を平滑にするために設けられている。ここで、電気装置９としては、車両走行用モータ駆動装置、充電装置、降圧ＤＣ／ＤＣ変換装置等が挙げられる。
　例えば、車両に複数のモータ駆動装置が搭載されており、電気装置９が車両走行用モータ駆動装置である場合には、直流電源２０から給電されるモータ駆動装置のうち、電気装置９が主たる駆動装置であり、インバータ回路４０を含む駆動装置が従たる駆動装置である。ここで、主たる駆動装置とは、例えば、従たる駆動装置よりも、直流電源２０から給電される入力電力が大きい装置である。また、主たる駆動装置は、両駆動装置への給電が困難なときに、優先的に給電が行われる装置となる場合がある。
　このように、電気装置９への入力電力が、インバータ回路４０を介する電動圧縮機１０への入力電力に対して、例えば一桁以上（１０倍以上）大きいような場合には、電気装置９の影響により、直流電源２０から母線３０を介してインバータ回路４０へ印加される電圧の変動が大きくなり易い。コンデンサ６０は、この電圧変動を抑制するために設けられている。
　コンデンサ７０は、インバータ回路４０のスイッチング素子のスイッチングに伴って発生するサージやリプルを吸収するために設けられている。
　一方の母線３０のコンデンサ６０の接続点とコンデンサ７０の接続点との間には、コイル８０が配設されている。コイル８０は、母線３０間に並列に設けた２つのコンデンサ６０、７０の干渉を抑制するために設けられている。コイル８０は、コンデンサ６０とコンデンサ７０との関係により発生する共振周波数を変更すること等を目的として設けられている。
　インバータ回路４０は、同期モータ１２のステータコイルに対応したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分のアームからなり、母線３０を介して入力された直流電圧をＰＷＭ変調により交流に変換して出力するものである。
　Ｕ相アームは、スイッチング素子と還流用のダイオードとを逆並列接続した図示上方の上アームと、同じくスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した図示下方の下アームとを直列接続して構成され、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。Ｖ相アームおよびＷ相アームも、スイッチング素子とダイオードとにより同様に構成され、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。
　スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の素子を用いることができる。また、スイッチング素子とダイオードとからなるアームを、例えば、ＩＧＢＴと逆導通用ダイオードとを１チップに集積したパワー半導体であるＲＣＩＧＢＴ（Ｒｅｖｅｒｓｅ　Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ　Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子としてもかまわない。
　２つのコンデンサ要素であるコンデンサ６０、７０、および、コイル要素であるコイル８０からなるフィルタ回路３１は、インバータ回路４０から流入する電流の周波数によっては、比較的大きな電気的共振を起こす電気的共振回路となる。
　スイッチング素子のスイッチング動作に伴ってインバータ回路４０が発生した電流リプルによって、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流（すなわち、母線３０のコンデンサ６０とコンデンサ７０との間の部分に流れる電流）の伝達特性は、例えば図５に示すようになっている。フィルタ回路３１は、図５に例示する位置に共振周波数を有する電気的共振回路である。
　制御装置１００は、インバータ回路４０の各スイッチング素子のスイッチング動作制御を行って同期モータ１２の駆動を制御する駆動回路部である。制御装置１００は、母線３０に設けられた電流検出部９０で検出したモータコイル電流値情報等を入力し、これに基づいて、スイッチング信号であるＰＷＭ波（ノッチ波）を生成して、インバータ回路４０へ出力する。
　図２に示すように、制御装置１００は、まず、インバータ回路４０でＰＷＭ変調を行う際の変調方式を選択する（ステップ１１０）。ステップ１１０では、例えば同期モータ１２の回転数に応じて変調方式を選択する。同期モータ１２が例えば起動直後等で所定回転数未満の低回転であるときには、３相変調方式を採用する。同期モータ１２が例えば定常状態に到達し所定回転数以上の高回転となったときには、１相のスイッチング素子のオンオフ状態を固定して２相で変調を行う２相変調方式を採用する。
　ステップ１１０で変調方式を選択したら、その変調方式が２相変調方式であるか否か判断する（ステップ１２０）。ステップ１２０において、２相変調方式が選択されていると判断した場合（ＹＥＳの場合）には、ＰＷＭ波（スイッチング波）を生成する際の基準搬送波（キャリア波）の周波数をｆ１に設定する（ステップ１３０）。一方、ステップ１２０において、３相変調方式が選択されていると判断した場合（ＮＯの場合）には、ＰＷＭ波を生成する際の基準搬送波の周波数をｆ０に設定する（ステップ１３０）。基準搬送波は例えば三角波からなり、ｆ０はｆ１の半分の周波数である。
　ステップ１３０、１４０のいずれかを実行したら、ステップ１５０へ進む。ステップ１５０では、同期モータ１２のモータコイルへの印加電圧指令である変調波と、基準搬送波との比較により、各相アームのスイッチング素子をスイッチングするスイッチング波を生成して、スイッチング波として設定する。ステップ１５０では、直前のステップ１３０、１４０のいずれかで設定した周波数の基準搬送波を用いる。
　そして、次に、ステップ１５０で設定したスイッチング波を各相アームに出力してスイッチング素子を動作制御する（ステップ１６０）。ステップ１６０までを実行したら、次の１ＰＷＭ期間の制御のために、ステップ１１０へリターンする。制御装置１００は、例えば５０μｓ毎に図２に示すフローを実行して１ＰＷＭ期間毎のスイッチング出力を行うようになっている。
　上述の構成および作動によれば、制御装置１００が、２相変調方式を選択してスイッチング素子のスイッチングを行った場合には、例えば図３に示すように、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流は、周波数ｆ１の１次成分が最も大きくなる。一方、制御装置１００が、３相変調方式を選択してスイッチング素子のスイッチングを行った場合には、搬送波周波数をｆ０とすることにより、例えば図４に示すように、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流は、周波数ｆ１の２次成分が最も大きくなる。
　したがって、２相変調方式および３相変調方式のいずれを選択した場合であっても、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流スペクトラムの最大成分が同一の周波数ｆ１で発生し、図５に示すように、周波数ｆ１はフィルタ回路３１の共振周波数から比較的大きく乖離している。これにより、図６に例示するように、コイル８０に流れる電流リプルは比較的小さなものとなる。
　図７～図９に比較例を示す。３相変調方式を選択してスイッチング素子のスイッチングを行う場合に、搬送波周波数を２相変調方式を選択した場合と同様にｆ１とすると、例えば図７に示すように、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流は、周波数ｆ２の２次成分が最も大きくなる。
　したがって、図８に示すように、３相変調方式が選択された場合には、フィルタ回路３１のコイル８０に流れる電流スペクトラムの最大成分が発生する周波数ｆ２は、フィルタ回路３１の共振周波数に比較的近くなる。これにより、図９に例示するように、コイル８０に流れる電流リプルは比較的大きなものとなってしまう。
　図６と図９とを比較して明らかなように、本実施形態のモータ駆動装置によれば、フィルタ回路３１の共振によりフィルタ回路３１に発生する電流リプルを抑制することができる。したがって、フィルタ回路３１のコンデンサ６０、７０やコイル８０にダメージを与えることを抑制することができる。
　フィルタ回路３１は、コンデンサ６０、７０およびコイル８０の特性のばらつきや、コンデンサ６０とコンデンサ７０との間の母線３０の長さのばらつき等により、共振周波数が若干変動する場合がある。ところが、本実施形態のモータ駆動装置では、２相変調方式および３相変調方式のいずれを選択した場合であっても、電流スペクトラムの最大成分を発生する周波数ｆ１はフィルタ回路３１の共振周波数から比較的大きく乖離しているので、共振周波数の変動が問題となることはない。
　上述したように、本実施形態のモータ駆動装置では、制御装置１００は、ＰＷＭ変調の方式を、複数の変調方式の中で選択的に切り替えるものである。また、直流電源２０からインバータ回路４０への電力供給経路の一例である母線３０には、コンデンサ６０、７０とコイル８０とを有するフィルタ回路３１が設けられており、このフィルタ回路３１が、スイッチング素子のスイッチングに伴って電気的共振回路となる。
　ここで、前述した比較例のように複数の変調方式における基準搬送波の搬送波周波数を同一とする場合を周波数同一モードと呼ぶ。そして、周波数同一モード時に、複数の変調方式のうち、スイッチング素子のスイッチングに伴いコイル８０を流れる電流の周波数成分（振幅）の値が最大となる電流ピーク周波数がフィルタ回路３１の共振周波数に最も近くなる変調方式を共振誘因変調方式と定義する。本実施形態では、３相変調方式が、周波数同一モード時の共振誘因変調方式である。
　本実施形態の制御装置１００は、共振誘因変調方式である３相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、周波数同一モード時よりも電流ピーク周波数と共振周波数とが乖離するように、他の変調方式を選択したときとは異なる搬送波周波数の基準搬送波を用いてＰＷＭ波を生成している。
　これによると、周波数同一モード時にフィルタ回路３１と最も電気的共振を起こし易い共振誘因変調方式でＰＷＭ変調を行うときには、周波数同一モード時に対して電流ピーク周波数と共振周波数とが乖離するように搬送波周波数を変更し、他の変調方式とは異なる周波数の基準搬送波を採用する。したがって、周波数同一モード時には最も共振を起こし易い変調方式において、フィルタ回路の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を複数の中で選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路３１に発生する電流リプルを抑制することができる。
　また、本実施形態では、同期モータ１２の複数相は３相であり、上記の複数の変調方式は、２相変調方式および３相変調方式である。そして、制御装置１００は、周波数同一モード時よりも、２相変調方式と３相変調方式とのうち共振誘因変調方式である一方の変調方式の電流ピーク周波数が、他方の変調方式の電流ピーク周波数に近づくように、一方の変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、他方の変調方式を選択したときとは異なる搬送波周波数の基準搬送波を用いてＰＷＭ波を生成している。
　これによると、２相変調方式および３相変調方式のうち、周波数同一モード時にフィルタ回路３１と電気的共振を起こし易い方の変調方式を選択してＰＷＭ変調を行うときには、周波数同一モード時よりも電流ピーク周波数と共振周波数とが乖離し、両方式の電流ピーク周波数が近似するように、変調方式毎に異なる周波数の基準搬送波を採用する。
　したがって、周波数同一モード時に共振を起こし易い方の変調方式において、共振を起こし難い方の変調方式と同様に、フィルタ回路３１の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を２相変調方式と３相変調方式とで選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路３１に発生する電流リプルを確実に抑制することができる。
　また、本実施形態では、周波数同一モード時の共振誘因変調方式は３相変調方式であり、制御装置１００は、３相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、２相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときの半分となる搬送波周波数の基準搬送波を用いてＰＷＭ波を生成する。
　これによると、２相変調方式選択時の電流ピーク周波数（図３図示１次成分周波数ｆ１）と３相変調方式選択時の電流ピーク周波数（図４図示２次成分周波数ｆ１）とを一致させることができる。したがって、周波数同一モード時に共振を起こし易い方の３相変調方式において、共振を起こし難い方の２相変調方式と同様に、フィルタ回路３１の共振を抑制することができる。このようにして、ＰＷＭ変調の変調方式を２相変調方式と３相変調方式とで選択的に切り替えるものであっても、フィルタ回路３１に発生する電流リプルを一層確実に抑制することができる。
（他の実施形態）
　以上、本開示の好ましい実施形態について説明したが、本開示は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。
　上記実施形態では、制御装置１００が３相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときには、２相変調方式を選択してＰＷＭ変調するときの半分となる搬送波周波数の基準搬送波を用いて、電流ピーク周波数をｆ１に一致させていたが、これに限定されるものではない。３相変調方式の電流ピーク周波数を、周波数同一モード時よりも共振周波数から乖離させて２相変調方式に近づけるものであれば、例えば、３相変調方式選択時の搬送波周波数を２相変調方式選択時の搬送波周波数の半分にまで低減させなくてもよい。このような場合には、３相変調方式選択時に大きく周波数を下げないため、音や振動を発生する問題を抑制することが可能な場合がある。
　また、上記実施形態では、３相変調方式が周波数同一モード時の共振誘因変調方式であったが、これに限定されるものではない。例えば、周波数同一モード時の両方式の電流ピーク周波数がともに共振周波数よりも大きく、２相変調方式が周波数同一モード時の共振誘因変調方式となる場合であってもよい。このような場合には、２相変調方式選択時の搬送波周波数を周波数同一モード時よりも共振周波数から乖離させように大きくすればよい。
　また、上記実施形態では、制御装置１００が２相変調方式と３相変調方式とを選択的に切り替える場合について説明したが、これに限定されるものではない。３つ以上の変調方式を選択的に切り替えるものであってもよい。例えば、３つの変調方式の中で変調方式を選択的に切り替える場合には、少なくとも共振誘因変調方式の搬送波周波数を、周波数同一モード時よりも共振周波数から乖離させように、他の変調方式選択時とは異なるものとすればよい。
　ここで、上記３つの変調方式を、周波数同一モード時の電流ピーク周波数が共振周波数に近い方から順に、第１変調方式（共振誘因変調方式に相当）、第２変調方式および第３変調方式と呼ぶものとする。第１、第２、第３変調方式の中で変調方式を選択的に切り替える場合には、周波数同一モード時に対して、第１変調方式選択時のみ搬送波周波数を共振周波数から乖離させように変更するものであってもよい。このときには、第２、第３変調方式が他の変調方式に相当する。また、周波数同一モード時に対して、第１、第２変調方式選択時に搬送波周波数を共振周波数から乖離させように変更するものであってもよい。このときには、第３変調方式が他の変調方式に相当する。
　また、複数の変調方式も２相変調方式および３相変調方式に限定されるものではなく、どのような変調方式を用いた場合であって、本開示を適用して有効である。例えば、変調方式の１つとして１相変調方式を採用することもできる。
　また、上記実施形態では、フィルタ回路３１は、コンデンサ６０、７０およびコイル８０と、これらを繋ぐ配線により構成されていたが、これに限定されるものではない。フィルタ回路は、コンデンサ要素とコイル要素とを有するものであればよい。例えば、フィルタ回路３１がコイル体からなるコイル８０を備えておらず、コンデンサ６０、７０間の母線３０が、その長さや取り回し形状等に応じてコイル要素となるものであってもよい。
　また、例えば、フィルタ回路は、上記実施形態のコンデンサ６０、７０およびコイル８０からなる構成に対して、共振周波数のシフトや共振特性の減衰等を目的として、素子等を追加したものであってもよい。ただし、素子等の追加はフィルタ回路の構成を複雑化させ、回路の大型化を招き易い。上記実施形態のように、モータ駆動装置が車載用であり、搭載スペース等の制約が大きい場合には、本開示を適用することで、フィルタ回路の構成の複雑化や大型化を抑止できる効果は極めて大きい。
　また、上記実施形態では、モータ駆動装置に駆動制御される同期モータ１２は３相モータであったが、これに限定されるものではない。例えば、４相以上の複数相のモータであってもかまわない。
　また、上記実施形態では、モータ駆動装置が、車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機の圧縮機構を負荷とするモータを駆動するものであったが、これに限定されるものではない。

Claims (3)

  1. 　モータの複数相のモータコイルに対応して設けられたスイッチング素子を有するインバータ回路（４０）と、
    　前記複数相の各相への印加電圧指令である変調波と基準搬送波との比較結果に基づいてＰＷＭ変調により生成したＰＷＭ波によって前記スイッチング素子をスイッチングし、当該スイッチングにより直流電圧を交流電圧に変換して前記複数相のモータコイルへ出力するように前記インバータ回路を制御する制御装置（１００）と、
    　前記直流電圧の供給源（２０）から前記インバータ回路への電力供給経路（３０）に設けられ、コンデンサ要素（６０、７０）とコイル要素（８０）とを有するフィルタ回路（３１）と、を備え、
    　前記制御装置は、前記ＰＷＭ変調の方式を、複数の変調方式の中で選択的に切り替えるものであり、
    　前記フィルタ回路が、前記スイッチングに伴って電気的共振回路となり、
    　前記ＰＷＭ変調の各変調方式は、前記スイッチングに伴い前記コイル要素を流れる電流の周波数成分の値が最大となる電流ピーク周波数を有しており、
    　前記複数の変調方式のうちの一つが共振誘因変調方式であり、
    　前記共振誘因変調方式は、前記複数の変調方式の前記基準搬送波同士の搬送波周波数を同一とした周波数同一モード時に、他のどの変調方式の電流ピーク周波数よりも前記フィルタ回路の共振周波数に近い電流ピーク周波数を有しており、
    　前記制御装置は、前記共振誘因変調方式を用いて前記ＰＷＭ変調するときには、前記周波数同一モード時よりも前記共振誘因変調方式の前記電流ピーク周波数と前記共振周波数との差が大きくなるように、前記共振誘因変調方式以外の前記変調方式の前記基準搬送波とは前記搬送波周波数が異なる前記基準搬送波を用いて前記ＰＷＭ波を生成するモータ駆動装置。
  2. 　前記複数相は３相であり、
    　前記複数の変調方式は、２相変調方式および３相変調方式であって、
    　前記２相変調方式と前記３相変調方式とのうち一方が前記共振誘因変調方式であり、
    　前記制御装置は、前記一方の変調方式を用いて前記ＰＷＭ変調するときには、前記周波数同一モード時よりも、前記一方の変調方式の前記電流ピーク周波数が、他方の前記変調方式の前記電流ピーク周波数に近づくように、前記他方の変調方式の前記搬送波周波数とは異なる前記搬送波周波数の前記基準搬送波を用いて前記ＰＷＭ波を生成する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記共振誘因変調方式は前記３相変調方式であり、
    　前記制御装置は、前記３相変調方式を用いて前記ＰＷＭ変調するときには、前記搬送周波数が前記２相変調方式の前記基準搬送波の半分となる前記基準搬送波を用いて前記ＰＷＭ波を生成する請求項２に記載のモータ駆動装置。
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