CN113841331B - 电动机驱动装置、压缩机驱动装置以及制冷环路装置 - Google Patents

Abstract

一种电动机驱动装置(105)，使用dq旋转坐标对连接于具有周期性负载转矩脉动的机械装置(2)的交流电动机(1)的驱动进行控制，该电动机驱动装置(105)具备：电力变换部(3)，基于电压指令将直流电压变换为交流电压并输出至交流电动机(1)；电流检测部(4)，检测交流电动机(1)的相电流；位置速度确定部(5)，确定交流电动机(1)的磁极位置及转速；d轴电流脉动产生部(6)，基于q轴电流脉动或q轴电流脉动指令，生成与q轴电流脉动或q轴电流脉动指令同步且制止电压指令的振幅的增减的d轴电流脉动指令；以及dq轴电流控制部(7)，使用磁极位置、转速、相电流、q轴电流脉动或q轴电流脉动指令和d轴电流脉动指令，生成在与磁极位置同步地旋转的dq旋转坐标上控制相电流的电压指令。

Description

电动机驱动装置、压缩机驱动装置以及制冷环路装置

技术领域

本发明涉及驱动交流电动机的电动机驱动装置、压缩机驱动装置以及制冷环路装置。

背景技术

目前，交流电动机被用作各种机械装置的动力源。在机械装置当中，负载转矩产生周期性变动的装置、即具有周期性负载转矩脉动的装置很多。在交流电动机、机械装置等中，有时会由于负载转矩脉动而产生振动、噪声等。因此，研究了与振动抑制控制相关的各种技术。

如果负载转矩脉动的信息为已知，则通过前馈来抑制振动并不困难，但通常负载转矩脉动的振幅、相位等取决于机械装置的工作条件而变化。事先收集负载转矩脉动的信息很麻烦，另外，当产生与事先收集到的数据不同的脉动时，前馈控制发挥不了效果。因此，研究了检测并反馈振动、速度脉动等特征性信息的方法。根据基于反馈的方法，在控制器侧自动决定能够减少振动、速度脉动等的控制指令值。

许多振动抑制控制技术以在用于对交流电动机供给电力的电力变换器线性地工作的区域中的工作为前提。专利文献1中公开了如下技术：连续地切换控制，以便在逆变器的线性区域进行振动抑制控制，在过调制区域进行基于电压相位控制的弱磁控制。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2017-55466号公报

发明内容

发明所要解决的技术课题

然而，根据上述以往技术，当试图在高速旋转时进行振动抑制控制时，需要在平均上使大量d轴电流流过而使调制率具有大的裕量。因此，存在交流电动机的驱动装置的效率受损的问题。

本发明是鉴于上述问题而做出的，目的在于得到能够在在过调制区域中进行振动抑制控制的同时抑制效率降低的电动机驱动装置。

用于解决技术课题的技术方案

为了解决上述技术课题并达到目的，本发明为使用dq旋转坐标对连接于具有周期性负载转矩脉动的机械装置的交流电动机的驱动进行控制的电动机驱动装置。电动机驱动装置的特征在于具备：电力变换部，基于电压指令将直流电压变换为交流电压并将交流电压输出至交流电动机；电流检测部，检测流过交流电动机的相电流；位置速度确定部，确定交流电动机的磁极位置及转速；d轴电流脉动产生部，基于周期性q轴电流脉动或周期性q轴电流脉动指令，生成与q轴电流脉动或q轴电流脉动指令同步且制止电压指令的振幅的增减的d轴电流脉动指令；以及dq轴电流控制部，使用磁极位置、转速、相电流、q轴电流脉动或q轴电流脉动指令和d轴电流脉动指令，生成在与磁极位置同步地旋转的dq旋转坐标上控制相电流的电压指令。

发明效果

根据本发明，电动机驱动装置实现能够在在过调制区域中进行振动抑制控制的同时抑制效率降低的效果。

附图说明

图1为示出实施方式1的电动机驱动装置的结构例的框图。

图2为示出表示作为实施方式1的电动机驱动装置的控制对象的嵌入型永磁同步电动机的交流电动机在高速区域旋转时施加于交流电动机的电压的状态的电压矢量的图。

图3为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较对象的电压指令矢量的第1图。

图4为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较对象的电压指令矢量的第2图。

图5为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较对象的电压指令矢量的第3图。

图6为示出实施了实施方式1的振动抑制控制时的电压指令矢量的图。

图7为示出实施方式1的d轴电流脉动产生部中的简便的d轴电流脉动的计算方法的第1图。

图8为示出实施方式1的d轴电流脉动产生部中的简便的d轴电流脉动的计算方法的第2图。

图9为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较例的工作波形的例子的图。

图10为示出实施了实施方式1的振动抑制控制时的工作波形的例子的图。

图11为示出实施方式1的电动机驱动装置的工作的流程图。

图12为示出实施方式2的电动机驱动装置的硬件结构的例子的图。

图13为示出实施方式3的电动机驱动装置的结构例的框图。

图14为示出实施方式3的电动机驱动装置的工作的流程图。

图15为示出实施方式4的电动机驱动装置的结构例的框图。

图16为示出在实施方式4的电动机驱动装置中电压非饱和时的电压矢量轨迹的例子的图。

图17为示出实施方式4的电动机驱动装置的工作的流程图。

图18为示出实施方式5的电动机驱动装置的结构例的框图。

图19为用于说明实施方式5的电动机驱动装置进行的偏移校正的必要性的第1图。

图20为用于说明实施方式5的电动机驱动装置进行的偏移校正的必要性的第2图。

图21为示出实施方式5的电动机驱动装置中的偏移校正量的计算方法的一例的图。

图22为示出实施方式5的电动机驱动装置的工作的流程图。

图23为示出实施方式6的压缩机驱动装置的结构例的图。

图24为示出实施方式6的压缩机驱动装置具备的压缩室的详细结构例的示意图。

图25为示出实施方式6的制冷剂压缩机的负载转矩的波形的例子的图。

图26为示出实施方式7的制冷环路装置的结构例的图。

附图标记

1：交流电动机；2：机械装置；2a：制冷剂压缩机；3：电力变换部；4：电流检测部；5：位置速度确定部；5a：位置传感器；6：d轴电流脉动产生部；7：dq轴电流控制部；8、11：减法部；9：第一速度控制部；10：第二速度控制部；12：弱磁控制部；13：d轴电流脉动指令选择部；14：偏移校正部；15：加法部；101：控制电路；105、105a、105b、105c：电动机驱动装置；200：压缩机驱动装置；300：制冷环路装置。

具体实施方式

以下，基于附图详细说明本发明的实施方式的电动机驱动装置、压缩机驱动装置以及制冷环路装置。此外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1.

图1为示出本发明的实施方式1的电动机驱动装置105的结构例的框图。电动机驱动装置105连接于交流电动机1。交流电动机1与机械装置2机械连接。交流电动机1为机械装置2的动力源。电动机驱动装置105对交流电动机1输出交流电压，从而机械装置2工作。

在本实施方式中，将交流电动机1设想为嵌入型永磁同步电动机，但也可以为表面型永磁同步电动机、绕组磁场式同步电动机、感应电动机、磁阻同步电动机等。为便于说明，将交流电动机1设为三相马达来说明，但也可以为二相马达、五相马达等其它相数的马达。

在本实施方式中，将机械装置2设为具有周期性负载转矩脉动的装置。关于具有这种特性的机械装置2，可以想到各种装置，而作为代表例有名的是压缩机。压缩机为压缩空气、制冷剂等物质并排出压缩后的物质的装置。在压缩物质的工序中，对电动机要求大的转矩，在排出工序中，对电动机要求的转矩降低。由此可知，压缩机具有周期性负载转矩脉动。

在压缩机中，负载转矩脉动的周期由压缩机构的构造决定。例如，在被称为单回转式压缩机的类型的压缩机中，在具有1个压缩室的压缩机构旋转1周的期间，压缩工序及排出工序各进行1次。因此，单回转式压缩机的负载转矩脉动的角频率等于压缩机构的旋转角速度。另外，在被称为双回转式压缩机的类型的压缩机中，在具有两个压缩室的压缩机构旋转1周的期间，压缩工序及排出工序各进行两次。因此，双回转式压缩机的负载转矩脉动的角频率为压缩机构的旋转角速度的两倍。此外还有往复式压缩机、涡旋式压缩机、螺杆式压缩机等各种压缩机。负载转矩脉动的角频率大多为压缩机构的旋转角速度的N倍。此外，N为正实数。

此外，虽然作为机械装置2的代表例举出了压缩机，但仅为一例而不限于此。只要是负载转矩周期性脉动的机械装置，则任何机械装置都能够应用本实施方式的控制。另外，在交流电动机1及机械装置2在构造上形成为一体的情况下，也能够将交流电动机1自身具有的转矩纹波认为是负载转矩脉动，因此也能够针对交流电动机1的转矩纹波应用本实施方式的控制。

电动机驱动装置105使用dq旋转坐标控制连接于机械装置2的交流电动机1的驱动。dq旋转坐标为在电动机等的控制中使用的通常的矢量控制的方法。对电动机驱动装置105的结构进行说明。如图1所示，电动机驱动装置105具备电力变换部3、电流检测部4、位置速度确定部5、d轴电流脉动产生部6和dq轴电流控制部7。

电力变换部3将从未图示的电源输入的电力变换为规定的形式的电力并输出。电力变换部3不论结构如何，只要能够驱动交流电动机1即可。在此，将电力变换部3设为通用的电压型逆变器来进行说明。电压型逆变器为对从直流电压源供给的直流电压进行开关以变换为期望的交流电压的装置。具体而言，电力变换部3基于从dq轴电流控制部7输出的电压指令将直流电压变换为交流电压。电力变换部3将变换后的交流电压输出至交流电动机1。此外，电力变换部3只要能够对交流电动机1供给期望的交流电力，则可以为如电流型逆变器、矩阵转换器这样的其它类型的电路，也可以为多电平变换器。

电流检测部4检测流过交流电动机1的相电流。电流检测部4的种类、配置等没有特别限制。电流检测部4可以为使用被称为CT(Current Transformer，电流互感器)的变压器的类型的电流传感器，也可以为使用分流电阻的类型的电流传感器，也可以组合使用CT及分流电阻。电流检测部4在图1中配置于交流电动机1与电力变换部3之间的布线，测量流过交流电动机1的相电流，但也可以配置于其它部位。例如，电流检测部4可以配置于电力变换部3的内部。

在将电流检测部4配置于电力变换部3的内部的情况下，能够使用在逆变器的直流母线的N侧配置分流电阻的单分流电流检测方式、与逆变器的下支路串联地插入分流电阻的下支路分流电流检测方式等。与使用CT的情况相比较，单分流电流检测方式及下支路分流电流检测方式在能够检测电流的定时方面存在限制，但能够降低部件成本。

另外，在交流电动机1为三相马达的情况下，在电动机驱动装置105中，如果对任意两相配置电流传感器则能够用基尔霍夫电流定律计算另一相的电流，所以可以不用对三相全都配置电流传感器。

为了对交流电动机1进行矢量控制，需要检测或推定交流电动机1的磁极位置及转速。位置速度确定部5确定交流电动机1的磁极位置及转速。具体而言，位置速度确定部5基于从dq轴电流控制部7输出的电压指令及由电流检测部4检测的交流电动机1的相电流，推定交流电动机1具有的未图示的转子的磁极位置及交流电动机1的转速。关于转子的磁极位置，也称为转子位置。

此外，在电动机驱动装置105中，如果能够对交流电动机1安装位置传感器5a，则可以将位置传感器5a用作位置速度确定部5。位置传感器5a可以为旋转式编码器，也可以为旋转变压器(resolver)。另外，可以使用称为转速表传感器(tachogenerator)的速度传感器来代替位置传感器5a。但是取决于使用环境、成本等限制，有时会无法使用位置传感器5a、速度传感器等。因此，在本实施方式中，以电动机驱动装置105进行无位置传感器控制为前提来进行说明。但显然这并不意在限制本发明，也可以使用位置传感器5a、速度传感器来构成本申请的电动机驱动装置。

关于交流电动机1的无位置传感器控制提出了各种方法，但基本上可以使用任何方法。例如如下的速度推定方法是公知的：通过状态观测器推定交流电动机1的状态量，使用状态量的推定误差对转速进行自适应识别。该方法为被称为自适应观测器的方法，具有能够进行对于感应电压常数的变化而稳健的速度推定的优点。在不使用自适应观测器的情况下，可以仅根据速度电动势的反正切来进行磁极位置推定。该方法被称为反正切法。反正切法虽然存在当感应电压常数有误差时会产生速度推定误差的缺点，但计算比自适应观测器更简单。还提出了其它许多无位置传感器控制法，但只要能够推定交流电动机1的转速及磁极位置，则使用任何方法都可以。

d轴电流脉动产生部6是在电动机驱动装置105中进行特征性工作的最重要的关键点，因此对于详情将在后说明，d轴电流脉动产生部6根据q轴电流脉动i_qAC决定、即生成d轴电流脉动指令i_dAC ^*。在此，q轴电流脉动i_qAC可以为指令值，也可以为实际流过交流电动机1的电流值。即，d轴电流脉动产生部6基于周期性q轴电流脉动i_qAC或将在实施方式3中后述的周期性q轴电流脉动指令i_qAC ^*，生成与q轴电流脉动i_qAC或q轴电流脉动指令i_qAC ^*同步且制止电压指令的振幅的增减的d轴电流脉动指令i_dAC ^*。在实施方式1中，将q轴电流脉动i_qAC设为从未图示的速度脉动抑制控制部或振动抑制控制部被提供。为了减少机械装置2的振动，需要使交流电动机1的马达转矩与周期性负载转矩脉动同步地脉动，因此在该种类的电动机驱动装置105中q轴电流产生脉动并不少见。此外，速度脉动抑制控制部、振动抑制控制部等的结构没有特别限制。例如，可以使用如日本特开平1-308184号公报中记载的进行反馈控制的控制部，也可以使用事先检测负载转矩脉动的振幅、相位等而进行前馈补偿的控制部。另外，可以为观测交流电动机1的速度脉动并进行消除速度脉动的控制的控制部，也可以为在机械装置2安装未图示的加速度传感器、进行消除由加速度传感器观测到的加速度脉动的控制的控制部。也可以为利用未图示的应变计等力传感器进行减少施加于机械装置2的重复应力的脉动的控制的控制部。

dq轴电流控制部7控制流过交流电动机1的相电流。作为dq轴电流控制部7，优选为使用在dq旋转坐标上的矢量控制部。通常的矢量控制部在以转子磁极为基准的dq旋转坐标上进行电流控制。这是由于，当将相电流变换为dq旋转坐标上的值时，交流量变为直流量而易于控制。由于坐标变换需要磁极位置信息，因此用位置速度确定部5推定磁极位置。dq轴电流控制部7使用至少q轴电流脉动i_qAC及d轴电流脉动指令i_dAC ^*这两个信息来计算dq轴电流指令。dq轴电流控制部7除了使用这两个信息之外，还可以使用从未图示的速度控制部、弱磁控制部等其它控制部提供的信息来决定dq轴电流指令。dq轴电流控制部7以使包括d轴电流脉动指令i_dAC ^*的dq轴电流指令与dq轴电流一致的方式进行控制，决定针对电力变换部3的电压指令。具体而言，dq轴电流控制部7使用由位置速度确定部5确定出的磁极位置及转速、由电流检测部4检测到的相电流、q轴电流脉动i_qAC或q轴电流脉动指令i_qAC ^*和由d轴电流脉动产生部6生成的d轴电流脉动指令i_dAC ^*，生成在与磁极位置同步地旋转的dq旋转坐标上控制相电流的电压指令。作为dq旋转坐标中的电流控制法，通常使用在d轴及q轴的各轴配置PI(Proportional Integral，比例积分)控制部并且并用通过以前馈方式补偿dq轴的干扰分量的非干扰化控制部的方法。然而，只要dq轴电流适当地跟随dq轴电流指令，则也可以使用其它任何方法。dq轴电流控制部7决定dq旋转坐标上的电压指令，使用磁极位置信息将dq旋转坐标上的电压指令进行坐标变换为三相静止坐标的值，并输出至电力变换部3。

接下来，对d轴电流脉动产生部6的必要性及工作进行说明。图2为示出表示作为实施方式1的电动机驱动装置105的控制对象的嵌入型永磁同步电动机的交流电动机1在高速区域旋转时施加于交流电动机1的电压的状态的电压矢量的图。因为在高速区域，多数情况下能够忽略由交流电动机1的绕组电阻引起的电压降，所以在图2中省略了由绕组电阻引起的电压降。另外，图2为示出稳态状态下的电压矢量的图，省略了瞬态项。在交流电动机1中，当电角速度ω_e逐渐上升时，速度电动势ω_eΦ_a逐渐增加。在此，Φ_a为dq轴磁通交链数，为马达固有的值。速度电动势ω_eΦ_a在q轴方向上产生。在永磁同步电动机中，q轴电流与马达的磁转矩成比例。通常，由于机械装置2做一些机械功，因此交流电动机1必须输出一些转矩。交流电动机1中流过q轴电流i_q，由于q轴电流i_q的电枢反应，在d轴方向上产生称为ω_eL_qi_q的电压。在此，L_q为q轴电感。另一方面，因为d轴电流i_d对转矩的贡献度低，所以当交流电动机1的转速在慢于高速区域时的低中速区域时，d轴电流i_d被控制为小于高速区域的值。作为低中速区域的d轴电流指令决定法，公知的方法有i_d＝0控制、最大转矩/电流控制(MTPA：Maximum Torque Per Ampere control，每安培最大转矩控制)等。另一方面，在高速区域，速度电动势ω_eΦ_a及电压ω_eL_qi_q的矢量和有时会超过电力变换部3的最大输出电压，需要使用被称为弱磁控制的方法。

通常，电力变换部3能够输出至交流电动机1的交流电压的最大电压有限制，所以在将dq轴电压的限制值设为V_om的情况下，在高速区域，针对限制值V_om，式(1)的近似式的关系成立。此外，严格来说，电力变换部3的输出极限范围为六边形，但在此用圆来近似考虑。在本实施方式中，以用圆来近似为前提进行讨论，但毋庸赘言，可以严格考虑为六边形来进行讨论。

[数学式1]

在本实施方式中，将以原点为中心的半径为限制值V_om的圆称为电压限制圆21。此外，公知的是，在电力变换部3为PWM(Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)逆变器的情况下，限制值V_om取决于直流母线电压的值而变动。

由于在高速区域中速度电动势ω_eΦ_a变得非常大，为了使q轴电流i_q变大，需要使d轴电流i_d在负方向流过，使电压指令矢量ν^*的振幅收敛于电压限制圆21的范围内。像这样，使d轴定子磁通L_di_d在与dq轴磁通交链数Φ_a为反方向上产生而使电压振幅减小的控制方法通常被称为弱磁控制。在此，L_d为d轴电感。专利文献1中记载的电压相位控制也是一种弱磁控制。

作为弱磁控制最简单的方法是基于电压方程式决定d轴电流指令的方法。关于d轴电流i_d求解式(1)可以得到式(2)。

[数学式2]

然而，能够得到式(2)所示的d轴电流i_d的弱磁控制存在易受到马达常数的变化、波动等影响的缺点，在工业界不太被使用。

代替能够得到式(2)所示的d轴电流i_d的弱磁控制而使用的是积分型的弱磁控制。公知的是例如通过对电压指令矢量的振幅|ν^*|与限制值V_om的差分进行积分控制来决定d轴电流指令i_d ^*的方法。在该方法中，在电压指令矢量的振幅|ν^*|大于限制值V_om的情况下，在负方向上增加d轴电流指令i_d ^*，相反地，在电压指令矢量的振幅|ν^*|小于限制值V_om的情况下，减小d轴电流指令i_d ^*。作为一般原则，对d轴电流指令i_d ^*适当地插入限制器。这是为了防止d轴电流指令i_d ^*过大而交流电动机1消磁的情况。另外，为了防止在交流电动机1的转速在低中速区域而正的d轴电流i_d流过的情况，可以插入正方向的限制器。一般将正方向的限值设为零或“最大转矩/电流控制的电流指令值”。

如专利文献1那样，通过对控制相位加上积分控制的输出、使电压相位提前来等效地进行弱磁控制的方法也是公知的。

然而，积分型的弱磁控制不易受到交流电动机1的常数变动的影响，但不适合于q轴电流i_q高频变化的情况。这是因为无法提高积分控制的控制响应。通常的无位置传感器控制中的电流控制响应为约三千～四千rad/s。由于弱磁控制构成为电流控制的外环，因此当考虑到控制上的稳定性时，弱磁控制响应只能设计为电流控制响应的约1/10。因此，弱磁控制响应的极限是三百～四百rad/s。与此相对，速度脉动抑制控制及振动抑制控制所要求的性能逐年升高，以扰动角频率而言要求抑制一千～二千rad/s的振动。即，由于弱磁控制响应的上限值相对于要求规格过低，因此可以说根据以往的积分型的弱磁控制无法实现高频的振动抑制控制。即使在使用位置传感器5a构成电动机驱动装置的情况下，虽然数字不同，但也可能产生同样的控制响应设计的问题。例如，在试图用有位置传感器控制来制止住在高速区域中扰动频率为二千rad/s的振动的情况下，需要将电流控制响应设定为二万rad/s以上、将弱磁控制响应设定为二千rad/s以上的高增益。当考虑装置成本与控制性能的平衡时，即使是有位置传感器控制，大多也无法将控制响应设定得如此之高。因而，无论有无位置传感器5a，都可以说根据以往的积分型的弱磁控制无法实现高频的振动抑制控制。

除了被认为在电力变换部3输出至交流电动机1的交流电压中产生电压饱和的高速区域中难以实现高响应的转矩控制之外，当还存在弱磁控制的控制响应的问题时，不得不说在高速区域的振动抑制控制是困难的。例如，在专利文献1中，对在高速区域不进行振动抑制控制而平稳地使振动抑制控制停止的方法进行了讨论。

此外，如专利文献1中提及的那样，如果无视马达效率，则通过一直使所需以上的d轴电流i_d流过而在高速区域也应该能够进行振动抑制控制。然而这是不现实的。例如，由于空调用的压缩机受到严格的节能限制，因此无法一直使所需以上的d轴电流i_d流过。即使从节能以外的观点来考虑，也能够容易想象由过量的d轴电流i_d导致的铜损增加可能会引起对机械装置2的散热设计带来不良影响等各种问题。

与此相对，本实施方式实现以往极为困难的在高速区域及高频区域的振动抑制控制。具体而言，将q轴电流分解为“包含直流分量的低频分量”和“包含扰动角频率的高频分量”，针对高频的q轴电流脉动i_qAC进行所需最低限度的弱磁控制，从而实现在高速区域及高频区域的振动抑制控制。

使用附图具体说明本实施方式的效果。图3为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较对象的电压指令矢量的第1图。图4为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较对象的电压指令矢量的第2图。图5为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较对象的电压指令矢量的第3图。图6为示出实施了实施方式1的振动抑制控制时的电压指令矢量的图。在此，为便于说明，设为使用积分型的弱磁控制部及反馈型的振动抑制控制部。在图3中，为了进行振动抑制控制，设为想要产生高频的q轴电流脉动i_qAC1。但是，为了不使平均速度变化，设为需要一直使包含直流分量的低频的q轴电流i_qDC1流过。此时，如果d轴电流i_d没有大的变化，则电压指令矢量ν^*的顶端的轨迹在与d轴平行的方向上起伏。如果电压指令矢量ν^*一直在电压限制圆21的范围内则没有问题，但在高速区域或大负载区域，在q轴电流的总和i_qDC1+i_qAC1变大的瞬间，超过电压限制圆21的范围。当电压饱和时，期望的q轴电流无法流过。在q轴电流脉动i_qAC1无法流过的情况下，如图4所示，反馈型的振动抑制控制部试图使振幅更大的q轴电流脉动i_qAC2流过。由于q轴电流脉动i_qAC2大于q轴电流脉动i_qAC1，因此如果试图使q轴电流脉动i_qAC2流过，则需要更大的电压。在此，为了使电压指令矢量的振幅|ν^*|变小，积分型的弱磁控制部使d轴电流i_d在负方向上变大。进行了这种操作的结果是，最终流过的q轴电流脉动为i_qAC3。即使假设q轴电流脉动i_qAC1为正弦波信号，q轴电流脉动i_qAC3也由于电压饱和的影响而失真，变为非正弦波信号。

在负载转矩脉动小的情况下，即使不使用本实施方式的振动抑制控制，也能够使振动减少一些。然而，在如图4那样工作的情况下，马达转矩产生畸变而产生噪声，还使dq轴电流指令变大至所需以上而铜损增加。另外，在负载转矩脉动大的情况下，有时无法如预期那样产生q轴电流脉动i_qAC而反而使振动增加。

图5示出使d轴电流i_d足够大以免产生电压饱和之后试图产生高频的q轴电流脉动i_qAC1时的状态。如果使d轴电流i_d足够大，则不会产生图4中所示的问题，但是如前所述，图5的方法在节能方面存在问题。

另一方面，示出实施了本实施方式的振动抑制控制的状态的图6显示出适合于使高频的q轴电流脉动i_qAC流过的电压指令矢量的轨迹。在此，设为能够如式(3)那样表示高频的q轴电流脉动i_qAC。

[数学式3]

i_qAC＝I_qAMP sin(2πf_dt+δ)......(3)

在此，f_d为机械装置2对交流电动机1施加的扰动的频率，I_qAMP为高频q轴电流脉动的振幅，δ为相位校正量。将扰动频率f_d设为与未图示的速度控制部或反馈型弱磁控制部的设计响应相比足够高。高频q轴电流脉动的振幅I_qAMP及相位校正量δ为可以由电动机驱动装置105的设计者决定的参数。通常，以制止住电动机驱动装置105的振动的方式决定高频q轴电流脉动的振幅I_qAMP及相位校正量δ，但也可以按照其它基准来决定。高频q轴电流脉动的振幅I_qAMP及相位校正量δ可以通过试错性实机评测来决定，也可以使用前述的日本特开平1-308184号公报等所记载的振动抑制控制来决定。

扰动频率f_d与未图示的速度控制部的设计响应相比足够高，并且在试图使交流电动机1以恒定速度旋转的情况下，包含直流分量的低频的q轴电流i_qDC如式(4)所示可以被视为大致恒定。

[数学式4]

i_qDC≈恒定……(4)

同样地，扰动频率f_d与未图示的反馈型弱磁控制部的设计响应相比足够高，并且在试图使交流电动机1以恒定速度旋转的情况下，包含直流分量的低频的d轴电流i_dDC也如式(5)所示可以被视为大致恒定。此外，d轴电流i_dDC可以通过手动调节，也可以将d轴电流i_dDC代入于式(2)来计算，因此不需要必须具有反馈型的弱磁控制部。

[数学式5]

i_dDC≈恒定……(5)

在图6中，在使包含直流分量的低频的d轴电流i_dDC流过的状态下，提供使电压指令矢量的顶端的轨迹与电压限制圆21一致的d轴电流脉动i_dAC。作为使d轴电流i_dDC流过的方法，公知的有前述的积分型的弱磁控制。由于在q轴电流的总和i_qDC+i_qAC大时需要更大的负的d轴电流，在q轴电流的总和i_qDC+i_qAC小时应该减小负的d轴电流而使铜损减少，因此在本实施方式中，使d轴电流脉动i_dAC与q轴电流脉动i_qAC同步地变化。据此，转矩畸变也变小，还能够解决积分型弱磁控制部的响应的问题。详情将在后说明，而与式(2)的弱磁控制相比还具有不易受到马达常数的变动的影响的优点。

根据这样的理由，在本实施方式中，d轴电流脉动产生部6采用根据q轴电流脉动i_qAC决定d轴电流脉动指令i_dAC ^*的构造。

对d轴电流脉动产生部6的具体的d轴电流脉动i_dAC的计算方法进行说明。虽然可以制定使电压指令矢量的顶端的轨迹与电压限制圆21完全一致的计算式，但在此考虑更简单且实用的方法。图7为示出实施方式1的d轴电流脉动产生部6中的简便的d轴电流脉动i_dAC的计算方法的第1图。图8为示出实施方式1的d轴电流脉动产生部6中的简便的d轴电流脉动i_dAC的计算方法的第2图。当将电压ω_eL_qi_qDC、电压ω_eL_di_dDC及速度电动势ω_eΦ_a的矢量和设为平均电压指令矢量时，从平均电压指令矢量与电压限制圆21的交点对电压限制圆21引出切线。在此，设为将平均电压指令矢量与q轴所成的角称为平均电压相位角θ_νave。在试图使电压指令矢量的轨迹与该切线一致的情况下，当着眼于图7所示的两个直角三角形时，能够简单地决定d轴电流脉动指令i_dAC ^*。图8为将图7中的两个直角三角形放大的图。显然，通过初等几何学计算，这些直角三角形的1个角与θ_νave相等。然后根据图8可知，如果q轴电流脉动i_qAC和平均电压相位角θ_νave为已知，则如果能够使式(6)所示的d轴电流脉动i_dAC流过，就能够得到期望的电压指令矢量轨迹。此外，在能够将平均电压相位角θ_νave视为大致恒定时，式(6)能够被认为是q轴电流脉动i_qAC的一次函数。

[数学式6]

即，也可以说d轴电流脉动产生部6基于电压超前角的平均值的正切与q轴电流脉动i_qAC或q轴电流脉动指令i_qAC ^*的相乘结果，生成d轴电流脉动指令i_dAC ^*。如图7所示，在q轴电流脉动i_qAC较小的条件下，圆轨迹与切线轨迹之差小。因此，虽然一般认为在实际使用上切线轨迹就足够了，但在振动非常大的情况下近似误差难以忽视。在想要更加接近圆轨迹的情况下，对式(6)追加q轴电流脉动i_qAC的平方项、立方项、四次方项等而提高近似的次数，使d轴电流脉动i_dAC有些畸变即可。在工作点附近，用约四次近似可以得到相当接近圆轨迹的轨迹。像这样，d轴电流脉动产生部6生成d轴电流脉动指令i_dAC ^*，以使电压指令的矢量的轨迹被维持于规定的半径、在此半径为限制值V_om的电压限制圆21的圆周方向或切线方向。

与式(2)相比，式(6)的用于计算的马达常数的数量减少。在式(2)中，在计算中使用dq轴磁通交链数Φ_a，但在式(6)中不使用。因此，式(6)对于Φ_a的变动是稳健的。另外，虽然式(2)和式(6)在计算中均使用dq轴电感L_d、L_q，但式(6)的电感误差的影响较少。另外，在式(2)中低频分量和高频分量这两者受到电感误差的影响，但在式(6)中仅有高频分量受到电感误差的影响。根据这些情况可以说，与式(2)的以往方法相比，本实施方式的弱磁控制不易受到马达常数变动的影响。

图9为示出未实施实施方式1的振动抑制控制时的作为比较例的工作波形的例子的图。图10为示出实施了实施方式1的振动抑制控制时的工作波形的例子的图。图9及图10按照相同的比例来绘制。均为将机械装置2设为旋转式压缩机并使之高速运行时的波形，条件的不同仅在于是否应用本实施方式的振动抑制控制。在旋转式压缩机中，也取决于压缩室的数量，在交流电动机1旋转1周的期间产生1个周期至M个周期的负载转矩脉动。此外，将M设为2以上的整数。在此，使用反馈型的振动抑制控制，进行使负载转矩及马达转矩的基波分量一致的控制。另外，作为包含直流分量的低频分量的弱磁控制，进行积分型的弱磁控制。

首先，当比较转矩波形时，可知在图9及图10这两图中负载转矩及马达转矩的基波大体一致，但图9中转矩的畸变较大。该转矩的畸变不是有意产生的，会造成产生噪声、振动等，所以不是优选的。

接下来，当比较电压振幅时，可知在图9中产生大幅波动，而在图10中被控制为大体恒定。在图9中虽然试图用积分型的弱磁控制将电压振幅控制为恒定，但积分型的弱磁控制部针对高频的q轴电流脉动i_qAC不具有足够的响应性。因此，当施加高频的q轴电流脉动i_qAC时，无法将电压振幅控制为恒定。在q轴电流脉动i_qAC大时该倾向明显。另一方面，在图10中，由于单独实施针对q轴电流脉动i_qAC的弱磁控制，因此能够使电压振幅恒定。

最后，对d轴电流及q轴电流进行比较。在前述的图3至图5时有过说明，当电压饱和时无法使期望的q轴电流流过。当期望的q轴电流无法流过时，反馈型的振动抑制控制部试图使q轴电流指令的脉动更大。其结果是，在图9中q轴电流指令变得非常大。然而，为了使大的q轴电流流过，需要更大的电压。在此，为了使电压指令矢量的振幅|ν^*|变小，积分型的弱磁控制部使d轴电流i_d在负方向上变大。其结果是，当比较图9及图10的d轴电流的绝对值平均时，图9的绝对值平均较大。但是，尽管使d轴电流的绝对值平均增加了，q轴电流也无法跟随指令值，而在波形的顶点部分产生畸变。该q轴电流的畸变是引起转矩的畸变的原因。图9中，除了q轴电流指令的振幅由于电压饱和的影响而增加之外，d轴电流的绝对值平均也增加，因此未图示的铜损增加而无法进行高效的运行。另一方面，在图10中，因为计算适当的d轴电流脉动i_dAC，所以q轴电流指令的振幅不会增大，d轴电流的绝对值平均也不会增加。因此，与图9相比，图10中铜损减少，能够实现高效的振动抑制控制。

由于这些理由，在进行振动抑制控制的情况下，可以说将低频分量与高频分量分开而进行弱磁控制是合理的方法。

使用流程图来说明电动机驱动装置105的工作。图11为示出实施方式1的电动机驱动装置105的工作的流程图。电流检测部4检测交流电动机1的相电流(步骤S1)。位置速度确定部5基于从dq轴电流控制部7输出的电压指令以及由电流检测部4检测的交流电动机1的相电流，确定交流电动机1的磁极位置及转速(步骤S2)。d轴电流脉动产生部6使用q轴电流脉动i_qAC生成d轴电流脉动指令i_dAC ^*(步骤S3)。dq轴电流控制部7使用由位置速度确定部5确定出的交流电动机1的磁极位置及转速、由电流检测部4检测的交流电动机1的相电流、q轴电流脉动i_qAC和由d轴电流脉动产生部6生成的d轴电流脉动指令i_dAC ^*，决定dq轴电流指令，生成在与磁极位置同步地旋转的dq旋转坐标上控制流过交流电动机1的电流的电压指令(步骤S4)。

如以上说明的那样，根据本实施方式，在电动机驱动装置105中，d轴电流脉动产生部6生成与q轴电流脉动i_qAC同步且制止由q轴电流脉动i_qAC引起的电压指令矢量的振幅的增减的d轴电流脉动指令i_dAC ^*。设为dq轴电流控制部7使用d轴电流脉动指令i_dAC ^*来生成对电力变换部3的电压指令。据此，电动机驱动装置105在过调制区域中，能够在用少的d轴电流i_d高效地进行振动抑制控制的同时抑制效率的降低。电动机驱动装置105制止电压指令的振幅的增减，从而能够实现在高速区域的振动抑制控制。

实施方式2.

在实施方式2中，对实施方式1中说明过的电动机驱动装置105的具体的硬件结构进行说明。

图12为示出实施方式2的电动机驱动装置105的硬件结构的例子的图。在图12中，对各自与图1所示的结构相同或相当的部分分别附加相同的附图标记来进行说明。

在电动机驱动装置105中，d轴电流脉动产生部6及dq轴电流控制部7由控制电路101来实现。控制电路101具备处理器102及存储器103作为硬件。虽然未图示，但存储器103具备随机存取存储器等易失性存储装置和闪存等非易失性辅助存储装置。此外，虽然未图示，但存储器103可以具备硬盘等辅助存储装置来代替随机存取存储器等易失性存储装置和非易失性辅助存储装置。处理器102执行从存储器103输入的程序。由于存储器103具备辅助存储装置和易失性存储装置，因此程序从辅助存储装置经由易失性存储装置输入至处理器102。另外，处理器102可以将运算结果等数据输出至存储器103的易失性存储装置，也可以经由易失性存储装置将数据保存于辅助存储装置。

关于电力变换部3及电流检测部4，研究了各种方式，而基本上使用任何方式都可以。另外，作为位置速度确定部5，可以具有位置传感器5a，但这也基本上为任何方式的传感器都可以。虽然在此未图示，但电动机驱动装置105可以还具有检测电力变换部3的输入输出电压、直流母线电压等的电压检测部。

作为各构成要素之间的数据的发送接收方法，基本上任何方式都可以。各构成要素可以用数字信号发送数据，也可以用模拟信号发送数据。对于数字信号，可以为并行通信也可以为串行通信。模拟信号及数字信号可以由未图示的变换器适当变换。例如，在用模拟信号表达电流检测部4检测出的相电流的情况下，由未图示的A/D(Analogto Digital，模-数)变换器将模拟信号变换为数字信号并向处理器102发送数据。未图示的A/D变换器可以在控制电路101的内部，也可以在电流检测部4的内部。同样地，处理器102向电力变换部3发送的电压指令的信号可以为模拟信号，也可以为数字信号。另外，处理器102可以具有载波比较调制部、空间矢量调制部等调制部，可以将进行过调制后的脉冲串作为电压指令从处理器102向电力变换部3发送。

关于与位置传感器5a、电压检测部及控制电路101之间的通信方法也是同样的。

处理器102基于交流电动机1的q轴电流脉动i_qAC进行式(6)的计算，计算d轴电流脉动指令i_dAC ^*。然后，处理器102基于dq轴的电流脉动实施电流控制，决定电压指令，从而实现在高速区域的振动抑制控制。此外，q轴电流脉动i_qAC可以为指令值，也可以为检测值。q轴电流脉动i_qAC可以从未图示的其它计算机提供，也可以在处理器102内部计算。另外，如果计算能力具有裕量，则处理器102可以进行其它计算处理。也就是说，处理器102可以进行图1及图12中未图示的速度控制运算、振动抑制控制运算、积分型的弱磁控制运算等其它控制运算处理。

实施方式3.

实施方式1中说明过的图1所示的电动机驱动装置105的结构为最低限度的结构。在实施方式3中，具体说明更适合于实际使用的电动机驱动装置的结构例。对与实施方式1不同的部分进行说明。

图13为示出实施方式3的电动机驱动装置105a的结构例的框图。电动机驱动装置105a是对图1所示的实施方式1的电动机驱动装置105追加了减法部8、第一速度控制部9、第二速度控制部10、减法部11及弱磁控制部12而成的。此外，位置速度确定部5可以为任何结构，而在此根据由电流检测部4检测的交流电动机1的相电流及输入至电力变换部3的电压指令来推定交流电动机1的磁极位置及转速。

减法部8计算表示交流电动机1的转速的速度指令与由位置速度确定部5推定的转速即推定速度的差分，输出差分作为速度偏差e_ω。

第一速度控制部9使用速度偏差e_ω控制交流电动机1的平均速度。第一速度控制部9生成频率低于q轴电流脉动i_qAC或q轴电流脉动指令i_qAC ^*且控制交流电动机1的平均速度的q轴电流指令i_qDC ^*。第一速度控制部9通常进行反馈控制，但也可以进行前馈控制。第一速度控制部9以使速度偏差e_ω为零的方式决定包含直流分量的低频侧的q轴电流指令i_qDC ^*。已知当使用PI控制部作为第一速度控制部9时，针对阶跃响应的稳态速度偏差为零。虽然PI控制部的增益设计还简单，但也可以使用其它控制规则。但是，第一速度控制部9存在响应设计上的限制，一般认为仅靠第一速度控制部9无法制止住高频的速度脉动。

通常的无位置传感器控制下的电流控制响应为约三千～四千rad/s。第一速度控制部9构成为电流控制的外环，因此当考虑控制上的稳定性时，第一速度控制部9的速度控制响应只能设计为电流控制响应的约1/10。因此，第一速度控制部9的速度控制响应的极限是三百～四百rad/s。在机械装置2的负载转矩脉动的角频率高于速度控制响应的情况下，由于仅靠第一速度控制部9无法制止住速度脉动，因此需要第二速度控制部10。

第二速度控制部10生成抑制由负载转矩脉动引起的速度脉动的q轴电流脉动指令i_qAC ^*。第二速度控制部10被称为振动抑制控制部或速度脉动抑制控制部等，关于它们已经提出了各种方法。在此为便于说明，举出前述的日本特开平1-308184号公报中记载的反馈型的振动抑制技术为例来进行说明。此外，可以事先评价负载转矩脉动的特性，基于事先评价的结果进行前馈补偿，但因为反馈型的调节较少，所以设为使用反馈型来进行说明。

在前述的日本特开平1-308184号公报的方法中，在周期扰动的频率为已知的条件下，第二速度控制部10按周期扰动的频率对速度偏差e_ω进行傅立叶级数展开，提取余弦分量E_ωcos及正弦分量E_ωsin。例如，在机械装置2为旋转式压缩机的情况下，速度偏差e_ω的余弦分量E_ωcos及正弦分量E_ωsin通过式(7)及式(8)来计算。此外，对本领域技术人员来说不言自明，式(7)及式(8)的积分运算及除法处理可以用利用低通滤波器的近似积分来代替。

[数学式7]

[数学式8]

在式(7)及式(8)中，k表示压缩室的数量。例如，单回转式压缩机中k＝1，双回转式压缩机中k＝2。

接下来，第二速度控制部10分别对余弦分量E_ωcos及正弦分量E_ωsin进行积分控制。因为余弦分量E_ωcos及正弦分量E_ωsin为直流量，所以控制是简单的。在将积分控制的结果分别设为I_qcos ^*及I_qsin ^*的情况下，第二速度控制部10能够通过将它们恢复为交流量来决定q轴电流脉动指令i_qAC ^*。该运算式为例如式(9)所示。

[数学式9]

以上为前述的日本特开平1-308184号公报的振动抑制控制的方法，因为该方法简单且效果好，所以在工业界被广泛使用。

此外，对本领域技术人员来说不言自明，控制框图能够适当变形。例如，由于在永磁同步电动机中q轴电流与马达转矩大体成比例，因此可以将第一速度控制部9及第二速度控制部10的输出设为转矩的维度而不是q轴电流的维度。

在电力变换部3输出至交流电动机1的交流电压中电压未饱和的低中速区域，只要有第一速度控制部9及第二速度控制部10这两个就足够了，但当在电压饱和的高速区域不进行弱磁控制时，无法使期望的q轴电流流过。于是，需要弱磁控制部12。弱磁控制部12生成频率低于d轴电流脉动指令i_dAC ^*且用于将电压指令的振幅保持为规定的值以下的d轴电流指令i_dDC ^*。关于弱磁控制，迄今为止也提出了各种方案，基本上使用任何方法都可以，例如可以使用实施方式1中详细说明过的积分型的弱磁控制。在该方法中，首先，减法部11计算电压限制值与电压指令的振幅的电压偏差。弱磁控制部12将由减法部11计算出的电压偏差作为输入进行积分控制。此外，根据电压指令的矢量来计算电压指令的振幅的框未图示。弱磁控制部12决定包含直流分量的低频侧的d轴电流指令i_dDC ^*。由于弱磁控制部12也与第一速度控制部9同样地存在控制响应的限制，因此弱磁控制响应的极限为三百～四百rad/s。在机械装置2的负载转矩脉动的角频率高于弱磁控制响应的情况下，仅靠弱磁控制部12不能跟随基于第二速度控制部10产生的q轴电流脉动指令i_qAC ^*的电压变化，所以无法进行适当的振动抑制控制。

于是，电动机驱动装置105a使用d轴电流脉动产生部6，根据q轴电流脉动指令i_qAC ^*计算d轴电流脉动指令i_dAC ^*。d轴电流脉动产生部6基于q轴电流脉动指令i_qAC ^*，生成与q轴电流脉动指令i_qAC ^*同步且制止电压指令的振幅的增减的d轴电流脉动指令i_dAC ^*。电动机驱动装置105a通过与q轴电流的脉动相配合地使d轴电流增减，从而将电压指令矢量的顶端的轨迹维持于电压限制圆21的切线方向或圆周方向。据此，电动机驱动装置105a能够进行高效率且高性能的振动抑制控制。

dq轴电流控制部7根据磁极位置、转速、相电流、d轴电流指令i_dDC ^*、d轴电流脉动指令i_dAC ^*、q轴电流指令i_qDC ^*、q轴电流脉动指令i_qAC ^*决定dq轴电流指令。之后，dq轴电流控制部7在dq旋转坐标上进行电流控制，决定dq轴电压指令。dq轴电流控制部7将dq轴电压指令进行坐标变换为三相坐标上的指令值来生成电压指令并输出至电力变换部3，从而驱动交流电动机1。

使用流程图来说明电动机驱动装置105a的工作。图14为示出实施方式3的电动机驱动装置105a的工作的流程图。电流检测部4检测交流电动机1的相电流(步骤S11)。位置速度确定部5基于从dq轴电流控制部7输出的电压指令及由电流检测部4检测的交流电动机1的相电流，确定交流电动机1的磁极位置及转速(步骤S12)。第一速度控制部9使用速度偏差e_ω来生成q轴电流指令i_qDC ^*(步骤S13)。第二速度控制部10生成抑制由负载转矩脉动引起的速度脉动的q轴电流脉动指令i_qAC ^*(步骤S14)。d轴电流脉动产生部6使用q轴电流脉动指令i_qAC ^*来生成d轴电流脉动指令i_dAC ^*(步骤S15)。弱磁控制部12生成用于将电压指令的振幅保持为规定的值以下的d轴电流指令i_dDC ^*(步骤S16)。dq轴电流控制部7使用由位置速度确定部5确定出的交流电动机1的磁极位置及转速、由电流检测部4检测的交流电动机1的相电流、q轴电流指令i_qDC ^*、q轴电流脉动指令i_qAC ^*、d轴电流脉动指令i_dAC ^*和d轴电流指令i_dDC ^*，决定dq轴电流指令，生成在与磁极位置同步地旋转的dq旋转坐标上控制流过交流电动机1的电流的电压指令(步骤S17)。

此外，关于电动机驱动装置105a的硬件结构，减法部8、第一速度控制部9、第二速度控制部10、减法部11及弱磁控制部12与实施方式1的电动机驱动装置105的d轴电流脉动产生部6及dq轴电流控制部7同样地由控制电路101来实现。

如以上说明的那样，根据本实施方式，设为在电动机驱动装置105a中，第一速度控制部9生成q轴电流指令i_qDC ^*，第二速度控制部10生成q轴电流脉动指令i_qAC ^*，弱磁控制部12生成d轴电流指令i_dDC ^*。在该情况下，也能够得到与实施方式1同样的效果。

实施方式4.

在实施方式1至实施方式3中，d轴电流脉动产生部6以使电压指令矢量的顶端的轨迹尽可能与电压限制圆21一致的方式决定d轴电流脉动指令i_dAC ^*。然而，因为在电压非饱和状态下原本就不需要弱磁控制，所以将d轴电流脉动指令i_dAC ^*设为零更能够减少交流电动机1的铜损。在实施方式4中，对在电压非饱和状态下减少交流电动机1的铜损的情况进行说明。

图15为示出实施方式4的电动机驱动装置105b的结构例的框图。另外，图16为示出在实施方式4的电动机驱动装置105b中电压非饱和时的电压矢量轨迹的例子的图。此外，图16被绘制为d轴与电压指令矢量的顶端的轨迹平行，但实际上完全平行的情况很少见。在实际运用中为具有一定程度的倾斜的轨迹。电压指令矢量的顶端的轨迹与d轴大体平行地起伏。

电动机驱动装置105b是对图13所示的实施方式3的电动机驱动装置105a追加了d轴电流脉动指令选择部13而成的。在实施方式4中，dq轴电流控制部7在内部设置判别电压饱和状态及电压非饱和状态的未图示的构成要素，将判别结果作为电压非饱和标志输出至d轴电流脉动指令选择部13。在为电压非饱和状态的情况下，d轴电流脉动指令选择部13将d轴电流脉动指令i_dAC ^*强制性变更为零。在图15中，将d轴电流脉动指令选择部13的一个输入设为零，但由于如果d轴电流脉动指令i_dAC ^*为微小量就能够达到不产生多余的d轴电流脉动i_dAC的目的，因此也可以将规定的微小量代替零作为输入。有时将微小量称为第一值。即，d轴电流脉动指令选择部13基于dq轴电流控制部7的控制，选择d轴电流脉动指令i_dAC ^*或能够减少交流电动机1中的损耗的第一值并输出至dq轴电流控制部7。在电力变换部3的输出电压未达到最大值的情况下，dq轴电流控制部7使得从d轴电流脉动指令选择部13输出第一值。

像这样，电动机驱动装置105b在电压非饱和状态及电压饱和状态下切换d轴电流脉动指令i_dAC ^*，从而能够在任何状态下都实现高效率的振动抑制控制。

使用流程图来说明电动机驱动装置105b的工作。图17为示出实施方式4的电动机驱动装置105b的工作的流程图。在图17的流程图中，步骤S21以外的工作与图14所示的实施方式3的流程图是同样的。在电动机驱动装置105b中，d轴电流脉动指令选择部13基于来自dq轴电流控制部7的电压非饱和标志，选择d轴电流脉动指令i_dAC ^*或第一值作为对dq轴电流控制部7的输出值(步骤S21)。

此外，关于电动机驱动装置105b的硬件结构，d轴电流脉动指令选择部13与实施方式1的电动机驱动装置105的d轴电流脉动产生部6及dq轴电流控制部7同样地由控制电路101来实现。

如以上说明的那样，根据本实施方式，在电动机驱动装置105b中，d轴电流脉动指令选择部13基于来自dq轴电流控制部7的电压非饱和标志，选择并输出d轴电流脉动指令i_dAC ^*或第一值。设为dq轴电流控制部7使用d轴电流脉动指令i_dAC ^*或第一值来生成电压指令。据此，与实施方式1至实施方式3的情况相比，电动机驱动装置105b能够提高电压非饱和时的电动机驱动效率。

实施方式5.

在实施方式4中，由d轴电流脉动指令选择部13在电压非饱和状态和电压饱和状态下切换d轴电流脉动指令i_dAC ^*。在此，切换处理优选为以无缝方式进行。在实施方式5中，对以无缝方式切换d轴电流脉动指令i_dAC ^*的情况进行说明。

图18为示出实施方式5的电动机驱动装置105c的结构例的框图。电动机驱动装置105c是对图13所示的实施方式3的电动机驱动装置105a追加了偏移校正部14及加法部15而成的。偏移校正部14将电压指令和电压限制值作为输入，输出偏移校正量。即，偏移校正部14基于电压指令和表示作为电压指令能够输出的最大电压的电压限制值，计算针对d轴电流脉动指令i_dAC ^*的偏移校正量。加法部15对从d轴电流脉动产生部6输出的d轴电流脉动指令i_dAC ^*加上偏移校正量。加法部15将相加结果作为新的d轴电流脉动指令i_dAC ^*输出至dq轴电流控制部7。dq轴电流控制部7具备未图示的电流限制器，在新的d轴电流脉动指令i_dAC ^*为正值的情况下、或超过由未图示的最大转矩/电流控制部计算的指令值的情况下，将d轴电流指令限制为适当的值。

在此，对在电动机驱动装置105c中进行偏移校正的理由进行说明。图19为用于说明实施方式5的电动机驱动装置105c进行的偏移校正的必要性的第1图。图20为用于说明实施方式5的电动机驱动装置105c进行的偏移校正的必要性的第2图。在实施方式1至实施方式4中，对适合于振动抑制控制的电压指令矢量的顶端的轨迹进行了说明。如前所述，在电压饱和时圆周轨迹或切线轨迹适合于振动抑制控制，而在电压非饱和时d轴平行轨迹是适合的。根据这两点，在电压略有饱和的情况下，想象圆周轨迹与d轴平行轨迹组合而成的轨迹为适合于振动抑制控制的轨迹。具体而言为图19所示的轨迹。此时的d轴电流脉动指令i_dAC ^*通过前述的电流限制处理而为非正弦波波形。作为低中速区域的d轴电流指令决定法，广泛使用i_d＝0控制、最大转矩/电流控制等。显然，与这些控制部所决定的指令值相比，如果i_dDC ^*+i_dAC ^*在正方向上变大则铜损增加。因此，针对d轴电流脉动指令i_dAC ^*施加限制。其结果是，d轴电流脉动指令i_dAC ^*变为非正弦波。乍一看，觉得似乎仅简单施加电流限制处理即可，但在该情况下为图20所示的轨迹，得不到如图19的轨迹。这是由于在式(6)中未考虑电压指令矢量的振幅。在将ν_ave ^*设为电压指令矢量的振幅平均值的情况下，图20的轨迹与半径为振幅平均值ν_ave ^*的圆22的切线重合。与图19的轨迹相比，图20的轨迹中电压存在裕量，因此可以说使多余的d轴电流流过。换言之，如果不将d轴电流减小与电压的余裕量相应的量，则无法实现图19的轨迹。在本实施方式中，将减小该d轴电流的处理称为偏移校正。

可以考虑多种偏移校正的方式，而在此说明相比于几何学上的严谨性更重视计算的简单性的方法。图21为示出实施方式5的电动机驱动装置105c的偏移校正量的计算方法的一例的图。考虑电压指令矢量的振幅平均值ν_ave ^*相对于电压限制圆21的半径即限制值V_om存在裕量时的偏移校正量i_doff。当将q轴方向的电压余裕量设为ω_eL_di_doff时，根据图21可以导出式(10)的关系。

[数学式10]

取决于思路，在式(10)中故意低估了电压余裕量。这是为了抵消切线轨迹中的端部的近似误差的措施。如果想要使计算再稍微严谨一点，则可以还考虑图21中的作为“由未考虑部分导致的轨迹的偏差”的基础的被写为“未考虑部分”的部位的部分来进行计算。

关于偏移校正量i_doff求解式(10)可得到式(11)。

[数学式11]

当在使d轴电流脉动i_dAC平行移动与偏移校正量i_doff相应的量之后进行电流限制处理时，针对ω_eL_qi_qAC的q轴方向的电压变化ω_eL_d(i_qAC+i_doff)仅留下正弦波信号的下方的顶点附近，之后为恒定限制值。通过该处理，能够得到接近于图19的轨迹。其结果是，在低中速区域与高速区域的任意区域都能够实现高效率且高性能的振动抑制控制。

使用流程图来说明电动机驱动装置105c的工作。图22为示出实施方式5的电动机驱动装置105c的工作的流程图。在图22的流程图中，步骤S31及步骤S32以外的工作与图14所示的实施方式3的流程图是同样的。在电动机驱动装置105c中，偏移校正部14基于电压指令和电压限制值计算针对d轴电流脉动指令i_dAC ^*的偏移校正量(步骤S31)。加法部15对从d轴电流脉动产生部6输出的d轴电流脉动指令i_dAC ^*加上偏移校正量，并输出至dq轴电流控制部7(步骤S32)。

此外，关于电动机驱动装置105c的硬件结构，偏移校正部14及加法部15与实施方式1的电动机驱动装置105的d轴电流脉动产生部6及dq轴电流控制部7同样地由控制电路101来实现。

如以上说明的那样，根据本实施方式，在电动机驱动装置105c中，偏移校正部14计算针对d轴电流脉动指令i_dAC ^*的偏移校正量。设为加法部15对d轴电流脉动指令i_dAC ^*加上偏移校正量并输出至dq轴电流控制部7。据此，电动机驱动装置105c能够得到与实施方式4同样的效果，而且能够以无缝方式切换d轴电流脉动指令i_dAC ^*。

实施方式6.

在实施方式6中，对具备实施方式1中说明过的电动机驱动装置105的压缩机驱动装置进行说明。此外，虽然使用电动机驱动装置105来进行说明，但也能够应用实施方式3至实施方式5中说明过的电动机驱动装置105a、105b、105c。

图23为示出实施方式6的压缩机驱动装置200的结构例的图。压缩机驱动装置200具备电动机驱动装置105和制冷剂压缩机2a。作为一例，将制冷剂压缩机2a设为被称为滚动活塞式的旋转式压缩机，但也可以为其它种类的压缩机。制冷剂压缩机2a具备交流电动机1、轴201、压缩室202、吸入管道203和排出管道204。从吸入管道203吸入的制冷剂在压缩室202内被交流电动机1压缩，从排出管道204被排出。在制冷剂压缩机2a中，多采用交流电动机1浸入于制冷剂的构造，但由于温度变化剧烈而难以对交流电动机1安装位置传感器5a。因此，根据制冷剂压缩机2a的用途，必须对交流电动机1进行无位置传感器驱动。此外，交流电动机1由电动机驱动装置105驱动。

对制冷剂压缩机2a的构造及负载转矩进行说明。图24为示出实施方式6的压缩机驱动装置200具备的压缩室202的详细结构例的示意图。压缩室202由轴201、活塞205、排出阀208、叶片210、弹簧209、排出口207及吸入口206构成。轴201连接交流电动机1与活塞205。压缩室202被活塞205、叶片210及弹簧209分割为两个部分。活塞205是偏心的，排出侧与吸入侧的容积取决于旋转角度而变化。从吸入侧吸入的制冷剂被活塞205压缩。当压缩室202内的压力升高时，排出阀208打开，制冷剂从排出口207排出。在制冷剂被排出的同时，在吸入侧流入制冷剂。当使交流电动机1连续旋转时，制冷剂压缩机2a的机械角每旋转1周，制冷剂被排出1次。

图25为示出实施方式6的制冷剂压缩机2a的负载转矩的波形的例子的图。图23所示的制冷剂压缩机2a仅图示了1个压缩室202，但也可以具备多个压缩室。在此，将压缩室的数量设为k。在压缩室仅有1个的情况下(k＝1)，负载转矩在机械角周期中大幅振动。虽然二次、三次谐波也包含于负载转矩波形中，但1次的振动最大。在制冷剂压缩机2a中设置多个压缩室的情况下，通过错开活塞205的角度来进行设置，能够使负载转矩脉动变小。虽然越增加压缩室的数量则可以得到脉动越小的波形，但构造上变得复杂而成本升高。负载转矩脉动的周期与压缩室的数量成反比例地变短。在压缩室为两个的情况下(k＝2)，二次谐波分量变大。另外，在压缩室为3个的情况下(k＝3)，三次谐波分量变大。

制冷剂压缩机2a的负载转矩脉动相对于交流电动机1为周期扰动，因此成为速度脉动的主要因素。通常认为当速度脉动大时，噪声、振动等变大。

然而，由于负载转矩脉动、速度脉动等的频率由制冷剂压缩机2a的构造决定，因此是已知的。利用这些情况来构筑反馈型的振动抑制控制的事例是公知的。而且，在本实施方式中，电动机驱动装置105利用d轴电流脉动产生部6产生与q轴电流脉动i_qAC同步的d轴电流脉动指令i_dAC ^*。据此，电动机驱动装置105能够实现在高速区域及过调制区域的高效率且高性能的振动抑制控制。另外，在应用电动机驱动装置105c的情况下，通过由偏移校正部14管理电压的余裕量，能够实现从低速区域至高速区域的广大范围内的高效率的振动抑制控制。通过对压缩机驱动装置200应用电动机驱动装置105、105a、105b、105c，能够在各种条件下减少制冷剂压缩机2a的振动、噪声等。

实施方式7.

在实施方式7中，对具备实施方式6中说明过的压缩机驱动装置200的制冷环路装置进行说明。

图26为示出实施方式7的制冷环路装置300的结构例的图。制冷环路装置300具备压缩机驱动装置200、冷凝器301、液体接收器302、膨胀阀303和蒸发器304。压缩机驱动装置200的制冷剂压缩机2a、冷凝器301、液体接收器302、膨胀阀303与蒸发器304之间通过配管连接，以使制冷剂循环。制冷环路装置300在使制冷剂循环进行蒸发、压缩、冷凝、膨胀的各工序而从液体到气体、从气体到液体地重复进行相变的同时进行热量的转移。

对各设备的作用进行说明。蒸发器304在低压状态下使制冷剂液体蒸发，从周围带走热量，进行冷却作用。为了使制冷剂冷凝，制冷剂压缩机2a将制冷剂气体压缩成为高压气体。制冷剂压缩机2a由电动机驱动装置105驱动。冷凝器301释放热量，将高压的制冷剂气体冷凝成为制冷剂液体。为了使制冷剂蒸发，膨胀阀303将制冷剂液体节流膨胀成为低压液体。液体接收器302是为了调节循环的制冷剂的量而设置的，在小型装置中可以省略。

由于制冷剂压缩机2a产生的振动会造成制冷剂配管的破损、噪声等，因此需要控制交流电动机1以使振动尽量变小。随着在低中速区域的反馈型振动抑制控制技术被广泛研究而逐渐建立、普及，对在高速区域的振动抑制控制提出了要求。由于在高速区域电力变换部3的输出电压饱和，因此无法进行适当的转矩控制。为了在高速区域进行振动抑制控制，需要并用弱磁控制。然而，如前述那样，现有的弱磁控制方式存在稳健性有困难、控制响应性低的问题。由此一般认为难以进行在高速区域的振动抑制控制。虽然也考虑“为了确保用于振动抑制控制的电压余量而使多余的d轴电流一直流过”的方法，但在制冷环路装置300中由于也重视节能性能，因此是不现实的。

根据这些情况，为了实现在高速区域的振动抑制控制，不仅关于振动抑制控制的技术需要重新研究其方式，关于弱磁控制也需要重新研究其方式。电动机驱动装置105～105c是解决上述技术课题的装置。电动机驱动装置105～105c具有使d轴电流与振动抑制控制部产生的q轴电流脉动同步地脉动的构造。电动机驱动装置105～105c将q轴电流分开为“包含直流分量的低频分量”和“高频分量”，单独进行弱磁控制。据此，电动机驱动装置105～105c能够实现迄今为止困难的高速区域中的高效率且高性能的振动抑制控制。其结果是，能够降低制冷剂配管的破损、噪声等的对策成本，能够实现制冷环路装置300的低成本化。

以上的实施方式所示的结构示出了本发明的内容的一例，还能够与其它公知技术结合，还能够在不脱离本发明主旨的范围内对部分结构进行省略、变更。

Claims (7)

1.一种电动机驱动装置，使用dq旋转坐标对连接于具有周期性负载转矩脉动的机械装置的交流电动机的驱动进行控制，该电动机驱动装置的特征在于具备：

电力变换部，基于电压指令将直流电压变换为交流电压并将所述交流电压输出至所述交流电动机；

电流检测部，检测流过所述交流电动机的相电流；

位置速度确定部，确定所述交流电动机的磁极位置及转速；

d轴电流脉动产生部，基于周期性q轴电流脉动或周期性q轴电流脉动指令，生成与所述q轴电流脉动或所述q轴电流脉动指令同步且制止所述电压指令的振幅的增减的d轴电流脉动指令；以及

dq轴电流控制部，使用所述磁极位置、所述转速、所述相电流、所述q轴电流脉动或所述q轴电流脉动指令和所述d轴电流脉动指令，生成在与所述磁极位置同步地旋转的dq旋转坐标上控制所述相电流的所述电压指令，

所述d轴电流脉动产生部以所述电压指令的矢量的轨迹被维持于规定的半径的电压限制圆的圆周方向或切线方向的方式生成所述d轴电流脉动指令。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述d轴电流脉动产生部基于电压超前角的平均值的正切与所述q轴电流脉动或所述q轴电流脉动指令的相乘结果，生成所述d轴电流脉动指令。

3.根据权利要求1或2所述的电动机驱动装置，其特征在于，具备：

第一速度控制部，生成频率低于所述q轴电流脉动或所述q轴电流脉动指令且控制所述交流电动机的平均速度的q轴电流指令；

第二速度控制部，生成抑制由所述负载转矩脉动引起的速度脉动的所述q轴电流脉动指令；以及

弱磁控制部，生成频率低于所述d轴电流脉动指令且用于将所述电压指令的振幅保持为规定的值以下的d轴电流指令，

所述d轴电流脉动产生部基于所述q轴电流脉动指令，生成与所述q轴电流脉动指令同步且制止所述电压指令的振幅的增减的所述d轴电流脉动指令，

所述dq轴电流控制部使用所述磁极位置、所述转速、所述相电流、所述q轴电流指令、所述q轴电流脉动指令、所述d轴电流脉动指令和所述d轴电流指令，生成所述电压指令。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

还具备d轴电流脉动指令选择部，该d轴电流脉动指令选择部基于所述dq轴电流控制部的控制，选择所述d轴电流脉动指令或能够减少所述交流电动机中的损耗的第一值而输出至所述dq轴电流控制部，

在所述电力变换部的输出电压未达到最大值的情况下，所述dq轴电流控制部使得从所述d轴电流脉动指令选择部输出所述第一值。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，还具备：

偏移校正部，基于所述电压指令和表示作为所述电压指令而能够输出的最大电压的电压限制值，计算针对所述d轴电流脉动指令的偏移校正量；以及

加法部，对从所述d轴电流脉动产生部输出的所述d轴电流脉动指令加上所述偏移校正量而输出至所述dq轴电流控制部。

6.一种压缩机驱动装置，其特征在于，

具备权利要求1至5中的任意一项所述的电动机驱动装置。

7.一种制冷环路装置，其特征在于，

具备权利要求6所述的压缩机驱动装置。