JP2014003760A

JP2014003760A - デッドタイム補正を行う三相ｐｗｍ電力変換器

Info

Publication number: JP2014003760A
Application number: JP2012136076A
Authority: JP
Inventors: Kazuki Takahashi; 一樹高橋; Yoichi Omori; 洋一大森; Yoshihisa Hojo; 善久北条
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2012-06-15
Filing date: 2012-06-15
Publication date: 2014-01-09
Anticipated expiration: 2032-06-15
Also published as: JP5967706B2

Abstract

【課題】電流サンプリング器の検出オフセットにより電流サンプリング値に誤差が生じ、デッドタイム補正値にも誤差が生じてしまう。
【解決手段】三相電流を、電流成分変換器によりａｂ軸の二相電流成分に変換して、次回サンプリング時の電流を予測するので、構成が極めて簡単となる。また三相電流をａｂ軸の二相電流成分に変換することで電流サンプリング器のオフセットの影響を軽減することができ、正確なデッドタイム補正値を算出することが可能である。
【選択図】図１

Description

本発明は、逆並列接続されたダイオードを有するスイッチング素子をブリッジ状に構成し、流れる電流の極性に応じてデッドタイム補正を行う三相ＰＷＭ電力変換器に関するものである。

図２を用いて従来技術を説明する。

電流サンプリング器１は三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを任意のサンプリング時においてサンプルしたサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを計測する。電源角周波数演算器２はサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれか、例えばＵ相サンプル電流Ｉｕから基本波角周波数ωを検出する。Ｕ相９０°進み電流演算器３１はサンプル電流Ｉｖ、Ｉｗを入力してＵ相９０°進み電流ＩｕｘをＵ相微小電流演算器４１に出力する。Ｖ相９０°進み電流演算器３２はサンプル電流Ｉｕ、Ｉｗを入力し、Ｖ相９０°進み電流ＩｖｘをＶ相微小電流演算器４２に出力する。Ｗ相９０°進み電流演算器３３はサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖを入力し、Ｗ相９０°進み電流ＩｗｘをＷ相微小電流演算器４３に出力する。微小電流演算器４１〜４３は基本角周波数ωと９０°進み電流Ｉｕｘ、Ｉｖｘ、Ｉｗｘを入力し、電流サンプリング器１が電流をサンプルするサンプリング時間Ｔｓから微小電流Ｉｕｙ、Ｉｖｙ、Ｉｗｙを演算し、予測電流演算器５１〜５３に出力する。予測電流演算器５１〜５３はサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと微小電流Ｉｕｙ、Ｉｖｙ、Ｉｗｙを用いて予測電流Ｉｕｚ、Ｉｖｚ、Ｉｗｚを演算する。

ここで、電流予測演算方法について詳しく説明する。電流サンプリング器１が今回サンプリングした電流には添え字（ｋ）を付けてＩｕ（ｋ）、Ｉｖ（ｋ）、Ｉｗ（ｋ）とし、次回サンプリング時の予測値には添え字（ｋ＋１）を付けてＩｕ（ｋ＋１）、Ｉｖ（ｋ＋１）、Ｉｗ（ｋ＋１）とする。

今回サンプリング時のＵ相電流Ｉｕ（ｋ）と次回サンプリング時の予測値Ｉｕ（ｋ＋１）との関係をＵ相電流Ｉｕ（ｋ）の一次微分とサンプリング時間Ｔｓを用いて表すと式（１）のようになる。

ここで、三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが正弦波状で三相バランスしているとすると、基本波角周波数ωと三相ベクトル関係を利用すると式（１）を式（２）のように変換できる。

同様にしてＶ相、Ｗ相電流についても求めたものを式（３）、式（４）に示す。

以上よりＵ相９０°進み電流演算器３１では式（２）の
「（Ｉｗ（ｋ）−Ｉｖ（ｋ））／√３」を求め、
Ｕ相微小電流演算器４１では式（２）の
「ω×Ｔｓ×（Ｉｗ（ｋ）−Ｉｖ（ｋ））／√３」を求め、
Ｕ相電流予測演算器５１では式（２）を用いて予測電流Ｉｕｚを求めている。Ｖ相電流、Ｗ相電流についても同様に式（３）、式（４）を用いて予測電流Ｉｖｚ、Ｉｗｚを求める。デッドタイム補正値演算器７は予測電流Ｉｕｚ、Ｉｖｚ、Ｉｗｚの極性からデッドタイム補正値を演算する。この手法は特開２００１−２６８９３０号公報に適用されている。

特開２００１−２６８９３０号公報

解決しようとする問題点は、電流サンプリング器の検出オフセットにより電流サンプリング値に誤差が生じ、デッドタイム補正値にも誤差が生じてしまう。その一例を図３に示す。図３（ａ）のような振幅１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流に０．５の電流サンプリング器の検出オフセットがあるとすると図３（ｂ）のような波形になり、図３（ｃ）に示すように電流予測値にも０．５の電流サンプリング器の検出オフセット分の誤差が生じてしまう。この誤差により、正確なデッドタイム補正値を算出することができず、特に電流の０クロス時にはデッドタイム補正値の極性が反転しまう恐れがある。

以上のような問題点を解決するために本発明の請求項１は、逆並列接続されたダイオードを有するスイッチング素子をブリッジ状に構成し、流れる電流の極性に応じてデッドタイム補正を行う三相ＰＷＭ電力変換器において、
三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを任意のサンプリング時においてサンプルする電流サンプリング器と、該電流サンプリング器の出力であるＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの三相電流成分をａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂと零相電流成分Ｉ０に変換して該零相電流成分Ｉ０を無視することによって前記電流サンプリング器のオフセット分を除去する第１電流成分変換器と、前記電流サンプリング器の出力であるサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかから基本波角周波数ωを検出する電源角周波数演算器と、前記第１電流成分変換器と前記基本波角周波数ωから次回サンプリング時の電流値を予測するために前記電流成分Ｉａ、Ｉｂの位相を１．５サンプリング周期分進めた位相θ１を演算する位相演算器と、前記位相θ１と前記電流成分Ｉａ、Ｉｂから１．５サンプリング周期分進めたａｂ軸の二相電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１を出力する位相補正器と、前記電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１からデッドタイム補正値を算出するために三相電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１に変換する第２電流成分変換器と、該電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１からデッドタイム補正値を演算するデッドタイム補正値演算器を有することを特徴とし、前記電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の極性に応じてデッドタイム補正する三相ＰＷＭ電力変換器である。

本発明は、三相電流を電流成分変換器によりａｂ軸の二相電流成分に変換して次回サンプリング時の電流を予測するので構成が極めて簡単となる。また三相電流をａｂ軸の二相電流成分に変換して零相電流成分を無視することで電流サンプリング器のオフセットの影響を軽減することができ、正確なデッドタイム補正値を算出することが可能である。

本発明による実施方法を示した図である。（実施例１）従来技術を説明した図である。従来技術の電流サンプリング器のオフセットの影響を示した図である。位相演算器の動作を補足説明した図である。本発明の効果を示した図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

図１は本発明の１実施例を示す図であり、図１を用いて説明する。図２と同様の部分については説明を省略する。

第１電流成分変換器３は、電流サンプリング器１でサンプルしたサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗからａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂに変換するものであり、式（５）に示す。

Ｉａ：ａ軸電流成分
Ｉｂ：ｂ軸電流成分
Ｉｕ：Ｕ相電流成分
Ｉｖ：Ｖ相電流成分
Ｉｗ：Ｗ相電流成分

第１電流成分変換器３にてサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗからａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂに変換した際、ａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂ以外に零相電流成分Ｉ０も含まれるが、三相ＰＷＭ電力変換器では、サンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは通常Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０となり零相電流成分Ｉ０は無視することができる。零相電流成分Ｉ０が０でない場合は、例えば電流サンプリング器１が温度変化によりオフセット値が変化すると、サンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗには同一のオフセット値が加算され、零相電流成分Ｉ０に現れる。零相電流成分Ｉ０を無視することで、前述のような電流サンプリング器１の温度変化による検出オフセット分を除去することが可能である。よって、電流サンプリング器１のオフセットによる影響を軽減することが可能である。

位相演算器４は、電源角周波数演算器２の出力である基本波角周波数ωからａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂから次回サンプリング時の電流を予測するためにａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂの位相を１．５サンプリング周期分進めた位相θ１を出力するものであるが、次回サンプリング時の電流予測と１．５サンプリング周期分進めた位相θ１の関係について以下に詳細に説明する。

電流サンプリング器１が電流をサンプルするサンプリング時間をＴｓとして、現在のサンプリング時をｔ（ｋ）、次回サンプリング時をｔ（ｋ＋１）、次々回サンプリング時をｔ（ｋ＋２）として図４を用いて説明する。

ｔ（ｋ）でサンプルした三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗからａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂを求めて、ａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂから求めるデッドタイム補正値は、ｔ（ｋ＋１）からｔ（ｋ＋２）間に適用されるものである。よって、デッドタイム補正値を演算するのに使用される電流値はｔ（ｋ）からｔ（ｋ＋１）までの１サンプリング周期と、ｔ（ｋ＋１）からｔ（ｋ＋２）間の平均である０．５サンプリング周期を合計した１．５サンプリング周期分の位相を進めたａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂにするべきである。そこで位相演算器４は電流を予測するために電源角周波数ωから１．５サンプリング周期分進めた位相θ１を演算する。

位相補正器５は、位相θ１とａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂから１．５サンプリング周期分進めたａｂ軸の二相電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１を出力するものであるが、以下に詳細に説明する。

現在のサンプリング時の位相をθ、振幅を１として、ａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂを表すと式（６）になる。

Ｉａ：ａ軸電流成分（現在サンプルング時）
Ｉｂ：ｂ軸電流成分（現在サンプリング時）
θ：位相（現在サンプリング時）

１．５サンプリング周期分進めたａｂ軸の二相電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１を１．５サンプリング周期分進めた位相θ１を用いて表すと式（７）のようになり、ａｂ軸の二相電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１を求めることができる。

Ｉａ１：１．５サンプルング周期分の位相を進めたａ軸電流成分
Ｉｂ１：１．５サンプルング周期分の位相を進めたｂ軸電流成分
θ１：１．５サンプルング周期分の位相

第２電流成分変換器６はａｂ軸の二相電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１をデッドタイム補正値を算出するために三相電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１に変換するものである。以上のようにａｂ軸の二相電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１から三相電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１に変換することで電流サンプリング器１のオフセットによる影響を軽減することが可能である。

本発明の効果の一例を図５に示す。図５（ａ）のような振幅１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流に０．５の電流サンプリング器１の検出オフセットがあるとすると図５（ｂ）のような波形になる。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電流をａｂ軸の二相電流成分と零相電流成分に変換したものが図５（ｃ）のようになり、電流サンプリング器１のオフセット分が零相電流成分に含まれている。零相電流成分を無視したａｂ軸の二相電流成分が図５（ｄ）になる。さらにａｂ軸の二相電流成分から１．５サンプリング周期分の位相を進めたものが図５（ｅ）となる。図５（ｅ）のａｂ軸の二相電流成分から三相電流成分に変換したものが図５（ｆ）となり、電流サンプリング器１のオフセット分である０．５が除去でき、図５（ｆ）に示した電流の極性を用いてデッドタイム補正値を演算する。

以上より、三相電流を電流成分変換器によりａｂ軸の二相電流成分に変換して次回サンプリング時の電流を予測するので構成が極めて簡単となる点と、三相電流をａｂ軸の二相電流成分に変換して零相電流成分を無視することで電流サンプリング器のオフセットの影響を軽減することができ、正確なデッドタイム補正値を算出することが可能である点から産業上の利用の可能性は大いにある。

１、１１電流サンプリング器
２、２１電源角周波数演算器
３第１電流成分変換器
４位相演算器
５位相補正器
６第２電流成分変換器
７、７１デッドタイム補正値演算器
３１Ｕ相９０°進み電流演算器
３２Ｖ相９０°進み電流演算器
３３Ｗ相９０°進み電流演算器
４１Ｕ相微小電流演算器
４２Ｖ相微小電流演算器
４３Ｗ相微小電流演算器
５１Ｕ相予測電流演算器
５２Ｖ相予測電流演算器
５３Ｗ相予測電流演算器

Claims

逆並列接続されたダイオードを有するスイッチング素子をブリッジ状に構成し、流れる電流の極性に応じてデッドタイム補正を行う三相ＰＷＭ電力変換器において、
三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを任意のサンプリング時においてサンプルする電流サンプリング器と、該電流サンプリング器の出力であるＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの三相電流成分をａｂ軸の二相電流成分Ｉａ、Ｉｂと零相電流成分Ｉ０に変換して該零相電流成分Ｉ０を無視することによって前記電流サンプリング器のオフセット分を除去する第１電流成分変換器と、前記電流サンプリング器の出力であるサンプル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかから基本波角周波数ωを検出する電源角周波数演算器と、前記第１電流成分変換器と前記基本波角周波数ωから次回サンプリング時の電流値を予測するために前記電流成分Ｉａ、Ｉｂの位相を１．５サンプリング周期分進めた位相θ１を演算する位相演算器と、前記位相θ１と前記電流成分Ｉａ、Ｉｂから１．５サンプリング周期分進めたａｂ軸の二相電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１を出力する位相補正器と、前記電流成分Ｉａ１、Ｉｂ１からデッドタイム補正値を算出するために三相電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１に変換する第２電流成分変換器と、該電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１からデッドタイム補正値を演算するデッドタイム補正値演算器を有することを特徴とし、前記電流成分Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の極性に応じてデッドタイム補正する三相ＰＷＭ電力変換器。