JP2001268930A - デッドタイム補正時の電流予測回路 - Google Patents
デッドタイム補正時の電流予測回路Info
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- JP2001268930A JP2001268930A JP2000074103A JP2000074103A JP2001268930A JP 2001268930 A JP2001268930 A JP 2001268930A JP 2000074103 A JP2000074103 A JP 2000074103A JP 2000074103 A JP2000074103 A JP 2000074103A JP 2001268930 A JP2001268930 A JP 2001268930A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の離散値的に制御を行うPWM変換器のデ
ッドタイム補正においては、サンプリング時における電
流の正負とゲートが出力される次回サンプリング時の電
流の正負が異なるために、正確なデッドタイム補正が行
われないという問題があった。 【解決手段】 電流ホールド回路と、電源角周波数出力
回路と、９０°位相進み電流演算回路と、微小進み電流
演算回路と、電流予測演算回路で構成し、この電流予測
値をデッドタイム補正時の電流として使用する。
ッドタイム補正においては、サンプリング時における電
流の正負とゲートが出力される次回サンプリング時の電
流の正負が異なるために、正確なデッドタイム補正が行
われないという問題があった。 【解決手段】 電流ホールド回路と、電源角周波数出力
回路と、９０°位相進み電流演算回路と、微小進み電流
演算回路と、電流予測演算回路で構成し、この電流予測
値をデッドタイム補正時の電流として使用する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、逆並列接続された
ダイオードを有するスイッチング素子をブリッジ状に構
成して成る３相ＰＷＭ変換器制御回路において、上下ア
ームの短絡防止のために行うデッドタイム補正時の電流
予測回路に関するものである。
ダイオードを有するスイッチング素子をブリッジ状に構
成して成る３相ＰＷＭ変換器制御回路において、上下ア
ームの短絡防止のために行うデッドタイム補正時の電流
予測回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２にＰＷＭ変換器１相分の等価回路
を、図３にデッドタイム補正の原理を説明するタイムチ
ャートを示す。周知のごとく、図２において、上下アー
ムのスイッチＳ１，Ｓ２を同時にＯＮさせないために、
スイッチＳ１，Ｓ２が両方ともOFFしている時間、すな
わちデッドタイムＴｄを設ける。
を、図３にデッドタイム補正の原理を説明するタイムチ
ャートを示す。周知のごとく、図２において、上下アー
ムのスイッチＳ１，Ｓ２を同時にＯＮさせないために、
スイッチＳ１，Ｓ２が両方ともOFFしている時間、すな
わちデッドタイムＴｄを設ける。
【０００３】図３のタイムチャートにおいて、（i）〜
（iv）の各上２ケの波形は、同図には図示していないが
前回サンプリング時間Ｔｓの間に演算された、今回サン
プリング時間Ｔｓの間に出力する、理想状態のＯＮ（Ｈ
ｉｇｈ信号）、ＯＦＦ（Ｌｏｗ信号）指令であり、時間
αｋで、図２の端子Ａの電位が＋から−に変化するのが
望ましい事を表している。図３の（i）は、上アームの
スイッチＳ１をＯＦＦし、下アームのスイッチＳ２をＯ
Ｎする場合であり、従来の制御通りに時間αｋで上アー
ムのスイッチＳ１をOＦＦし、時間αｋ＋Ｔｄで下アー
ムのスイッチＳ２をＯＮしていたのであれば、電流Ｉ＞
０なのでダイオードD１がＯＮとなり、時間αｋ＋Ｔｄ
で初めて電位が＋から−に変化する。
（iv）の各上２ケの波形は、同図には図示していないが
前回サンプリング時間Ｔｓの間に演算された、今回サン
プリング時間Ｔｓの間に出力する、理想状態のＯＮ（Ｈ
ｉｇｈ信号）、ＯＦＦ（Ｌｏｗ信号）指令であり、時間
αｋで、図２の端子Ａの電位が＋から−に変化するのが
望ましい事を表している。図３の（i）は、上アームの
スイッチＳ１をＯＦＦし、下アームのスイッチＳ２をＯ
Ｎする場合であり、従来の制御通りに時間αｋで上アー
ムのスイッチＳ１をOＦＦし、時間αｋ＋Ｔｄで下アー
ムのスイッチＳ２をＯＮしていたのであれば、電流Ｉ＞
０なのでダイオードD１がＯＮとなり、時間αｋ＋Ｔｄ
で初めて電位が＋から−に変化する。
【０００４】従って、電流Ｉ＞０という条件であれば、
図３の（i）の下２ケの図の如く、上アームのスイッチ
Ｓ１をデッドタイムＴｄだけ早めにＯＦＦし、下アーム
のスイッチＳ２を時間αｋでＯＮすれば、理想状態のＯ
Ｎ、ＯＦＦができ、時間αｋで電位が＋から−に変化す
る。図３の（iv）の場合も同様にデッドタイムＴｄだけ
早めに、下アームのスイッチＳ２をＯＦＦして、上アー
ムのスイッチＳ１を、時間αｋでＯＮすれば良く、（i
i）と（iii）の場合は、従来通りの制御で良い。
図３の（i）の下２ケの図の如く、上アームのスイッチ
Ｓ１をデッドタイムＴｄだけ早めにＯＦＦし、下アーム
のスイッチＳ２を時間αｋでＯＮすれば、理想状態のＯ
Ｎ、ＯＦＦができ、時間αｋで電位が＋から−に変化す
る。図３の（iv）の場合も同様にデッドタイムＴｄだけ
早めに、下アームのスイッチＳ２をＯＦＦして、上アー
ムのスイッチＳ１を、時間αｋでＯＮすれば良く、（i
i）と（iii）の場合は、従来通りの制御で良い。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このように制御するた
めには、図２の電流Ｉの流れる方向、すなわち正負を正
確に把握する必要がある。しかしながら、サンプリング
時間Ｔｓ毎にデータを入力して演算を行い、図３の如き
次回サンプリング時間Ｔｓにおけるスイッチング素子の
ゲート時間を決定する制御方法では、電流の正負の切り
替わり時に、誤差を生ずる事になる。すなわち、例え
ば、今回サンプリング時の電流Ｉが正で、次回サンプリ
ング時には負となる時、図３において不必要にデッドタ
イムＴｄだけ早く素子Ｓ１をＯＮするために、出力電圧
に誤差を生ずる。
めには、図２の電流Ｉの流れる方向、すなわち正負を正
確に把握する必要がある。しかしながら、サンプリング
時間Ｔｓ毎にデータを入力して演算を行い、図３の如き
次回サンプリング時間Ｔｓにおけるスイッチング素子の
ゲート時間を決定する制御方法では、電流の正負の切り
替わり時に、誤差を生ずる事になる。すなわち、例え
ば、今回サンプリング時の電流Ｉが正で、次回サンプリ
ング時には負となる時、図３において不必要にデッドタ
イムＴｄだけ早く素子Ｓ１をＯＮするために、出力電圧
に誤差を生ずる。
【０００６】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、３相ＰＷＭ変換器により制御される電流に多少の歪
みがあっても、ほぼ正弦波であるという条件を利用し
て、今回サンプリング時の電流値から次回サンプリング
時の電流値を予測して、デッドタイム補正に適用する簡
便な回路を提供するものである。
で、３相ＰＷＭ変換器により制御される電流に多少の歪
みがあっても、ほぼ正弦波であるという条件を利用し
て、今回サンプリング時の電流値から次回サンプリング
時の電流値を予測して、デッドタイム補正に適用する簡
便な回路を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】逆並列接続されたダイオ
ードを有するスイッチング素子をブリッジ状に構成して
成る３相ＰＷＭ変換器の制御回路において、任意のサン
プリング時の３相電流値を計測する手段と、電源各周波
数を出力する手段と、前記３相内の任意の一相より位相
の進んだ相の電流値と、遅れた相の電流値の差より９０
°位相進み電流値を出力する手段と、この９０°位相進
み電流値と前記電源角周波数と定数との積から微小進み
電流値を出力する手段とを有し、この微小進み電流値と
前記任意の一相の電流値との和を次回サンプリング時の
デッドタイム補正時に使用する電流予測値として使用す
る。
ードを有するスイッチング素子をブリッジ状に構成して
成る３相ＰＷＭ変換器の制御回路において、任意のサン
プリング時の３相電流値を計測する手段と、電源各周波
数を出力する手段と、前記３相内の任意の一相より位相
の進んだ相の電流値と、遅れた相の電流値の差より９０
°位相進み電流値を出力する手段と、この９０°位相進
み電流値と前記電源角周波数と定数との積から微小進み
電流値を出力する手段とを有し、この微小進み電流値と
前記任意の一相の電流値との和を次回サンプリング時の
デッドタイム補正時に使用する電流予測値として使用す
る。
【０００８】本発明の原理について説明する。３相ＰＷ
Ｍ変換器に流入する３相電流をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとし、
今回サンプリング時の値には添え字（ｋ）を付し、次回
サンプリング時の予測値には添え字（ｋ＋１）を付す。
今回サンプリング時のＵ相電流Ｉｕ（ｋ）に対して、次
回サンプリング時の予測値Ｉｕ（ｋ＋１）は、その１次
微分Ｉｕ’（ｋ）を使用して、次式のように表される。 ここで、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが正弦波状で、３相
バランスしているとすると、その電気角周波数ωと３相
のベクトル関係を利用して、 と表され、サンプリング時間Ｔｓ同様に と表される。
Ｍ変換器に流入する３相電流をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとし、
今回サンプリング時の値には添え字（ｋ）を付し、次回
サンプリング時の予測値には添え字（ｋ＋１）を付す。
今回サンプリング時のＵ相電流Ｉｕ（ｋ）に対して、次
回サンプリング時の予測値Ｉｕ（ｋ＋１）は、その１次
微分Ｉｕ’（ｋ）を使用して、次式のように表される。 ここで、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが正弦波状で、３相
バランスしているとすると、その電気角周波数ωと３相
のベクトル関係を利用して、 と表され、サンプリング時間Ｔｓ同様に と表される。
【０００９】このような簡便な電流予測であっても、電
流がほぼ正弦波状に変化し、しかも電流が零クロスする
時は、１サンプリングの間の電流変化率が大きいため
に、電流の正負判定に誤差を生じることはない。
流がほぼ正弦波状に変化し、しかも電流が零クロスする
時は、１サンプリングの間の電流変化率が大きいため
に、電流の正負判定に誤差を生じることはない。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１に、本発明を適用したデッド
タイム補正時の電流予測回路を示すブロック図を示す。
同図において、１は電流サンプリング回路、２は電源角
周波数演算回路、３１はU相９０°進み電流演算回路、
３２はＶ相９０°進み電流演算回路、３３はW相９０°
進み電流演算回路、４１はU相微小電流演算回路、４２
はＶ相微小電流演算回路、４３はW相微小電流演算回
路、５１はＵ相予測電流演算回路、５２はＶ相予測電流
演算回路、５３はW相予測電流演算回路である。
タイム補正時の電流予測回路を示すブロック図を示す。
同図において、１は電流サンプリング回路、２は電源角
周波数演算回路、３１はU相９０°進み電流演算回路、
３２はＶ相９０°進み電流演算回路、３３はW相９０°
進み電流演算回路、４１はU相微小電流演算回路、４２
はＶ相微小電流演算回路、４３はW相微小電流演算回
路、５１はＵ相予測電流演算回路、５２はＶ相予測電流
演算回路、５３はW相予測電流演算回路である。
【００１１】電流サンプリング回路１は、３相ＰＷＭ変
換器の出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをサンプルホールドし
たサンプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電源角周波数演算回
路２と９０°進み電流演算回路３１〜３３及び予測電流
演算回路５１〜５３へ出力する。電源角周波数演算回路
２は、例えばＵ相サンプル電流Ｉｕの零クロス周期よ
り、３相ＰＷＭ変換器出力電圧の基本波角周波数ωを検
出し、９０°進み電流演算回路３１〜３３に出力する。
換器の出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをサンプルホールドし
たサンプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電源角周波数演算回
路２と９０°進み電流演算回路３１〜３３及び予測電流
演算回路５１〜５３へ出力する。電源角周波数演算回路
２は、例えばＵ相サンプル電流Ｉｕの零クロス周期よ
り、３相ＰＷＭ変換器出力電圧の基本波角周波数ωを検
出し、９０°進み電流演算回路３１〜３３に出力する。
【００１２】Ｕ相９０°進み電流演算回路３１はサンプ
ル電流Ｉｖ，Ｉｗを入力し、式（１）の右辺第２項の一
部であるＵ相９０°進み電流Ｉｕ’（＝（Ｉｗ−Ｉｖ）
／√３）を演算し、Ｕ相微小電流演算回路４１へ出力す
る。同様に、Ｖ相９０°進み電流演算回路３２、及びW
相９０°進み電流演算回路３３も、それぞれＶ相９０°
進み電流Ｉｖ’をＶ相微小電流演算回路４２に、W相９
０°進み電流Ｉｗ’をW相微小電流演算回路４３に出力
する。
ル電流Ｉｖ，Ｉｗを入力し、式（１）の右辺第２項の一
部であるＵ相９０°進み電流Ｉｕ’（＝（Ｉｗ−Ｉｖ）
／√３）を演算し、Ｕ相微小電流演算回路４１へ出力す
る。同様に、Ｖ相９０°進み電流演算回路３２、及びW
相９０°進み電流演算回路３３も、それぞれＶ相９０°
進み電流Ｉｖ’をＶ相微小電流演算回路４２に、W相９
０°進み電流Ｉｗ’をW相微小電流演算回路４３に出力
する。
【００１３】Ｕ相微小電流演算回路４１は、Ｕ相９０°
進み電流Ｉｕ’と基本波角周波数ωを入力し、予め設定
してあるサンプリング時間Ｔｓとにより、式（１）の右
辺第２項を表すＵ相微小電流ΔＩｕをＵ相予測電流演算
回路５１に出力する。同様に、Ｖ相微小電流演算回路４
２、及びＷ相微小電流演算回路４３も、それぞれＶ相微
小電流ΔＩｖをＶ相予測電流演算回路５２に、Ｗ相微小
電流ΔＩｗをW相予測電流演算回路５３に出力する。
進み電流Ｉｕ’と基本波角周波数ωを入力し、予め設定
してあるサンプリング時間Ｔｓとにより、式（１）の右
辺第２項を表すＵ相微小電流ΔＩｕをＵ相予測電流演算
回路５１に出力する。同様に、Ｖ相微小電流演算回路４
２、及びＷ相微小電流演算回路４３も、それぞれＶ相微
小電流ΔＩｖをＶ相予測電流演算回路５２に、Ｗ相微小
電流ΔＩｗをW相予測電流演算回路５３に出力する。
【００１４】Ｕ相予測電流演算回路５１は、サンプル電
流ＩｕとＵ相微小電流ΔＩｕを加算し、式（１）に基づ
いて、Ｕ相電流予測値Ｉｕ１を図示しないデッドタイム
補正回路へ出力する。同様に、Ｖ相予測電流演算回路５
２、及びＷ相予測電流演算回路５３も、それぞれＶ相電
流予測値Ｉｖ１、及びＷ相電流予測値Ｉｗ１をデッドタ
イム補正回路へ出力する。
流ＩｕとＵ相微小電流ΔＩｕを加算し、式（１）に基づ
いて、Ｕ相電流予測値Ｉｕ１を図示しないデッドタイム
補正回路へ出力する。同様に、Ｖ相予測電流演算回路５
２、及びＷ相予測電流演算回路５３も、それぞれＶ相電
流予測値Ｉｖ１、及びＷ相電流予測値Ｉｗ１をデッドタ
イム補正回路へ出力する。
【００１５】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明のデッドタ
イム補正時の電流予測回路においては、３相電流が正弦
波状にバランスしている事を利用して、簡便に電流予測
を行う事ができるために、簡便なデッドタイム補正を行
う事ができ、ひいては正確なPWM制御を行う事ができ
る。よって、本発明のデッドタイム補正時の電流予測回
路は、実用上、極めて有用性の高いものである。
イム補正時の電流予測回路においては、３相電流が正弦
波状にバランスしている事を利用して、簡便に電流予測
を行う事ができるために、簡便なデッドタイム補正を行
う事ができ、ひいては正確なPWM制御を行う事ができ
る。よって、本発明のデッドタイム補正時の電流予測回
路は、実用上、極めて有用性の高いものである。
【図１】本発明によるデッドタイム補正時の電流予測回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図２】本発明を説明するためのＰＷＭ変換器１相分の
等価回路を示す図である。
等価回路を示す図である。
【図３】本発明を説明するためのデッドタイム補正の原
理を説明するタイムチャートを示す図である。
理を説明するタイムチャートを示す図である。
１ 電流サンプリング回路 ２ 電源角周波数演算回路 ３１ Ｕ相９０°進み電流演算回路 ３２ Ｖ相９０°進み電流演算回路 ３３ Ｗ相９０°進み電流演算回路 ４１ Ｕ相微小電流演算回路 ４２ Ｖ相微小電流演算回路 ４３ Ｗ相微小電流演算回路 ５１ Ｕ相予測電流演算回路 ５２ Ｖ相予測電流演算回路 ５３ Ｗ相予測電流演算回路
Claims (1)
- 【請求項１】 逆並列接続されたダイオードを有するス
イッチング素子をブリッジ状に構成して成る３相ＰＷＭ
変換器の制御回路において、任意のサンプリング時の３
相電流値を計測する手段と、電源角周波数を出力する手
段と、前記３相内の任意の一相より位相の進んだ相の電
流値と、遅れた相の電流値の差より９０°位相進み電流
値を出力する手段と、この９０°位相進み電流値と前記
電源角周波数と定数との積から微小進み電流値を出力す
る手段とを有し、この微小進み電流値と前記任意の一相
の電流値との和を次回サンプリング時のデッドタイム補
正時に使用する電流予測値とする事を特徴としたデッド
タイム補正時の電流予測回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000074103A JP2001268930A (ja) | 2000-03-16 | 2000-03-16 | デッドタイム補正時の電流予測回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000074103A JP2001268930A (ja) | 2000-03-16 | 2000-03-16 | デッドタイム補正時の電流予測回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268930A true JP2001268930A (ja) | 2001-09-28 |
Family
ID=18592208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000074103A Pending JP2001268930A (ja) | 2000-03-16 | 2000-03-16 | デッドタイム補正時の電流予測回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001268930A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014003760A (ja) * | 2012-06-15 | 2014-01-09 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | デッドタイム補正を行う三相ｐｗｍ電力変換器 |
| JP2016058817A (ja) * | 2014-09-08 | 2016-04-21 | 富士通株式会社 | 半導体装置および半導体装置の制御方法 |
| CN111756287A (zh) * | 2020-06-18 | 2020-10-09 | 中车永济电机有限公司 | 基于电流预测的适用于永磁电机控制的死区补偿方法 |
-
2000
- 2000-03-16 JP JP2000074103A patent/JP2001268930A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014003760A (ja) * | 2012-06-15 | 2014-01-09 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | デッドタイム補正を行う三相ｐｗｍ電力変換器 |
| JP2016058817A (ja) * | 2014-09-08 | 2016-04-21 | 富士通株式会社 | 半導体装置および半導体装置の制御方法 |
| CN111756287A (zh) * | 2020-06-18 | 2020-10-09 | 中车永济电机有限公司 | 基于电流预测的适用于永磁电机控制的死区补偿方法 |
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