CN102215023B - 电机控制装置及其使用的相电流检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种适于压缩机和风扇的动力部、以极低的转速也能高效驱动电机的电机控制装置及其相电流检测方法。电机控制装置具备控制电路，通过矢量控制来生成PWM信号；变换器电路，内置6个开关元件和它们各自的续流二极管；直流电源，向无刷电机供给电流；和电流检测器，用来在连接直流电源和变换器电路的母线上检测对电机的供给电流。根据矢量控制运算求出的电流相位角，求出母线上没有电流的期间。在该母线上没有电流的期间中，控制变换器电路，使电流从电机向直流电源侧再生。通过电流检测器，测量母线上流动的再生电流。根据测量的再生电流，求出各相电流。

Description

电机控制装置及其使用的相电流检测方法

技术领域

本发明涉及无刷电机的控制装置，特别涉及被用于空调机和冰箱、通过使用电机电流来进行反馈控制从而以任意转速驱动·控制无刷电机的电机驱动装置及其使用相电流检测方法。

背景技术

近年，空调机和冰箱越来越向省电化方向发展。这样的空调机和冰箱一般都装有电机控制装置，该电机控制装置高效控制着作为机器内的压缩机和风扇的动力部的无刷电机(下称电机)。特别是，最近，这样的电机控制装置开始使用可在低速旋转区到高速旋转区之间高效控制电机的所谓矢量控制，并且急速普及。

另外，对这样的矢量控制概要进行说明。测量电机的相电流，以其为根据，通过矢量运算求出施加在电机上的相电压，将与相电压对应的PWM信号输出到变换器电路，驱动电机。此外，作为测量电机的相电流的方法，已知有以下专利文献1所述的技术。关于该项技术，将利用附图28和附图29进行说明。另外，图28是表示专利文献1的电机控制装置的概要构成，此外，图29是表示在该电机控制装置内工作的2个定时器和母线电流。

换言之，现有电机控制装置包括：控制电路1，通过矢量控制，生成PWM信号；变换器电路2，内置6个开关元件；直流电源4，向电机3供给电流；和电流检测器5，用来在连接直流电源4和变换器电路2的母线上，检测电机3的相电流。另外，在上述控制电路1内包括：矢量控制器13，求出电压指令定时器比较值；PWM信号生成器14，根据电压指令定时器比较值，生成PWM信号；测量要求器16，给出母线电流的测量定时；母线电流测量器12，从电流检测器5输入模拟信号，测量母线电流值；和电机电流再现器17，根据输入的母线电流值，求出电机3的各相电流。另外，这里虽然省略了图示，但PWM信号生成器14设有三角波PWM定时器，测量要求器16设有锯齿波定时器。这些三角波PWM定时器与锯齿波定时器是连动式的。图29表示这2个定时器的计数动作。对于各定时器，如图所示，三角波PWM定时器的零计数和锯齿波定时器的零计数同时进行，其后，三角波PWM定时器完成半个计数周期时，锯齿波定时器完成1个计数周期，形成所谓的连动式。

下面，说明上述电机控制装置的动作。在驱动电机3的过程中，矢量控制器13根据当前的相电流值计算电压指令值，将其与三角波PWM定时器的周期结合，转换成三相的电压指令定时器比较值。PWM信号生成器14每逢三角波PWM定时器计数1个周期，就更新3个相的电压指令定时器比较值，生成与内置于变换器电路2的6个开关元件逐个对应的PWM信号。各开关元件与该PWM信号连动，反复ON/OFF，从直流电源4向电机3供给电流。另外，三角波PWM定时器还具有计数值与电压指令定时器一致时改变PWM信号的功能。

另一方面，测量要求器16在锯齿波定时器每计数1个周期时计算母线电流流过的定时，在该定时输出测量要求信号。更加具体地说明就是，以值的大小判别矢量控制器13输出的3个相的电压指令定时器比较值，决定最小值、中间值、最大值。然后，分别在最小值与中间值之间决定电流测量定时A，进而在中间值与最大值之间决定电流测量定时B，根据这2个定时计算比较值，对锯齿波定时器设定。通过将以上动作每逢锯齿波定时器零计数时实施，从而从锯齿波定时器自动输出测量要求信号。母线电流测量器12在收到测量要求信号时，立即开始测量母线电流，输入由电流检测器5输出的模拟信号，测量从直流电源4流向电机3的电流。由于该动作使测量在1个锯齿波定时器周期中实施2次，所以，得到2个不同的母线电流值。然后，电机电流再现器17根据每1个锯齿波定时器周期中更新的2个母线电流值和未图示的电压相位信息进行运算，求出最新相电流值，将该值输出到矢量控制器13。

此外，在上述动作中，如果定时器计数上相邻的电压指令定时器比较值近似，那么变换器电路2的开关动作所引起的振铃就会重叠在母线电流上，导致母线电流无法正确测量。因此，电机电流再现器17从过去的电流值推测并校正不能测量的定时的母线电流值，求出最新的相电流值。

也就是说，在现有技术中，如上所述，在低速旋转区到高速旋转区之间高效控制作为机器内的压缩机和风扇的动力部的电机3，就会实现空调机和冰箱的省电化。

专利文献1：特开2004-64903号公报

然而，近年来，从地球环境保护的观点来看，越来越要求家电产品更加省电，越来越需要进一步降低耗电。因此，对于长期持续运转的空调机和冰箱，除现有额定能力下运转时的效率以外，最小能力下运转时的效率也进而成为重要主题。另外，这里，额定能力运转定义为：使室温和库内温度达到目标温度为止的运转；最小能力运转定义为：室温和库内温度达到目标温度并稳定下来的状态下的运转。

在上述的运转状态中，作为提高以最小能力运转时的效率的理想动作是，最好是运转时仅对热泄漏部分进行校正，持续冷却运转(thermo-on)状态。如果这种理想的动作是可能的，那么即便在室温和库内温度稳定的状态下，也可以不降低制冷循环的运转效率，进而降低耗电。为此，以往都是增加循环制冷剂的压缩机和向热交换器输送空气的风扇，需要以极低的转速，使它们工作。

但是，当以极低的转速使电机3工作时，3个相的电压指令定时器比较值总是会变为相互近似的值，因此，如果采取上述的现有技术的电机控制技术，母线电流的实测次数就会大幅减少，进而，使用推测的相电流来控制电机3的期间也会变长。其结果，就导致电机3的旋转动作不稳定，甚至不能控制，电机3停止等问题。

发明内容

因此，本发明就是鉴于上述现有技术课题而达成的，也就是说，其目的是提供一种电机控制装置及其使用的相电流检测方法，可以以极低的转速切实测量母线电流，根据该实测的母线电流求出相电流，并且通过使用该相电流进行矢量控制，即使是以极低的转速，也可以进行控制，也就是说，作为空调机和冰箱的压缩机和风扇的动力部使用是很合适的。

为了达到上述目的，本发明首先提供了一种电机控制装置，它具备：控制电路，通过矢量控制来生成PWM信号；变换器电路，内置6个开关元件和它们各自的续流二极管；直流电源，向电机供给电流；和电流检测器，用来在连接所述直流电源和所述变换器电路的母线上检测对所述电机的供给电流。所述控制电路根据由矢量控制而运算求得的电流相位角，在所述母线上没有电流的期间中，将用来从所述电机向所述直流电源侧再生电流的信号输出到所述变换器电路，同时，再设置母线电流测量机构，在进行该再生时，根据流入设在所述母线上的所述电流检测器的再生电流，测量所述电机的相电流。

另外，本发明优选，在以上所述的电机控制装置中，所述控制电路通过3相调制方式，控制所述变换器电路的开关元件，而且在所述变换器电路的最大电流相的电流通过续流二极管的期间，通过使所述最大电流相以外的一个相的开关元件OFF(关断)，使电流从所述电机向所述直流电源侧再生。或者，以所述矢量控制运算求得的电流相位角为基础，预先设定至少3个相的通电模式，根据该通电模式，至少在3个不同的相位区，控制所述变换器电路的各开关元件，利用通过该控制而出现在所述母线上、被所述母线电流测量机构测量的再生电流，求出各相电流。

进而，本发明优选，在以上所述的电机控制装置中，所述控制电路根据2相调制方式来控制所述变换器电路的开关元件，而且，以所述矢量控制运算求得的电流相位角为基础，预先设定至少3个相的通电模式，根据该通电模式，至少在3个不同的相位区，控制所述变换器电路的各开关元件，利用通过该控制而出现在所述母线上、被所述母线电流测量机构测量的再生电流，求出各相电流。

另外，本发明优选，在以上所述的电机控制装置中，所述控制电路还具备一种通过校正PWM信号的功率，来填补因所述再生而减少的对所述电机的供给电流的机构。另外，所述电机是无刷电机，而且，所述电机优选在空调机和冰箱中，作为压缩机或风扇的动力部使用。

还有，本发明为了达成上述目的，提供了一种相电流检测方法，是在电机控制装置上检测相电流，该电机控制装置具备：控制电路，通过矢量控制来生成PWM信号；变换器电路，内置6个开关元件和它们各自的续流二极管；直流电源，向无刷电机供给电流；和电流检测器，用来在连接所述直流电源和所述变换器电路的母线上检测对所述电机的供给电流。用来检测电流的相电流检测方法是，以通过矢量控制而运算求得的电流相位角为基础，求出在所述母线上没有电流的期间。在所述母线上没有电流的期间中，控制所述变换器电路，使电流从所述电机向所述直流电源侧再生。通过所述电流检测器，测量所述母线上流动的再生电流。根据所述测量的再生电流，求出各相电流。

根据上述的本发明，就可以提供一种能以极低的转速高效驱动电机的电机控制装置，以及以最小能力运转的制冷循环的运转效率良好的空调机和冰箱。更具体而言就是，可以提供一种以极低的转速也能进行控制、适合作为空调机和冰箱的压缩机和风扇的动力部使用的电机控制装置及其相电流检测方法，在实用性上发挥优良的效果。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施例(实施例1)的电机控制装置的概要构成的框图。

图2是三角波PWM定时器动作与母线电流的关系图。

图3是电流相位角和电流相位区间和相电流方向的关系图。

图4是续流电流图。

图5是实施例1的进行测量动作时的电流图。

图6是实施例1的测量动作图。

图7是实施例2的填补动作图。

图8是实施例1的误测动作时的电流图。

图9是实施例3的测量动作的流程图。

图10是表示实施例3的通电模式表的内容的表。

图11是实施例3的进行测量动作时的电流图。(同一相位时)

图12是实施例3的进行测量动作时的电流图。(超前相位时)

图13是实施例3的进行测量动作时的电流图。(滞后相位时)

图14是用来说明实施例3的表。

图15是实施例4的填补动作图。(同一相位时)

图16是实施例4的填补动作图。(超前相位时)

图17是实施例4的填补动作图。(滞后相位时)

图18是用来说明实施例5的3相调制方式与一般的2相调制方式的比较图。

图19是用来说明实施例5的根据一般的2相调制方式的三角波PWM定时器动作和母线电流的关系图。

图20是用来说明实施例5的一般的2相调制方式下的电流图。

图21是实施例5的3相调制方式和新2相调制方式的比较图。

图22是实施例5的根据新2相调制方式的三角波PWM定时器动作与母线电流的关系图。

图23是用来说明实施例5的新2相调制方式下的电流图。

图24是实施例6的定时器校正值的再校正处理的流程图。

图25是实施例6的填补动作图。(同一相位时)

图26是实施例6的填补动作图。(超前相位时)

图27是实施例6的填补动作图。(滞后相位时)

图28是现有电机控制装置的概要构成图。

图29是上述现有电机控制装置的2个定时器与母线电流的关系图。

图中：

1-控制电路，2-变换器电路，3-无刷电机，4-直流电源，5-电流检测器，11-相电流测定器，12-母线电流测量器，13-矢量控制器，14-PWM信号生成器，15-驱动信号切换器，16-测量要求器，17-电机电流再现器，111-通电模式表，Tr_Pu～Tr_Pw-各相的上侧开关元件的晶体管，Tr_Nu～Tr_Nw-各相的下侧开关元件的晶体管，Di_Pu～Di_Pw-各相的上侧开关元件的续流二极管，Di_Nu～Di_Nw-各相的下侧开关元件的续流二极管，Iu-U相的相电流，Iv-V相的相电流，Iw-W相的相电流，Lu-U相的电机线圈，Lv-V相的电机线圈，Lw-W相的电机线圈，Tk-测量1个相所需要的规定时间。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。

[实施例1]

图1表示本发明的第1实施例(实施例1)的电机控制装置的概要构成。另外，本实施例1的电机控制装置如图所示，由以下各部构成：控制电路1，通过矢量控制，生成PWM信号；变换器电路2，内置6个开关元件；直流电源4，向电机3供给电流；和电流检测器5，用来在连接直流电源4和变换器电路2的母线上，检测电机3的电流。该电机控制装置驱动了电机3的这一压缩机和风扇的动力部。

控制电路1包括：进行矢量运算的矢量控制器13；内置三角波PWM定时器的PWM信号生成器14；用来对控制开关元件ON/OFF的2种驱动信号进行切换的驱动信号切换器15；相电流测定器11；以及母线电流测量器12。

对于以上叙述过其概要构成的电机控制装置，首先说明矢量控制器13的动作。该矢量控制器13为了使正弦波电流流入电机线圈，以规定的周期，根据电流指令值、电机3的速度指令值、电机常数等，进行矢量运算，求出d轴、q轴上的基准电压指令值，然后，根据该基准电压指令值和转子的推定位置，生成(转换)三个相的电压指令值。进而，根据电压指令值和PWM信号生成器14内的三角波PWM定时器的周期，计算三个相的电压指令定时器比较值。

其次，说明PWM信号生成器14的动作。PWM信号生成器14按每半个三角波PWM定时器的周期，向三角波PWM定时器设定三个相的电压指令定时器比较值，由此生成与变换器电路内的6个开关元件对应的PWM信号。该三角波PWM定时器具备在定时器计数值与比较值一致时改变PWM信号的功能。PWM信号生成器14凭借该功能，自动输出与6个开关元件对应的PWM信号。另外，设定电压指令定时器比较值的时间点是定时器计数值为零的时间点，也就是波谷沿的时间点；和定时器计数值测到了半个PWM周期的时间点，也就是波峰沿的时间点。

利用附图2，对该定时器计数值与比较值一致的动作，即比较匹配动作进行更加详细的说明。图2(a)与三角波PWM定时器计数动作一并，表示三个相的电压指令定时器比较值，图2(b)表示开关元件的动作，还有，图2(c)表示母线电流的流动。此外，这里，如果对母线电流的表记进行说明的话就是，向上方图示的情况，意为电流从直流电源侧流向电机侧(正向)的状态(下称为“供给状态”)；向下方图示的情况，意为电流从电机侧流向直流电源侧(负向)的状态(下称为“再生状态”)。另外，在这些图2中，示出了U相电压指令定时器比较值被设定为最大电压相，V相电压指令定时器比较值被设定为中间电压相，W相电压指令定时器比较值被设定为最小电压相的例子。

在上述图2的例子的情况下，三角波PWM定时器在定时器计数值从零增加到W相的电压指令定时器比较值的过程中，将3个与上侧开关元件对应的PWM信号输出为“1”也就是ON状态信号，此外，将3个与下侧开关元件对应的PWM信号输出为“0”也就是OFF状态信号。然后，在W相电压指令定时器比较值到达定时器计数值时，将对应W相的上侧开关元件的PWM信号自动更新为“0”；将对应W相的下侧开关元件的PWM信号自动更新为“1”。由于在计时PWM半周期之前，上述比较匹配动作是对所有电压指令定时器比较值实行，所以，更新了与6个开关元件对应的PWM信号。此外，在后半个半周期中，减少计数值，实行与上述相反的动作，从而使所有PWM信号的输出在定时器计数值到达零之前翻转。

然后，由三角波PWM定时器输出的PWM信号经由驱动信号切换器15传到变换器电路的各开关元件。而这6个开关元件与上述PWM信号的变化连动，反复进行ON/OFF动作，会使直流电压转换成类似交流电压，施加在电机线圈上。

接下来，说明相电流测定器11的动作。因为该相电流测定器11根据母线电流求出相电流，所以是按规定周期动作，具体而言就是，相电流测定器11在PWM信号生成器14内的三角波PWM定时器的波谷沿开始动作。在到达求相电流的时间点，首先，相电流测定器11从矢量控制器13取得当前时间点的电流相位角，根据它判定哪个相相当于最大电流相，哪个相相当于中间电流相，哪个相相当于最小电流相。

这里，说明最大电流相、中间电流相、最小电流相的定义和判定方法。通过矢量控制进行正弦波驱动，U相、V相、W相的相电流大小会随电流相位角以正弦波形变化。因此，本实施例1中，将单位电流相位角的相电流大小作为比较对象处理，不论方向是吸入(正向)还是吐出(负向)，都对各相流动的电流大小用其绝对值来评价，从流有大电流的相开始，顺序定义它们为最大电流相、中间电流相、最小电流相。另外，U相、V相、W相与最大电流相、中间电流相、最小电流相之间的关系，以电流相位角30度为单位变化。

所以，相电流测定器11将来自于矢量控制器13的电流相位角除以30度，根据其结果，依照省略了图示的表，判定哪个相相当于最大电流相，哪个相相当于中间电流相，哪个相相当于最小电流相。另外，上述的表中，记有电流相位角从0度开始、以30度为单位的U相、V相、W相与最大电流相、中间电流相、最小电流相之间的关系，由上述计算结果，容易确定各相的状态。

另外，关于上述的判定，以下，利用附图3所示的电流相位角与相电流的图线，对最大电流相、中间电流相、最小电流相的具体判定例进行说明。也就是说，在电流相位角为75度的时间点，判定U相是最大电流相，V相是中间电流相，W相是最小电流相。此外，在电流相位角为105度的时间点，V相与W相交替，判定U相是最大电流相，W相是中间电流相，V相是最小电流相。进一步，在电流相位角为135度的时间点，U相与W相交替，判定W相是最大电流相，U相是中间电流相，V相是最小电流相。另外，该图3所示的电流相位角与相电流的图线示出了上述实施例1的电流相位角与各相电流之间的关系。本实施例1定义U相电流的吸入开始点为电流相位角的起点，定其为0度。

根据以上说明的内容，相电流测定器11进行最大电流相、中间电流相、最小电流相的判定。

接下来，相电流测定器11计算电流相位区间。另外，电流相位区间是以60度为单位，分割电流相位角从0度到360度的期间，对各期间分配“0”至“5”的代码。另外，该分配方法是从小相位角侧开始，顺次分配数值小的代码，形成图3所示的那样电流相位角与电流相位区间的关系。由此，相电流测定器11将来自于矢量控制器13的电流相位角除以60度，将其结果作为电流相位区间。

<基于再生实施的相电流的测定>

相电流测定器11进一步根据电流相位区间，计算可将最小电流相和中间电流相这2个相作为再生电流测量的定时。这里，对使最小电流相和中间电流相这2个相的电流再生并进行测量的原理进行说明。

如上所述，在通过矢量控制来驱动电机3时，流入电机线圈的电流即相电流，各相都形成正弦波状，以电流相位角60度为单位，在电机线圈上改变流向。另外，在上述图3上，其下部总结了上述内容，作为“电机线圈内的相电流方向”表示。这里，应关注的要点是：最大电流相的电流方向与中间电流相和最小电流相的电流方向彼此相反；而且，最大电流相的电流方向在电流相位区间为“偶数”时是吐出侧，“奇数”时是吸入侧。

然后，在着眼于这2点，考察变换器电路2内部的相电流的流动时可知：在变换器电路2没有向电机3施加电压期间，即要么是上侧开关元件全为ON的期间，要么是下侧开关元件全为ON的期间，最大电流相的电流流过对应最大电流相的开关元件内的续流二极管，余下2相的电流流过开关元件内的晶体管。整理这一内容，在附图4中表示。

由该图4可知：最大电流相的电流通过续流二极管的期间，在电流相位区间为偶数(其中，包含“0”)的情况下，是上侧开关元件全为ON的期间；另一方面，在电流相位区间为奇数的情况下，是下侧开关元件全为ON的期间。进一步考察该图4可知：在最大电流相的电流通过续流二极管的期间中，如果最小电流相或中间电流相的开关元件OFF，那么只有开关元件OFF的相的相电流返回直流电源侧(即再生)。

另外，图5具体表示在电流相位角为65度且电流相位区间为1的期间，将对应最小电流相或中间电流相的开关元件OFF情况下的电流流动。另外，图5是仅将直流电源4和变换器电路2还有电机内的电机线圈部分取出的图示。图中的箭头意为流入上述电路内的电流。下面，依次说明图5(a)至图5(c)的各状态。

首先，图5(a)是相间没有施加电压的状态，各相的相电流在变换器电路2与电机3之间作为续流电流流动。图5(b)是相当于最小电流相的W相的下侧开关元件OFF的状态，仅W相的相电流再生，流到直流电源侧后，再次返回U相的下侧开关元件。图5(c)是相当于中间电流相的V相的下侧开关元件OFF的状态，仅V相的相电流再生，流到直流电源侧后，再次返回U相的下侧开关元件。

本发明就是利用这样的现象，也就是说，其特征是，在最大电流相的电流通过续流二极管的期间中，将余下的最小电流相和中间电流相的相电流作为再生电流进行测量。也就是说，实施例1是利用以上的原理测量2个相的再生电流。

但是，为了能够通过再生电流来测量相电流，由上述原理可知，需要在满足以下2个条件的期间中实施测量。也就是说，第一个条件是不在相间施加电压。第二个条件是最大电流相的相电流通过续流二极管。由于在满足这2个条件的期间中，输出使最小电流相或中间电流相的开关元件OFF的信号，即相电流测量用信号，所以，有必要测量再生电流。于是，相电流测定器11根据电流相位区间，决定满足上述条件的定时(下称“测量定时”)。以下，就其内容进行说明。

如上所述，相电流测定器11将电流相位区间为偶数的情况和电流相位区间为奇数的情况分开，决定测量定时。而且，偶数的电流相位区间需要在上侧开关元件全为ON的状态下输出相电流测量用信号，并完成测量处理。所以，相电流测定器11将三角波PWM定时器的计数值在从“0”开始到发生初次比较匹配动作为止的期间内、并且可完结所有测量处理的定时，定为测量定时。此外，奇数的电流相位区间，需要在下侧开关元件全为ON的状态下输出相电流测量用信号。所以，相电流测定器11将三角波PWM定时器的计数值在从最后的比较匹配动作结束到计数值达到最大值的期间内、并且可完结所有测量处理的定时，定为测量定时。另外，这些测量定时作为同步信号发生用定时器比较值，设定在三角波PWM定时器。也就是说，通过这样的设定，可以在输出相电流测量用信号的定时，从PWM信号生成器14得到同步信号，因而，接收该信号后，相电流测定器11进行以下动作。

接收了同步信号的相电流测定器11向驱动信号切换器15输出将当前最小电流相对应的上侧开关元件或下侧开关元件置为OFF状态的通电模式(pattern)，也就是相电流测量用信号，然后，通过上述驱动信号切换器15，向变换器电路输出。该动作使选定的相的相电流在直流电源侧再生，使其通过母线上的电流检测器5。

另外，驱动信号切换器15具备切换输出到变换器电路2的驱动信号的结构，通常，是将PWM信号输出到变换器电路2，但当相电流测量用信号被设定后，将该信号输出到变换器电路2。

进一步，输出了相电流测量用信号的相电流测定器11在规定时间经过后，对母线电流测量器12输出测量要求信号。然后，接收到该测量要求信号的母线电流测量器12从电流检测器5取入模拟信号并转换为母线电流值，而后将该值输出到相电流测定器11。然后，相电流测定器11将测量的母线电流值作为最小电流相的再生电流值处理，通过进一步对测量结果的正负符号进行校正(反转)，得到相电流值。换言之，上述对正负符号进行校正是指，当电流相位区间为偶数时，将测量结果变更为正号；当电流相位区间为奇数时，将测量结果变更为负号。

如上所述，结束了最小电流相的测量的相电流测定器11接着立即开始中间电流相的测量。另外，关于测量中间电流相的动作，从相电流测量用信号的输出取入母线电流值，其后，直到进行正负符号的校正处理，这一过程与上述最小电流相的测定动作相同，这里，省略其详细说明。此外，相电流测定器11在中间电流相测量结束的时间点，结束相电流测量用信号的输出，向变换器电路2输出原来的PWM信号。

通过以上动作，中间电流相的相电流值与最小电流相的相电流值一并得到，所以，根据这2个相的相电流值，相电流测定器11通过运算求出最大电流相的相电流值，将求出的相电流值输出到矢量控制器13。

进一步，利用附图6，与上述的图5一起，对相电流测定器11的测量动作，进行更为具体的说明。另外，图6的表记与上述图2相同，所以，在此省略各部的说明。此外，关于各相的电压指令定时器比较值的设定内容，也以上述图2同样的状态表示。以下，依次说明图5(a)至图5(c)的状态。

上述图5(a)所示的相间没有施加电压的状态与图6中定时“(1)”表示的状态对应，在该状态下，各相的相电流作为续流电流，在变换器电路与电机3之间流动，母线上没有电流。

另一方面，上述图5(b)所示的将相当于最小电流相的W相的下侧开关元件OFF的状态，与图6中定时“(2)”表示的状态对应。在该状态下，仅W相的相电流再生，流到直流电源侧，其后，返回U相的下侧开关元件，所以，W相的相电流会作为再生电流出现在母线上。相电流测定器11将此时的母线电流值作为W相的相电流测量。

此外，上述图5(c)所示的将相当于中间电流相的V相的下侧开关元件OFF的状态，与图6中定时“(3)”表示的状态对应。在该状态下，仅V相的相电流再生，流到直流电源侧，其后，返回U相的下侧开关元件，所以，V相的相电流会作为再生电流出现在母线上。相电流测定器11将此时的母线电流值作为V相的相电流测量。

如此，相电流测定器11在结束测量2个相的电流后，结束相电流测量信号的输出。其后，相电流测定器11将原来的PWM信号输出到变换器电路，使流入电路内的电流返回上述图5(a)的状态。

根据以上详细说明的本实施例，在以极低转速运转电机3时，即使三个相的电压指令定时器比较值总是近似的值，也不会不减少母线电流的实测次数，可以根据实测的相电流，进行矢量控制，即使是极低的转速，也可以驱动压缩机和风扇。因此，即使是以最小能力运转的时候，也可以提供制冷循环运转效率良好的空调机和冰箱。

另外，以上的实施例中，虽然是根据电流相位角，首先测量最小电流相，其次测量中间电流相。但是，本发明不限于此，也可以取而代之，将上述顺序颠倒进行测量，只要使U相、V相、W相之间的关联一致，就可以得到正确的各相的相电流值。

<实施例1的变形例>

在上述实施例中，为了测量最小电流相和中间电流相的2个相，让各相电流在直流电源侧再生，然而，这样会使得电机3的电流些许减少，电机3的输出转矩也会些许降低。因此，本变形例的目的是，填补因上述测量而造成的电机3的不足的电流，防止电机3的输出转矩降低。

下面，对本变形例进行说明。本变形例的构成与上述实施例1相同。另外，如下所述，本变形例是通过对上述实施例1说明的相电流测定器11和PWM信号生成器14，将电压指令定时器比较值进行暂时纠正来填补电机3的电流。因此，以下仅对相电流测定器11和PWM信号生成器14上追加的动作进行说明。

另外，相电流测定器11在对矢量控制器13输出3个相的相电流值之后，立刻向PWM信号生成器14输出用来填补电机3的电流的定时器校正值。该定时器校正值准备了U相用、V相用、W相用的3个相的校正值。于是，相电流测定器11对相当于最大电流相的相的定时器校正值，设定测量1个相所需要的规定时间；对其它2个相的定时器校正值，设定零，将它们输出到PWM信号生成器14。

另一方面，接收到该定时器校正值的PWM信号生成器14，对当前的电压指令定时器比较值个别加上定时器校正值，其后，设定给三角波PWM定时器。但是，PWM信号生成器14在测量之后只立即实施1次上述的校正处理，更具体而言，是在三角波PWM定时器的波峰沿的定时上实施。

通过以上动作，最大电流相的通电时间比当初的时间，长出测量1个相所需要的规定时间，其结果是，可以对最小电流相、中间电流相双方填补减少的电流。

下面，利用附图7，对应用上述变形例情况下的三角波PWM定时器和开关元件的动作以及母线电流的变化进行说明。另外，该图7的表记与上述图2相同，所以在此省略各部的说明。另外，各相的电压指令定时器比较值的设定内容也以与上述图2相同的状态表示。此外，电流相位角示出了65度的情况，相当于W相是最小电流相，V相是中间电流相，U相是最大电流相。

由该图可知，在PWM周期的前半周期，依次进行了2个动作。首先是，PWM信号生成器14根据矢量控制器13设定的电压指令定时器比较值向电机3提供电流，接着，相电流测定器11操作开关元件，使电机3的电流再生，由此测量W相和V相的电流。此外，在PWM周期的后半周期，PWM信号生成器14根据上述内容，校正相当于最大电流相的U相的电压指令定时器比较值，对V相和W相的相电流进行1次填补。由此，就可以填补因测量造成的电机3的不足的电流，防止电机3输出转矩的下降。

[实施例2]

接下来，对本发明的第2实施例(实施例2)的电机控制装置进行以下说明。另外，本实施例2的目的是，在达成与上述实施例1同样效果的同时，进一步纠正以下缺点。

首先，对上述实施例1的缺点进行说明。上述实施例1虽然根据电流相位角定义了当前时间点的最大电流相、中间电流相、最小电流相，但电流相位角是在矢量控制器13内通过运算求得的推定值，与实际的电机3的电流相位角相比，其值多少包含误差。因此，在电流相位区间的交替期间，在实际的电机3的电流相位角与矢量控制器13的电流相位角之间产生差异的状态(以下略为相位差产生的状态)下，最大电流相和中间电流相的定义与上述计算的电流相位区间往往呈现与实际不同的结果。在这种情况下，如果通过上述说明的实施例1的动作进行测量，最小电流相的相电流值就会被归零，也就是，无法得到正确的相电流值。

利用附图8，对上述的误测量进行更为详细的说明。该图8示出了电流相位角存在误差、进行误测量情况下的具体例。图8(a)表示测量开始时间点的电路动作；图8(b)表示测量最小电流相的电路动作。此外，电机线圈上所标箭头表示实际的相电流方向，表记的相电流方向在上述图3中表示电流相位角为55度的状态。因此，U相相当于吸入侧的中间电流相，V相相当于吐出侧的最大电流相，而W相相当于吸入侧的最小电流相。

另一方面，矢量控制器13在该时间点将电流的相位角视为65度，U相视为吸入侧的最大电流相，V相视为吐出侧的中间电流相，W相视为吐出侧的最小电流相。而且，由于矢量控制器13的电流相位角是65度，所以相电流测定器11计算的电流相位区间是“1”，相电流测定器11从下侧开关元件均为ON的状态开始，进行测量。

在开始测量时，如上述图6(b)所示，相电流测定器11将视为最小电流相的W相的下侧开关元件由ON状态置为OFF状态，使W相的相电流在直流电源侧再生。但是，实际的W相的相电流却变为吸入侧的最小电流相，因此没有再生，停留在变换器电路内。所以，相电流测定器11会从没有电流流动的电流检测器5测量母线电流值，会导致将最小电流相的相电流值误测为零，而且，这样的误测量不仅是在上述情况，相反的情况下也发生，即实际的电机3的电流相位角超前、矢量控制器13的电流相位角滞后的情况下也会发生。因此，本实施例2可以消除这样的缺点，对所有相电流值进行正确测量。

本实施例2的电机控制装置的构成虽然基本与上述实施例1的电机控制装置相同，但本实施例2中，在相电流测定器11中还设有通电模式表111。此外，关于其它各部的动作，本实施例虽然基本也与上述实施例1相同，但唯有相电流测定器11的动作不同，所以，以下仅对相电流测定器11的动作进行说明。

相电流测定器11与上述实施例1同样，为了从母线电流求出相电流而按规定的周期动作，具体而言就是，在PWM信号生成器14内的三角波PWM定时器的波谷沿，开始动作。

首先一开始，相电流测定器11在测定相电流的定时来到时，根据矢量控制器13运算的电流相位角，计算电流相位区间。然后，与上述实施例1相同，根据电流相位区间，计算测量定时，将其作为同步信号发生用定时器比较值设定给三角波PWM定时器。其后，当从PWM信号生成器14接收到同步信号时，相电流测定器11再次开始动作。

接着，附图9的流程图表示相电流测定器11再次开始动作后的动作流程。首先一开始，再次开始动作的相电流测定器11根据电流相位区间，从通电模式表111取得相电流测量用信号，向变换器电路输出，来测量母线电流值。这里，从相电流测量用信号输出到变换器电路到测量母线电流值为止的动作与上述实施例1相同。但本实施例中，该动作重复3次。其中，由于从通电模式表111取得的相电流测量用信号均不相同，所以测量到的3个母线电流值就全不相同。

更为具体而言就是，如图9所示，首先，将测量计数器置为“1”(步骤S91)，根据测量计数器，从通电模式表中取得相电流测量用信号(步骤S92)。其后，开始模式输出(步骤S93)，待规定时间经过(步骤S94)，输出测量要求信号，取得母线电流(步骤S95)。其后，对测量计数器加“1”(步骤S96)，判定该测量计数器是否大于3(步骤S97)，其结果，如果不大于3(“NO”)，处理就返回上述的步骤S92，重复上述步骤S92至S96。如果该测量计数器大于3(“YES”)，就过渡到以下的模式输出结束(步骤S98)。

这里，暂时中断关于图9的动作流程的说明，进行通电模式表111的详细说明。通电模式表111对每个电流相位区间都登录了3个相电流测量用信号，另外，3个相电流测量用信号对每个测量顺序都登录了1个特定的开关元件为ON的模式。上述通电模式表111的内容归纳在表中，表示在附图10上。另外，该表内的测量顺序栏所述的记号“始”是测量开始时的意思。“(1)”、“(2)”、“(3)”意为测量顺序。此外，表内的驱动信号栏中所述的数值“1”意为使开关元件ON的信号，数值“0”意为是OFF的信号。另外，测量开始时的栏中所述的模式是为了容易理解以下说明而进行的权宜性的记载，没有被登录实际的通电模式表111中。

接下来，如上所述，对第1次、第2次、第3次的各个测量所使用的相电流测量用信号的目的和模式进行以下详细说明。另外，为了容易理解说明，在此进行以下定义。首先，在1个被电流相位区间分割开的期间中，将前半为最小电流相、后半为中间电流相的相定义为“A”相。此外，在1个被电流相位区间分割开的期间中，将前半为中间电流相、后半为最小电流相的相定义为“B”相。再有，在1个被电流相位区间分割开的期间中，将作为最大电流相的相定义为“C”相。

然后，第1次的模式，是为了使B相的电流在变换器电路内续流并停留，使A相的电流再生至直流电源侧，从而流到母线上而设定的。所以，就设定了仅将开始测量时为ON的B相的开关元件置为ON、其它开关元件均置为OFF的模式。

此外，第3次的模式，是为了使A相的电流在变换器电路内续流并停留，使B相的电流再生至直流电源侧，从而流到母线上而设定的。所以，就设定了仅将开始测量时为ON的A相的开关元件置为ON、其它开关元件均置为OFF的模式。

另外，最为重要的第2次的模式，是为了在电流相位角与矢量控制器13的电流相位角一致的状态下，使A相、B相的电流在变换器电路内续流，另一方面，在相位差产生的状态下，使成为最小电流相的A相或B相的电流再生至直流电源侧而设定的。所以，就设定了仅将开始测量时为OFF的C相的开关元件置为ON、其它开关元件均置为OFF的模式。

另外，以即使瞬间将第1次的模式切换至第2次的模式，变换器电路内也不发生短路的方式，在第1次的模式中，将测量开始时为ON的C相的上侧和下侧两个开关元件置为OFF的模式。此外，第3次的模式也是同样。

接下来，利用附图11、附图12、还有附图13，对登录在通电模式表111中的相电流测量用信号的作用进行说明。另外，这些图11、图12和图13中的表记与上述图5相同，在此省略其说明。此外，为了容易理解说明，在这些图中，表示了相电流测量器11认为电流相位区间是“1”的情况下的动作例。所以，在这些图中，U相相当于C相，V相相当于B相，而W相相当于A相。

首先，图11表示实际的电机3的电流相位角与矢量控制器13的电流相位角一致状态(以下略为“同一相位”)下的动作。另外，该图11图示了电流相位角为65度、在电流相位区间为“1”的期间中依次输出相电流测量用信号时的实例。

图11(a)示出了相间没有施加电压的状态，各相的相电流在变换器电路与电机3之间作为续流电流流动。图11(b)示出了输出第1次的相电流测量用信号，并仅将V相的下侧开关元件置为ON的状态。仅W相的相电流再生，流至直流电源侧，其后返回U相的下侧开关元件。图11(c)示出了输出第2次的相电流测量用信号，并仅将U相的上侧开关元件置为ON的状态。V相和W相的相电流通过U相的上侧开关元件内的晶体管，返回电机3。另外，图11(d)示出了输出第3次的相电流测量用信号，仅将W相的下侧开关元件置为ON的状态。仅V相的相电流再生，流至直流电源侧，其后返回U相的下侧开关元件。由以上情况可知，在同一相位的情况下，第1次是A相的电流再生，在母线上流动；第3次是B相的电流再生，在母线上流动，而在第2次母线上没有电流。

其次，图12表示实际的电机3的电流相位角为55度，另一方面，矢量控制器13的电流相位角视为65度情况下的动作，也就是，在超前相位上电流相位角产生差异状态(以下略为“超前相位”)下的动作。另外，在本动作例中，矢量控制器13将电流相位角视为65度，所以，相电流测定器11输出电流相位区间为“1”的相电流用信号。此外，由于电机3的电流相位角为55度，所以就实际的各相电流而言，U相被分配为吸入侧的中间电流相；V相被分配为吐出侧的最大电流相；W相被分配为吸入侧的最小电流相。

图12(a)是相间没有施加电压的状态，各相的相电流在变换器电路与电机3之间作为续流电流流动。图12(b)示出了输出第1次的相电流测量用信号，并仅将V相的下侧开关元件置为ON的状态，它与图12(a)所示的电流流动相同，换言之就是没有母线电流。

另一方面，图12(c)示出了输出第2次的相电流测量用信号、并仅将U相的上侧开关元件置为ON的状态。在该状态下，V相的相电流内，U相的那一部分电流分离，通过U相的上侧开关元件的晶体管，其后返回电机3，W相的那一部分电流再生，流到直流电源侧，之后返回W相的下侧开关元件的续流二极管。此外，图12(d)示出了输出第3次的相电流测量用信号、并仅将W相的下侧开关元件置为ON的状态。在该状态下，V相的相电流再生，流到直流电源侧，之后返回U相和W相的下侧开关元件的续流二极管。由此可知，在像这样相位超前的情况下，第2次是A相的电流再生，在母线上流动；第3次是B相的电流再生，在母线上流动，而第1次是母线上没有电流。

最后，图13表示实际的电机3的电流相位角为125度，另一方面，矢量控制器13的电流相位角视为115度情况下的动作，也就是，在滞后相位上电流相位角产生差异状态(以下略为“滞后相位”)下的动作。另外，在本动作例中，矢量控制器13将电流相位角视为115度，所以，相电流测定器11输出电流相位区间为“1”的相电流测量用信号。此外，由于电机3的电流相位角为125度，所以就实际的各相电流而言，U相被分配为吸入侧的中间电流相；V相被分配为吸入侧的最小电流相；W相被分配为吐出侧的最大电流相。

图13(a)示出了相间没有施加电压的状态，各相的相电流在变换器电路与电机3之间作为续流电流流动。图13(b)示出了输出第1次的相电流测量用信号、仅将V相的下侧开关元件置为ON的状态。在该状态下，W相的相电流通过W相的上侧开关元件的续流二极管，作为再生电流流至直流电源侧，其后返回U相和V相的上侧开关元件的续流二极管。图13(c)示出了输出第2次的相电流测量用信号、并仅将U相的上侧开关元件置为ON的状态。在该状态下，W相的相电流内，U相的那一部分电流分离，通过U相的上侧开关元件的晶体管返回电机3，而V相的那一部分电流再生，流到直流电源侧，之后返回V相的下侧开关元件的续流二极管。还有，图13(d)示出了输出第3次的相电流测量用信号、并仅将W相的下侧开关元件置为ON的状态。在该状态下，电流的流动与上述图13(a)所示的情况相同，换言之就是没有母线电流。由此可知，在像这样相位滞后的情况下，第1次是A相的电流再生，在母线上流动；第2次是B相的电流再生，在母线上流动，而第3次是母线上没有电流。

总结以上内容就是，使用登录在通电模式表111的相电流测量用信号，实施3次测量，就一定可以产生母线电流值为零的结果。然后，根据该母线电流值为零的测量定时，可以判别出产生了怎样的相位差。进而，即便是在产生了相位差的状态下，也可以判别在第2次的测量定时上测量的电流是A相的电流还是B相的电流，因此，可以得到期待的2个相的测量结果。

进一步，对所有的电流相位区间整理上述内容，将其结果表示在图14的表上。另外，该表中所记的记号“(1)”、“(2)”、“(3)”意为各电流相位区间的测量顺序，此外，对于母线电流值记录的电流，略记为吸入侧、吐出侧。

这里，返回上述图9的流程图，相电流测定器11根据以上说明的动作原理，执行以下的动作。另外，根据上述图9所示的动作流程，如上所述，最初，是使用通电模式表111上登录的相电流测量用信号实施3次测量，测量3个母线电流值。然后，再根据按测量顺序记录的3个母线电流值，判定第几个母线电流值为0(步骤S99)，根据其结果，调查是否是相位差出现的状态。

然后，根据上述的相位差的判定结果，确定A相、B相的母线电流值，并且，对确定出来的A相、B相的母线电流值实行符号调整。具体而言就是，在第1次(超前相位)母线电流为0的情况下，A相电流值＝第2次的母线电流值×(-1)、B相电流值＝第3次的母线电流值(步骤S100)。此外，在第2次(同一相位)母线电流为0的情况下，A相电流值＝第1次的母线电流值，B相电流值＝第3次的母线电流值(步骤S 101)。另外，在第3次(滞后相位)母线电流为0的情况下，A相电流值＝第1次的母线电流值，B相电流值＝第2次的母线电流值×(-1)(步骤S102)。

进一步，相电流测定器11判定电流相位区间是否为偶数(步骤S 103)，其结果，在电流相位区间为“偶数”的情况下，将A相和B相的母线电流值的符号翻转(也就是，A相电流值＝A相电流值×(-1)，B相电流值＝B相电流值×(-1))(步骤S104)。另一方面，在电流相位区间为“奇数”的情况下，将A相和B相的母线电流值直接作为测量结果，然后，相电流测定器11根据上述A相和B相的母线电流值，通过计算，求出C相(C相电流＝(A相电流+B相电流)×(-1))(步骤S 105)。最后，根据电流相位区间，将A相、B相、C相的母线电流值分配给U相、V相、W相的相电流值(步骤S 106)，由此将各相的相电流值输出至矢量控制器13。

就像以上详述的那样，根据本实施方式2，即使使用推定得到的电流相位角，也可以测量出正确的相电流，特别是，对于以极低的转速驱动压缩机和风扇的电机，也可以切实地对其进行驱动·控制。所以，以最小能力运转时，也可以提供制冷循环运转效率良好的空调机和冰箱。

另外，在本实施例2中，虽然以在通电模式表111中设定有按A相、B相顺序进行测量的模式为例进行了说明，但并不限定于此，只要事先使U相，V相、W相的关联一致，即便设定以与上述相反的顺序进行测量的模式，也可以正确得到各相的相电流值。

<实施例2的变形例>

另外，上述的实施例2也与上述实施例1同样，利用再生来测量相电流，会使电机电流产生些许不租。所以，本变型例是为了填补上述电机3的不足的电流，防止电机输出转矩的下降。

下面，对本变型例进行说明。其概要是，对上述实施例2说明的相电流测定器11和PWM信号生成器14追加以下说明的动作，从而通过暂时校正电压指令定时器比较值来填补电机3的电流。此外，由于对PWM信号生成器14追加的动作与上述实施例1的变形例相同，所以，在此省略其详细说明，仅对相电流测定器11的追加动作进行说明。

相电流测定器11在向矢量控制器13提供3个相的相电流值之后，立即根据相位差的判定结果，对用来填补电机3的电流的定时器校正值进行以下设定，向PWM信号生成器14输出。在此，对定时器校正值的设定内容进行说明。

定时器校正值的设定在电流相位区间为“偶数”的情况下和“奇数”的情况下是不同的。在电流相位区间为“偶数”的情况下，设定以下的定时器校正值。

首先，如果相位差的判定结果是同一相位，就设定以下的值。

相当于A相的相的定时器校正值＝0

相当于B相的相的定时器校正值＝0

相当于C相的相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

其次，如果相位差的判定结果是超前相位，就设定以下的值。

相当于A相的相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

相当于B相的相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

相当于C相的相的定时器校正值＝0

最后，如果相位差的判定结果是滞后相位，就设定以下的值。

相当于A相的相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

相当于B相的相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

相当于C相的相的定时器校正值＝0

另一方面，在电流相位区间为“奇数”的情况下，设定以下的定时器校正值。

首先，如果相位差的判定结果是同一相位，就设定以下的值。

相当于A相的相的定时器校正值＝0

相当于B相的相的定时器校正值＝0

相当于C相的相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

其次，如果相位差的判定结果是超前相位，就设定以下的值。

相当于A相的相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

相当于B相的相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

相当于C相的相的定时器校正值＝0

最后，如果相位差的判定结果是滞后相位，就设定以下的值。

相当于A相的相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

相当于B相的相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

相当于C相的相的定时器校正值＝0

接着，接收到该定时器校正值的PWM信号生成器14使用上述实施例1变形例中说明的同样的动作，校正当前的电压指令定时器比较值，其结果，就可以填补各相的电流。

另外，将各电流相位区间中的校正计算的内容整理并表示在附图14所示的“电压指令定时器比较值的校正内容”栏中。这里使用的Tu、Tv、Tw意为与U相、V相、W相对应的电流指令定时器比较值，此外，Tk意为测量1个相所需要的规定时间。

进一步，利用附图15、附图16和附图17，对应用上述实施例2的变形例的电流填补动作情况下的三角波PWM定时器和开关元件的动作以及母线电流的变化进行说明。另外，由于各图的表记与上述图2相同，所以在此省略各部分的说明。此外，本图中，为了容易理解说明，示出了相电流测定器11将电流相位区间视为“1”情况下的动作例。所以，本图中，U相相当于C相，V相相当于B相，W相相当于A相。

首先，对表示“同一相位”情况的图15进行说明。另外，该图15中，各相的电压指令定时器比较值的设定内容是以与上述图2相同的状态表示的，实际的电机3的电流相位角和矢量控制器13的电流相位角的状态是以与上述图11相同的状态表示的。以下，继续说明同一相位的情况。

在上述同一相位的情况下，进行与上述实施例1的变形例同样的动作，也就是，在PWM周期的前半周期，依次进行2个动作。首先是，PWM信号生成器14根据矢量控制器13所设定的电压指令定时器比较值向电机3提供电流，接着，相电流测定器11操作开关元件，使电机3的电流再生，由此测量相当于A相的W相和相当于B相的V相的电流。此外，在PWM周期的后半周期，PWM信号生成器14通过校正相当于C相的U相的电压指令定时器比较值，对V相和W相的相电流进行1次填补。

接着，对表示“超前相位”情况的图16进行说明。另外，该图16中，各相的电压指令定时器比较值的设定内容是以与上述图2相同的状态表示的，实际的电机3的电流相位角和矢量控制器13的电流相位角的状态是以与上述图12相同的状态表示的。以下，继续说明超前相位的情况。

在上述超前相位的情况下，由于要使相当于A相的W相的相电流再生2倍，所以无法1次填补相电流。因此，通过减小相当于B相的V相的定时器值，并增大相当于A相的W相的定时器值，对V相和W相的相电流进行个别填补。

最后，对表示“滞后相位”情况的图17进行说明。另外，该图17中，各相的电压指令定时器比较值的设定内容是以与上述图2相同的状态表示的，实际的电机3的电流相位角和矢量控制器13的电流相位角的状态是以与上述图13相同的状态表示的。以下，继续说明滞后相位的情况。

因此，“滞后相位”的情况也与“超前相位”的情况相同，由于要使相当于B相的V相的相电流再生2倍，所以无法1次填补相电流。因此，通过减小相当于A相的W相的定时器值，并增大相当于B相的V相的定时器值，对V相和W相的相电流进行个别填补。

由以上可知，根据本变形例，就可以填补上述实施例2中因利用再生电流测量相电流而造成的电机3的不足的电流，防止电机3的输出转距的下降。

[实施例3]

以上的实施例1和实施例2以及他们的变形例中，记述了将作为本发明特征的借助再生电流的相电流测量应用于一般使用矢量控制的3相调制方式的电机控制装置的情况，以下所述的另一实施例(实施例3)取而代之，示出将本发明应用于2相调制方式的电机控制装置的实例。更为具体而言，实施例3是特别将上述实施例2所示的相电流测量应用于2相调制方式的电机控制装置。

另外，这里，所谓的2相调制方式是一种用来降低变换器电路开关损耗的方法，它是在1个PWM周期中，在3个相内使1个相的开关休止、在剩余2个相实施开关动作，从而对电机3施加电压的控制方法。

这里，为了说明3相调制方式与一般的2相调制方式的不同，在图18表示了电压调制率为90％情况下的波形。另外，图18(a)表示实施了3相调制方式情况下的波形；图18(b)表示实施了2相调制方式情况下的波形。施加在各相上的电压被置换为电压指令定时器比较值来表示。另外，图线内的“电压指令定时器比较值”的单位表记为百分比，使用的是对相当于半个PWM周期的定时器计数值的比率。另外，就施加电压的相位角的起点而言，将U相的电压指令定时器比较值上升至50％的那一点定为0度。此外，为了便于以后的说明，各图线上也示出各相上流动的相电流的波形。该电流波形将U相电流的吸入开始点作为起点，也就是定为0度。另外，图18的例子示出了施加电压的相位与相电流的相位一致的情况。以下，继续说明3相调制方式和一般的2相调制方式的不同。

在图18(a)所示的3相调制方式中，由于定时器比较值呈正弦波状变化，所以如果电压调制率不满100％，不论哪个相位角，在PWM周期的前半周期中一定存在2次不对电机3施加电压的期间(以下略为“施加电压零期间”)。具体而言就是，第1次的施加电压零期间是从三角波PWM定时器的定时器计数值为“0”开始向上计数(count up)，直到到达最小电压相的定时器比较值为止的期间，对于该期间来说，3个上侧开关元件是ON状态，其它3个下侧开关元件是OFF状态。此外，第2次的施加电压零期间是在定时器计数值向上计数过程中从到达最大电压相开始直到到达PWM周期的半周期为止的期间。对于该期间来说，3个上侧开关元件是OFF状态，其它的下侧开关元件是ON状态。因此，在上述实施例1及其变形例以及上述实施例2及其变形例中，在PWM周期的前半周期内，一定存在1次最大电流相的相电流通过续流二极管的施加电压零期间，所以就利用该期间，进行相电流的测量。

与此相对，在图18(b)所示的2相调制方式中，该图18(b)所示的2相调制方式是将先前说明的3相调制方式的定时器比较值变形而成，因此，将以下说明的基准电压相的定时器比较值设定为100％或0％，从而在该期间中，使基准电压相的开关休止。此外，对基准电压相以外的2个相，也设定了可维持相间电压的定时器比较值，该设定使各相电流形成正弦波状。下面，用一例来说明3相调制方式的电压指令定时器比较值转换为2相调制方式的电压指令定时器比较值的方法。

首先，根据上述3相调制方式计算各相的电压指令定时器比较值。其次，求出相当于50％的定时器比较值与各相的电压指令定时器比较值之间的偏差的绝对值，确定出偏差值最大的相，将该相定为基准电压相。接着，分开基准电压相为最大电压相的情况和最小电压相的情况，校正各相的电压指令定时器比较值。在基准电压相为最大电压相的情况下，从相当于100％的电压指令定时器比较值中减去基准电压相的定时器比较值，求出校正值，将其与各相的电压指令定时器比较值相加。在基准电压相为最小电压相的情况下，将该相的电压指令定时器比较值作为校正值，从各相的电压指令定时器比较值中减去。通过以上的校正计算，将基准电压相的定时器比较值设定为100％或0％，另一方面，维持与剩余2相的电压指令定时器比较值之间的偏差。

然而，在上述的2相调制方式的电压指令定时器比较值的转换方法中，电流相位没有关联性，所以在基准电压相与最大电流相为同一相的情况下，在施加电压零的期间中，会产生最大电流相的相电流不流过续流二极管的期间。以下，利用附图19和附图20，对其具体例进行说明。

图19示出的是上述图18(b)所示的相位角为105度时的三角波PWM定时器的动作和母线电流的流动。另外，由于图中的表记与上述图2相同，所以在此，省略各部的说明。此外，由于电压相位角是105度，所以基准电压相就是U相，U相的电压指令定时器比较值被设定为100％。由此，在PWM周期的1个周期的期间中，U相的上侧开关元件的晶体管总是ON。

此外，图20示出了上述图19的PWM周期的前半周期的相电流的流动。也就是说，图20(a)表示上述图19的期间(1)的相电流的流动，图20(b)表示上述图19的期间(2)的相电流的流动，另外，图20(c)表示上述图19的期间(3)的相电流的流动。另外，由于电流相位角是105度，所以就各相的相电流而言，U相被分配为吸入侧的最大电流相，V相被分配为吐出侧的最大电流相，W相被分配为吐出侧的中间电流相，接下来，在图19中的期间(1)至期间(3)之间，着眼于相当于最大电流相的U相的相电流，针对该相电流的动作进行以下的说明。

如上所述，上述图19中的期间(1)处于施加电压零期间中，表示各相的上侧开关元件均为ON的状态。也就是说，如图20(a)所示，各相的相电流在上侧开关元件与各电机线圈之间作为续流电流流动。在该期间中，相当于最大电流相的U相的相电流流过U相的上侧开关元件的晶体管，返回电机线圈。

上述图19中的期间(2)表示使W相的相电流增加的期间。也就是说，如图20(b)所示，该期间中也是，相当于最大电流相的U相的相电流流过U相的上侧开关元件的晶体管，返回电机线圈。

上述图19中的期间(3)表示使V相和W相的相电流增加的期间。也就是说，如图20(c)所示，该期间中也是，相当于最大电流相的U相的相电流流过U相的上侧开关元件的晶体管，返回电机线圈。

如上所述，在基准电压相与最大电流相为同一相的情况下，在施加电压零期间中，会产生最大电流相的相电流不流过续流二极管的期间。在这种情况下，采用上述实施例1和实施例2的方法，不可能测量相电流。所以，采用本实施例3，就可以在特别是以2相调制方式驱动电机3的过程中测量相电流。更为具体而言就是，可以进行上述实施例2的相电流的测量。

另外，本实施例3的电机控制装置虽与上述实施例2的电机控制装置的构成相同，但本实施例3在矢量控制器内部特别设置了2相调制器。此外，关于其它各部的动作，本实施例3与上述实施例2基本相同，但仅有矢量控制器的动作不同。因此，下面仅对本实施例3的矢量控制器的动作进行说明。

矢量控制器就像上述实施例1说明的那样，首先是以规定周期计算3个相的电压指令定时器比较值，将它们作为3个相的调制用电压指令定时器比较值处理。然后是将这些3个相的调制用电压指令定时器比较值和电流相位角输出到2相调制器，转换为2相调制用电压指令定时器比较值。

在此，说明设于上述2相调制器内的电压指令定时器比较值的转换方法。首先，根据当前的电流相位角，计算电流相位区间。由于该相位区间的计算和代码的意义与上述实施例1说明的内容相同，所以省略其说明。然后，根据电流相位区间是“偶数”还是“奇数”，改变计算方法，转换2相调制用电压指令定时器比较值。

首先，在电流相位区间为“偶数”的情况下，按照以下步骤，转换电压指令定时器比较值。也就是，第一步，按照值的大小来比较3个相的调制用电压指令定时器比较值，将被设定最大值的相定为基准电压相；第二步，从相当于100％的定时器比较值中减去基准电压相的调制用定时器比较值，求出校正值，将其与各相的调制用定时器比较值相加。

另一方面，在电流相位区间为“奇数”的情况下，按照以下步骤，转换电压指令定时器比较值。也就是，第一步，按照值的大小来比较3个相的调制用电压指令定时器比较值，将被设定最小值的相定为基准电压相；第二步，将基准电压相的定时器比较值作为校正值，从各相的调制用定时器比较值中减去。

通过以上的动作，就可以改变依照电流相位区间选定的基准电压相，同时，将3个相的调制用电压指令定时器比较值转换为2个相的调制用定时器比较值。然后，将该转换后的2个相的调制用电压指令定时器比较值输出到PWM信号生成器。

在此，为了比较转换前的3个相的调制用电压指令定时器比较值和转换后的2个相的调制用电压指令定时器比较值，附图21表示电压调制率为90％情况下的这些波形。另外，图21(a)表示3个相的调制用电压指令定时器比较值的波形，而图21(b)表示2个相的调制用电压指令定时器比较值的波形。除此以外，表记内容与上图18相同，在此省略说明。

接下来，附图22表示上述图21(b)所示的相位角为105度时的三角波PWM定时器的动作和母线电流的流动。另外，由于此处的表记与上述图2相同，所以在此，省略各部的说明。此外，由于电压相位角是105度，所以基准电压相就是W相，W相的电压指令定时器比较值被设定为0％。由此，在PWM周期的一个周期的期间中，W相的下侧开关元件的晶体管总是ON。进一步，附图23表示上述图22所示的PWM周期的前半周期中的、相电流的流动。这里，图23(a)表示上述图22的期间(1)的相电流的流动，图23(b)表示上述图22的期间(2)的相电流的流动，另外，图23(c)表示上述图22的期间(3)的相电流的流动。另外，由于电流相位角是105度，所以就各个相电流而言，U相被分配为吸入侧的最大电流相，V相被分配为吐出侧的最小电流相，W相被分配为吐出侧的中间电流相。接下来，针对上述图22中的期间(1)至期间(3)之间的U相的相电流的动作，进行以下的说明。

上述图22中的期间(1)表示了使W相的相电流增加的期间。而且，如图23(a)所示，在该期间中，相当于最大电流相的U相的相电流流过U相的上侧开关元件的晶体管，返回电机线圈。

此外，上述图22中的期间(2)表示了使V相和W相的相电流增加的期间。而且，如图23(b)所示，该期间也是，相当于最大电流相的U相的相电流流过U相的上侧开关元件的晶体管，返回电机线圈。

进一步，上述图22中的期间(3)表示了施加电压零期间中，这里，各相的下侧开关元件均为ON的状态。另外，如图23(c)所示，各相的相电流在下侧开关元件与各电机线圈之间作为续流电流流动。另外，在该期间中，相当于最大电流相的U相的相电流流过U相的下侧开关元件的续流二极管，然后返回电机线圈。因此，在该期间(3)，如果进行与上述实施例2同样的测量动作，可以测量各相的相电流。

就像以上详述的那样，通过对本实施例3的2相调制方式的电机控制装置使用上述的转换方法，就可以输出使电流相位具有关联性的2相调制方式的PWM信号，所以，即便是基准电压相与最大电流相为同一相，在PWM周期的前半周期内，也一定设有1次最大电流相的相电流流过续流二极管的施加电压零期间。因此，使用该期间，同样可以利用再生电流来测量相电流。

<实施例3的变形例>

以下说明的变形例与上述的变形例相同，目的是填补因上述实施例3的相电流测量而造成的电机3的不足的电流，防止电机3的输出转矩的下降。其详细内容将在以下说明。另外，作为其概要就是，对上述实施例3说明的相电流测定器11和PWM信号生成器14追加以下的动作，通过暂时校正电压指令定时器比较值来填补电机3的电流。另外，由于追加在PWM信号生成器14的动作与上述实施例1的变形例相同，所以，在此省略其说明。还有，由于在追加到相电流测定器11的动作中，对于求取定时器校正值的动作也与上述实施例2的变形例相同，所以在此省略说明。换言之，以下仅对进一步追加在上述实施例2的变形例的动作进行说明。

首先，说明上述实施例2的变形例的动作的缺点。那就是，在上述实施例2的变形例中说明的相电流测定器11，与上述实施例3说明的基准电压相无关，求出定时器校正值。所以，相当于基准电压相的相的定时器校正值有可能被设定成零以外。如果相当于基准电压相的相的定时器校正值被设定成零以外，被设定的值由PWM信号生成器14相加，这样，作为上述实施例3特征的2相调制方式的动作就会失败。

所以，本变形例6中，将对上述实施例2的变形例所示的定时器校正值，建立与基准电压相之间的关联性，并由此进行再次校正，使相当于基准电压相的相的定时器校正值总维持为零。以下，利用附图24的流程图对该再次校正的内容进行详细说明。

图24是本变形例中表示追加在相电流测定器的动作的流程图。就是，根据矢量控制器求得的基准电压相，对上述实施例2的变形例中得到的各相的定时器校正值进一步再校正。首先，在流程图的前端，确认相当于基准电压相的相的定时器校正值是否为零(步骤S241)。其结果，如果为零(“YES”)，就直接将上述实施例2的变形例中得到的各相的定时器校正值作为有效值(步骤S242)。接下来，如果是零以外(”NO”)，就从各相的定时器校正值中减去相当于基准电压相的相的定时器校正值，将相减之后的各相的定时器校正值作为有效值(步骤S243)。另外，在本图24中，为了提高减法算式的可读性，将相当于基准电压相的相的定时器校正值代入变量Th进行表记。

根据以上内容，相当于基准电压相的相的定时器校正值，可以总被维持在零，进一步，希望校正的相间电压部分也可以维持。

最后，利用附图25、附图26、还有附图27，对应用上述变形例情况下的三角波PWM定时器和开关元件的动作以及母线电流的变化进行说明。另外，由于各图的表记与上述图2相同，所以在此省略各部的说明。

首先，对表示“同一相位”情况的图25进行说明。实际的电机3的电流相位角和矢量控制器13的电流相位角的状态，以与上述图20相同的状态表示。因此，电流相位角是105度，所以电流相位区间是“1”。就各相而言，U相相当于C相，V相相当于B相，W相相当于A相。此外，本图25以与图19相同的状态，示出了各相的电压指令定时器比较值的设定内容。其中，由于上述实施例3的动作，W相相当于基准电压相。下面，继续说明“同一相位”的情况。

在该“同一相位”的情况下，动作与上述实施例2的变形例相同，也就是，在PWM周期的前半周期依次进行2个动作。首先是PWM信号生成器14根据矢量控制器13设定的电压指令定时器比较值，对电机3提供电流；其次是相电流测定器11输出相电流测量用信号，使电机3的电流再生，从而测量相当于A相的W相和相当于B相的V相的电流。另外，这里，输出电流相位区间为“1”情况下的相电流测量用信号，进行测量。然后，在后半的半周期中，PWM信号生成器14通过校正相当于C相的U相的电压指令定时器比较值，来对V相和W相的相电流进行1次填补。

接下来，说明表示“超前相位”情况的图26。该动作例，示出了矢量控制器13将电流相位角视为115度、且电机3的电流相位角是55度的状态。由于矢量控制器13将电流相位角视为115度，所以，电流相位区间就是“1”。就各相而言，U相相当于C相，V相相当于B相，W相相当于A相。另一方面，由于电机3的电流相位角为55度，所以就实际的各相电流而言，U相被分配为吸入侧的中间电流相；V相被分配为吐出侧的最大电流相；W相被分配为吸入侧的最小电流相。另外，在本图26中，各相的电压指令定时器比较值的设定内容是以图19相同的状态表示。但是，由于上述实施例3的动作，W相在此相当于基准电压相。下面，继续说明超前相位的情况。

在“超前相位”的情况下，由于相电流测定器11在测量2个相的再生电流之后，在输出第一次的相电流测量用信号的时间点，检出没有母线电流，由此判断是“超前相位”。然后，由于电流相位区间为“1”，所以相电流测定器11首先对各相的定时器校正值进行以下值的设定。

相当于A相的相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

相当于B相的相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

相当于C相的相的定时器校正值＝0

这里为了容易理解以后的说明，将上述内容置换为更为具体的相来表示，内容如下。

W相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

V相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

U相的定时器校正值＝0

接下来，相电流测定器11按照上述图24所示的流程图，对各相的定时器校正值进行再次校正。其结果，各相的定时器校正值被更新为以下内容。

W相的定时器校正值＝0

V相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间×2倍

U相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

然后，将上述定时器校正值输出到PWM信号生成器14，在PWM周期的后半的半周期，通过校正电压指令定时器比较值，来校正U相和W相的相电流。

接下来，说明表示“滞后相位”情况的图27。该动作例，示出了矢量控制器13将电流相位角视为115度、并且电机3的电流相位角是125度的状态。由于矢量控制器13将电流相位角视为115度，所以，电流相位区间就是“1”。就各相而言，U相相当于C相，V相相当于B相，W相相当于A相。另一方面，由于电机3的电流相位角为125度，所以就实际的各相电流而言，U相被分配为吸入侧的中间电流相；V相被分配为吸入侧的最小电流相；W相被分配为吐出侧的最大电流相。另外，在本图27中，各相的电压指令定时器比较值的设定内容以与图19相同的状态表示。但是，由于上述实施例3的动作，W相在此相当于基准电压相。下面，继续说明滞后相位的情况。

在“滞后相位”的情况下，由于相电流测定器11在测量2个相的再生电流之后，在输出第3次的相电流测量用信号的时间点，检出没有母线电流，由此判断是滞后相位。另外，由于电流相位区间为“1”，所以相电流测定器11首先对各相的定时器校正值进行以下值的设定。

相当于A相的相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

相当于B相的相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

相当于C相的相的定时器校正值＝0

这里为了容易理解以后的说明，将上述内容置换为更为具体的相来表示，内容如下。

W相的定时器校正值＝(-)测量1个相所需要的规定时间

V相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

U相的定时器校正值＝0

接下来，相电流测定器11按照上述图24所示的流程图，对各相的定时器校正值进行再次校正。其结果，各相的定时器校正值被更新为以下内容。

W相的定时器校正值＝0

V相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间×2倍

U相的定时器校正值＝(+)测量1个相所需要的规定时间

然后，通过将上述定时器校正值输出到PWM信号生成器14，在PWM周期的后半的半周期，校正电压指令定时器比较值，从而校正U相和V相的相电流。

由此，根据本变形例，可以填补因上述实施例3进行的相电流测量而造成的电机3的不足的电流，防止电机3输出转矩的下降。

Claims (5)

1.一种电机控制装置，具备：控制电路，通过矢量控制来生成PWM信号；变换器电路，内置6个开关元件和它们各自的续流二极管；直流电源，向电机供给电流；和电流检测器，用来在连接所述直流电源和所述变换器电路的母线上检测对所述电机的供给电流，其特征在于，

所述控制电路，根据由矢量控制而运算求得的电流相位角，在所述母线上没有电流的期间中，将用来从所述电机向所述直流电源侧再生电流的信号输出到所述变换器电路，并且还设置母线电流测量机构，在进行该再生时，根据流入设在所述母线上的所述电流检测器的再生电流，测量所述电机的相电流，

所述控制电路通过3相调制方式，控制所述变换器电路的所述开关元件，而且在所述变换器电路的最大电流相的电流通过续流二极管的期间，通过将所述最大电流相以外的一个相的开关元件关断，使电流从所述电机向所述直流电源侧再生。

2.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述控制电路还具备通过校正PWM信号的占空比，来填补因所述再生而减少的对所述电机的供给电流的机构。

3.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述电机是无刷电机。

4.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述电机作为压缩机或风扇的动力部，被用于空调机或冰箱。

5.一种相电流检测方法，用于在电机控制装置中检测相电流，该电机控制装置具备：控制电路，通过矢量控制来生成PWM信号；变换器电路，内置6个开关元件和它们各自的续流二极管；直流电源，向无刷电机供给电流；和电流检测器，用来在连接所述直流电源和所述变换器电路的母线上检测对所述无刷电机的供给电流，其特征在于，

根据通过矢量控制而运算求得的电流相位角，求出在所述母线上没有电流的期间，

在所述母线上没有电流的期间中，控制所述变换器电路，使电流从所述无刷电机向所述直流电源侧再生，

通过所述电流检测器，测量所述母线上流动的再生电流，

根据所述测量的再生电流，求出各相电流，

所述控制电路通过3相调制方式，控制所述变换器电路的开关元件，而且在所述变换器电路的最大电流相的电流通过续流二极管的期间，通过将所述最大电流相以外的一个相的开关元件关断，使电流从所述电机向所述直流电源侧再生。