CN100464490C - 无刷电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

提供能够以低输入、低振动、低噪音，对如空气调节机用压缩机那样负载转矩周期性变化的负载进行驱动的DC无刷电动机的控制装置。具有：对负载转矩周期性变化的负载进行旋转驱动的DC无刷电动机；对该DC无刷电动机进行PWM控制的逆变电路；对工业交流电源进行整流，并提供给该逆变电路的整流电路；驱动该逆变电路的PWM信号发生单元；从该DC无刷电动机的无通电相中检测感应电压，推断转子的旋转位置的单元；测定从实施换向到实施下次换向为止的换向所需时间的单元；通过对旋转1周的换向所需时间进行傅立叶变换，置换为Sin分量和Cos分量的单元；根据该Sin分量和Cos分量，补偿感应电压的变化的单元。

Description

无刷电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及同步电动机的控制装置，特别涉及具有发生周期性负载转矩变化的负载元件的同步电动机的控制装置。

背景技术

关于具有周期性负载转矩变化的同步电动机的控制装置，以降低功率消耗、抑制噪音为目的的驱动同步电动机的方法，已知有专利文献1中所记载的技术。

专利文献1是用于，通过检测转子位置，根据与预先存储的机械角相对应的校正值，对施加在同步电动机上的电压进行校正，来降低功率消耗，抑制转速变化，由此来减小振动和噪音的控制方法。具体而言，是具有对应于平均转速和运转模式的多个校正图样(pattern)，通过根据所选择的校正图样的校正值，对施加在同步电动机上的电压进行校正，根据运转模式来降低功率消耗，或者抑制转速变化，减小振动和噪音的电动机的控制方法。

【专利文献1】特开2004—215434号公报

发明内容

在专利文献1记载的方法中，必须预先准备好对应于平均转速和运转模式的多个校正图样，存在开发过程中的研究事项多，通用性差的问题。另外，在空气调节机中，当连接室内机和室外机的管道长度变化时，负载转矩的变化特性曲线发生改变。因此，存在如下问题：即使根据预先准备好的校正图样，对施加在同步电动机上的电压进行校正，也无法得到预期效果。

本发明要解决的问题是，提供DC无刷电动机(DC Brushless Motor)的控制装置，其可以容易地开发能够以低输入、低振动、低噪音来驱动具有周期性负载转矩变化的同步电动机的控制装置。

本发明通过成为如下一种无刷电动机的控制装置来实现上述目的，该无刷电动机的控制装置具有：对交流进行整流，产生直流的整流器；与该整流器相连，输出进行了脉宽调制的功率的逆变器；与该逆变器相连，对负载转矩周期性变化的负载进行旋转驱动的无刷电动机；从该无刷电动机的无通电相中检测感应电压，以及推断转子的旋转位置的位置推断单元，该无刷电动机的控制装置具备如下单元：根据所述位置推断单元的输出进行控制，以使所述无刷电动机旋转1周中的电流变化减小。

另外，本发明通过成为如下一种无刷电动机的控制装置来实现上述目的，该无刷电动机的控制装置具有：对交流进行整流，产生直流的整流器；与该整流器相连，输出进行了脉宽调制的功率的逆变器；与该逆变器相连，对负载转矩周期性变化的负载进行旋转驱动的无刷电动机；从该无刷电动机的无通电相中检测感应电压，以及推断转子的旋转位置的位置推断单元，该无刷电动机的控制装置具有对所述逆变器从进行换向到进行下次换向为止的换向所需时间进行测定的单元；通过对旋转1周的换向所需时间进行傅立叶变换而置换为Sin分量和Cos分量的单元；以及根据该Sin分量和Cos分量，对感应电压的变化进行补偿的单元。

根据本发明，可以提供一种DC无刷电动机的控制装置，其可以容易地开发能够以低输入、低振动、低噪音来驱动具有周期性的负载转矩变化的同步电动机的控制装置。

附图说明

图1是本发明的DC无刷电动机控制的概要结构图。

图2是图1的感应电压补偿控制器的框图。

图3是图2的转矩偏差计算部的框图。

图4是图2的单相—dq座标变换部的框图。

图5是图2的滤波器部的框图。

图6是图2的积分控制部的框图。

图7是图2的dq-单相逆变换部的框图。

图8是图1的转矩控制器的通电率校正图样图。

图9是图1的转矩控制器的框图。

图10是一般的单旋转式压缩机的负载转矩特性曲线图。

图11是压缩机的气体压缩转矩特性图。

图12是感应电压补偿控制和转矩控制的电动机电流波形图。

图13是对与感应电压补偿控制相关的数据进行图形化后的图。

符号说明

1 微型计算机、2 逆变电路、3 压缩机、4 整流电路、5 工业电源、6 感应电压检测电路、7 直流电流检测电路、11 磁极位置推断器、12 换向控制器、13 速度控制器、14 驱动信号发生器、15 感应电压补偿控制器、16 转矩控制器、17 直流电流测定器、18 PWM频率选择器、61 电阻、62 电阻、71 电阻

具体实施方式

以下，使用附图，对本发明的一个实施例进行说明。

图1是本发明的DC无刷电动机控制的概要结构图。图2是图1的感应电压补偿控制器的框图。图3是图2的转矩偏差计算部的框图。图4是图2的单相—dq座标变换部的框图。图5是图2的滤波器部的框图。图6是图2的积分控制部的框图。图7是图2的dq—单相逆变换部的框图。图8是图1的转矩控制器的通电率校正图样图。图9是图1的转矩控制器的框图。图10是一般的单旋转式压缩机的负载转矩特性图。图11是单旋转式压缩机的气体压缩转矩特性图。图12是以电动机电流波形来表示感应电压补偿控制和转矩控制的结果的图。图13是对与感应电压补偿控制相关的微型计算机内部的数据进行图形化后的图。

图1是本发明的一个实施方式，是将空气调节机的室外机中的120度通电式DC无刷电动机控制装置和单旋转式压缩机3组合起来的概要结构图。

在单旋转式压缩机3(以下简称为压缩机)的内部安装有，在单旋转气缸内以滚柱(roller)压缩致冷剂的泵部，和通过连杆(連

シヤフト)与滚柱直接连接的DC无刷电动机(以下简称为电动机)。另外，实施例的电动机的结构，由6槽(slot)的定子(stator)和4磁极的转子(rotor)构成。在120度通电式电动机控制中，在驱动该电动机的情况下，为了使转子旋转1周，需要12次换向动作。因此，逆变器控制(インバ—タ制御)上的电气角度中，360度×2倍相当于转子旋转1周，在机械角度中，相当于360度。因此，在120度通电式电动机控制装置的内部，为了简化使用机械角度的计算处理等，将机械角度的0度到360度，每30度划分区间(block)，对于各个区间，赋予“0”到“11”的号码，将机械角度转换为简便的角度信息进行处理。将该简便的角度信息称为区间(block)号码。接下来，对120度通电式电动机控制装置进行说明。

120度通电式电动机控制装置中具备：以单相交流的工业电源5为输入，转换为直流电压的整流(converter)电路4；内部具有6个开关晶体管，驱动压缩机3内部的电动机的逆变(invertor)电路2；用于检测旋转中的电动机所产生的感应电压的变化的感应电压检测电路6；用于检测压缩机3中流动的电流的直流电流检测电路7；将用于驱动电动机的脉冲宽度调制波信号(以下简称为PWM信号)作为驱动信号，输出至逆变电路2的微型计算机1；将整流电路4输出的直流电压分压至1/2，生成用于和感应电压比较的基准电压的两个电阻61、62；以及用于检测被串联在逆变电路2和整流电路4之间的电动机中流动的电流的电阻71。

另外，在微型计算机1内部具有：推断电动机内部的转子的磁极位置的磁极位置推断器11；计算最佳换向相位，测量换向时刻的换向控制器12；计算用于控制电动机的平均速度的通电率A的速度控制器13；计算施加在电动机上的电压，在转换为PWM信号的通电时间的基础上，向逆变电路2输出PWM信号的驱动信号发生器14；检测电动机旋转1周过程中周期性的负载转矩变化，计算用于对与负载转矩变化同步的感应电压的增减量进行补偿的通电率的感应电压补偿控制器15；计算用于对因气体压力的变化而产生的负载转矩进行补偿的通电率的转矩控制器16；测定用于推断压缩机3的负载状态的直流电流的直流电流测定器17；以及确保通过改变PWM频率来推断磁极位置所必要的时间的PWM频率选择器18。

接下来，说明本实施例的动作。在120度通电方式的电动机控制中，从无通电相观测感应电压，将感应电压的变化和基准电压进行比较，由此可以推断转子的旋转角度。因此在本实施例中，在感应电压检测电路6的内部，将从无通电相取得的感应电压，和将整流电路4输出的直流电压分压至1/2值所得到的基准电压进行比较，通过检测换向后各个电压的大小关系翻转的时刻，来推断旋转角度。并且将该时刻定义为，在电气角度中，转子旋转30度的时刻。具体而言，通过感应电压检测电路6内部的比较器，来比较感应电压和基准电压，将转换为数字信号的磁极位置检测信号，供给到磁极位置推断器11。磁极位置推断器11，以几十微秒的周期，监视换向后从无通电相提取出的磁极位置信号，检测该磁极位置信号在换向后从“Hi”翻转为“Lo”，或者从“Lo”翻转为“Hi”的时刻，由此来推断磁极位置。检测出磁极位置信号的变化点的磁极位置推断器11，将位置检测信号输出至换向控制器12，对换向控制器12作出准备下次换向动作的指示。换向控制器12内部具有计时器，在接收到位置检测信号后，在计算最佳换向时刻，并且通过内部计时器，对计算所得的到换向为止的延迟时间进行测量。当延迟时间的测量结束时，向驱动信号发生器14提供下一区间号码，指示驱动信号的切换。而且，在发出切换指示的同时，向速度控制器13提供通知已换向的换向信号。速度控制器13，对规定时间内的换向信号的数量进行计数，测定平均转速。然后，根据从未图示的室内机得到的指令转速和平均转速的偏差，通过对通电率A进行校正，间接地校正电动机的施加电压，进行使电动机的平均转速和指令转速一致的操作。

另一方面，接收到区间号码的驱动信号发生器14，将对应于区间号码的驱动信号输出至逆变电路2，通过更新内部开关晶体管的通电特性曲线，来进行换向操作。此外，供给到逆变电路2的驱动信号，为了使逆变电路2输出的施加电压可变，而使用PWM信号。

接下来，对本实施例的特征部分进行说明。首先说明压缩机3的负载转矩特性和电动机的感应电压之间的关系。图10表示一般的单旋转式压缩机的负载转矩特性。旋转1周中的负载转矩随转子的机械角度而变化，但是，若转子的转速、吸入气体压力、排出气体压力等条件不发生变化，则每次旋转都呈现相同的负载转矩特性，具有周期性。当以一定的施加电压，驱动具有该周期性负载转矩特性的压缩机时，在电动机转矩和负载转矩的关系中产生偏差。因此，转子的旋转速度也根据转矩偏差而在旋转1周过程中变化。另一方面，电动机的感应电压根据转子的旋转速度而增减，因此，当转子的旋转速度在旋转1周中变化时，感应电压也与其同步地变化，旋转速度加快的期间，感应电压升高，反之，旋转速度减慢的期间，感应电压降低。

在图10中，当旋转式压缩机3进行压缩动作时，负载转矩增大(图中“峰”的部分)。在转子旋转1周中，使施加在电动机上的施加电压固定来进行控制的情况下，转子的旋转速度减慢。因此，电动机线圈中出现的感应电压降低。相反地，在排出/吸入致冷剂的动作期间，由于负载转矩较小(图中的“谷”的部分)，因此当进行相同的控制时，转子转速加快。所以该期间的感应电压升高。

从而，即使固定施加电压，由于打破了感应电压和施加电压的均衡，在旋转速度加快的期间，电动机电流过量地减小，相反，在旋转速度减慢的期间，电动机电流过量地增加。电动机电流过量的增加，导致逆变器损耗或电动机损耗(特别是铜损耗)白白增加，成为使功率消耗过度增加的主要原因。

作为另一问题，当进一步详细论述转子的旋转速度时，转子的旋转速度，根据此时的负载转矩和电动机转矩的偏差、以及转子自身所具有的惯量(惯性)而变化。该惯量(惯性)相对于转矩偏差滞后地变化，因此，即使压缩机的负载转矩变化，转子的旋转速度也不会瞬间变化，一定会滞后地变化。所以，即使负载转矩开始减少，电动机电流也不会瞬间减小，另外，即使负载转矩开始增大，电动机电流也不会瞬间增大。从而，电动机转矩相对于负载转矩的变化滞后地变化，所以成为促进转子的速度变化，使压缩机的振动越发增加的主要原因。由上，当以一定的施加电压驱动具有周期性的负载转矩特性的压缩机时，进行了低效率的电动机控制。因此，通过感应电压补偿控制，对应负载转矩的变化来补偿施加电压，通过使旋转1周中的电动机电流固定地流过，实现高效率的电动机控制。

图2表示感应电压补偿控制器15的框图。首先说明旋转1周的换向所需时间。该换向所需时间指的是，从换向控制器12向驱动信号发生器14发出换向指示起，到发出下一换向指示为止所需要的时间，是使用换向控制器12中的计时器来测得的时间。并且，该换向所需时间和转子旋转机械角度30度所需的时间具有相同的意义。另外，将换向所需时间与转子的机械角度相对应，连续测定12个区间，将其组合为1组，称为旋转1周的换向所需时间。

接下来，说明感应电压补偿控制器15的概要。在感应电压补偿控制器15的内部，由转矩偏差计算部、单相—dq座标变换部、滤波器部、积分控制部和dq—单相逆变换部构成，感应电压补偿控制器15，根据从换向控制器12提供的旋转1周的换向所需时间，自动检测具有周期性的负载转矩，计算用于补偿感应电压的变化的通电率。

在图10中，在“峰”的部分，由于感应电压低，所以和施加电压的差增大，因此电流增大。该电流使铜损耗增大，因此需要减小电流。所以，在此期间，通过缩小PWM的脉冲宽度来使施加电压减小。

另一方面，在“谷”的部分，由于感应电压高，所以和施加电压的差减小，因此电流减小。从而，为了对转子旋转1周中的电流值进行均衡化，增加PWM的脉冲宽度，来使电流增加。

当进行该控制时，在负载转矩大的期间，减小电流，相反地，在负载转矩小的期间，使电流增大，所以，转子旋转1周中的旋转速度的变化，在增大的方向得到控制。但是，通过电流值的均衡化可以降低功率消耗。以下，详细说明该控制。

图3表示转矩偏差计算部的框图。在此，表示求得图10所示的负载转矩的步骤。在转矩偏差计算部中，首先，在平均速度计算部计算旋转1周的换向所需时间的平均值。然后，根据该计算结果，将转子的平均速度换算为频率来求取。接着，在相位差计算部，根据换向所需时间的平均值和每个区间的换向所需时间的偏差，将每个区间的速度偏差，作为相对于平均角速度的相位差来求取。接着，在转矩偏差计算部，根据转子的平均速度和相位差，求取12个区间的转矩偏差。

求得图13(b)所示那样的每个区间的换向所需时间。换向所需时间短，意味着转子的旋转速度快，负载转矩小。相反地，换向所需时间长意味着转子的旋转速度慢，负载转矩大。图13(b)中，以横轴作为时间(确切地说，是电动机转子的旋转角度)，以纵轴作为每个区间的换向所需时间。例如，图13(a)的区间号码为5的期间，换向所需时间最短，相反地，区间号码为11的期间，换向所需时间最长。即，区间号码为5的期间，负载转矩最小(图10的“谷”的期间)，区间号码为11的期间，负载转矩最大(图10的“峰”的期间)。

通过转矩偏差计算部求得的12区间的转矩偏差，为转子旋转1周期间仅变化一周期的交流分量的数字信号。因此，可以使用转子的机械角度进行傅立叶变换，分解为Sin分量和Cos分量，可以将分解出的两分量作为直流分量来处理。通过作为直流分量处理，可以容易地计算校正量，因此，通过单相—dq座标变换部进行该计算。图4表示单相—dq座标变换部的框图。计算内容是，在12个区间的转矩偏差上，乘以对应于各机械角度的Sin值和Cos值，求得作为Sin分量的q轴转矩偏差(ΔTmq)和作为Cos分量的d轴转矩偏差(ΔTmd)。

以上所求得的q轴转矩偏差和d轴转矩偏差，是特定的旋转1周中的转矩偏差。因此，可能含有检测磁极位置信号的变化点的时刻的误差，所以不可以在校正计算中直接使用该值。因此，为了减小该误差，通过图5所示的滤波器部，求得规定时间内的平均值。具体而言，首先计算旋转1周的平均值，然后通过进行一阶滞后滤波计算，求得规定时间内的平均值。然后，将求得的作为q轴转矩偏差的平均值的ΔTmq平均值和作为d值转矩偏差的平均值的ΔTmd平均值提供给积分控制部，计算校正量。

图6表示积分控制部的框图。在积分控制部中，具有分别用于对q轴转矩偏差和d轴转矩偏差的平均值进行校正的不完全积分控制器，还设有：选择最大校正量的限幅器(limtter)选择部；根据q轴转矩偏差的平均值和d轴转矩偏差的平均值，计算旋转1周内负载转矩为最大的机械角度的反正切(arctangent)计算器；求得与机械角度对应的Sin值和Cos值的Sin/Cos计算器。

首先，对不完全积分器的功能进行说明。通过加法器，求得以滤波器部计算出的q轴转矩偏差平均值与作为目标值的零之间的偏差，将该值提供给不完全积分器。然后，通过进行积分补偿计算，计算对于q轴转矩偏差平均值的积分校正量，即q轴转矩偏差校正量(ΔTmq校正量)。对于d轴转矩偏差，也进行同样的计算，求得d轴转矩偏差校正量(ΔTmd校正量)。

ΔTmq校正量和ΔTmd校正量，是用于使作为反馈量的ΔTmq平均值以及ΔTmd平均值分别为“0”而进行控制的校正量。因此，该值在负载转矩比平均转矩(电动机转矩)上升的期间(图10的“峰”的期间，图13(b)中的“峰”的期间)，使电流增大，使得与平均转矩(电动机转矩)的偏差减小；在平均转矩比负载转矩下降的期间(图10的“谷”的期间，图13(b)中的“谷”的期间)，使电流减小，使偏差减小。

在此，再一次对感应电压补偿控制的目的进行说明。感应电压补偿控制的主要目的是，通过使旋转1周中的电动机电流的流量均匀，使旋转1周中的电动机转矩保持一定，降低功率消耗。

上述的不完全积分器，输出在负载转矩大的期间增大电动机转矩、在负载转矩小的期间减小电动机转矩的值。即，不完全积分器输出与感应电压补偿控制的目的相反的值。这是由于，用于通过不完全积分器求得感应电压补偿控制的补偿量的绝对值。为了使该补偿量成为与感应电压补偿控制的目的相一致的值，进行使机械角度的相位错开180度的操作，在后面进行详细描述。通过该操作，向转矩的偏差增大的方向控制电动机，因此，存在不完全积分器输出的补偿量增大的情况。

换句话说，在补偿了感应电压以后剩余的转矩偏差，可能对积分校正量增加必要以上的校正量。因此，通过在不完全积分控制器内对校正量加以限制，可以防止此问题。下面说明其内容。

在图6中，在限幅器选择部的内部，准备了多个用于对校正量加以限制的限幅器值，对于每个运转模式，存储有预定值。限幅器选择部，从未图示的室内机得到运转模式，从多个限幅器值中选择与当前运转模式相对应的限幅器值。但是，该限幅器值，定义为转子旋转1周中的最大通电率校正量，是没有角度相关性的值。因此，无法直接和dq座标上的Sin分量或Cos分量比较。所以，将限幅器值分解为Sin分量和Cos分量，变换为与q轴转矩偏差校正量和d轴转矩偏差校正量分别对应的限幅器值来使用。

以下，说明具体的计算流程。首先，根据q轴转矩偏差平均值和d轴转矩偏差平均值，通过反正切计算器，求得产生最大负载转矩的机械角度(θmax)。在该角度上加上180度，求得产生最小负载转矩的机械角度(θmin)。下面表示其算式。

(产生最小负载转矩的机械角度)＝Tan^-1(q轴转矩偏差平均值/d轴转矩偏差平均值)+180度

接着，计算所求得的产生最小负载转矩的机械角度(θmin)的Sin值和Cos值，分别乘以通过限幅器选择部所选择的限幅器值，成为Sin分量限幅器值和Cos分量限幅器值。在不完全积分控制器内，在前面说明的积分补偿计算后，将计算结果和该限幅器值进行比较，并加以限制，以使计算结果不超过该限幅器值。

最后，在dq—单相逆变换部，对通过以上过程计算出的q轴转矩偏差校正量和d轴转矩偏差校正量进行合成，求得交流分量的校正量。接着，对dq—单相逆变换部的内容进行说明。

dq—单相逆变换部的主要的功能是，将q轴转矩偏差校正量和d轴转矩偏差校正量合成为一个校正量。但是，如果单纯地合成这两个校正量，则如前所述，作为用于补偿转矩偏差的校正量而得出结果，因此无法成为用于补偿感应电压的校正量。

因此，在合成时，通过使机械角度的相位偏移约180度来计算，可以求得用于补偿感应电压的校正量。另外，根据平均转速，在几十度的范围内，对约180度的相位校正角度进行增减，由此可以使功率消耗的减少量最大。

图7表示dq—单相逆变换部的框图。在dq—单相逆变换部中，设有最终相位校正角度计算部、机械角度变换器和Sin/Cos计算器。下面说明计算的流程。将预定的约180度的机械角度设定为相位校正角度，对应通过速度控制器13求得的平均转速，提供给最终相位校正角度计算部。在最终相位校正角度计算部中，具有用于校正相位校正角度的校正常数，使用该校正常数和平均转速，对相位校正角度进行校正，求得最终相位校正角度。机械角度变换器计算与区间号码“0”至“11”对应的机械角度，但得到仅偏移了最终相位校正角度的结果。然后，Sin/Cos计算器求得与该机械角度对应的Sin值和Cos值。最后，将对应于各区间号码的Sin值和Cos值，分别与作为Sin分量的q轴转矩偏差校正量和作为Cos分量的d轴转矩偏差校正量相乘。然后，通过相加，计算用于对各区间中的感应电压进行校正的通电率校正量。然后，这12区间的通电率校正量成为通电率B。

接下来说明驱动信号发生器14，其根据由速度控制器13计算出的通电率A和由感应电压补偿控制器15计算出的通电率B，计算向逆变电路2输出的PWM信号的通电接通时间。驱动信号发生器14，根据通电率A和通电率B、当前的PWM周期、换向所需时间，计算输出到逆变电路2的实际的PWM信号的通电接通时间。首先，驱动信号发生器14，根据换向所需时间和当前的PWM周期，计算在转子机械角度旋转30度期间，输出了几次通电接通信号(以下，将通电接通信号的输出简称为斩波(chopping))。驱动信号发生部14，接下来将对应于当前的区间号码的通电率B和通电率A相加，将其结果与当前输出的PWM信号的周期时间相乘，计算通电接通时间。而且，计算当前的通电接通时间和通过计算求得的通电接通时间的偏差，将该偏差时间除以斩波次数，求得校正时间。此外，驱动信号发生器14，在每次换向后，计算该校正时间，在每个斩波以校正时间对通电接通时间进行校正，由此确定最终的PWM信号的通电接通时间。通过进行以上的处理，将在每个区间求得的通电率B变换为线性的施加电压的校正量。

对于至此所说明的感应电压补偿控制的动作，使用图13进一步进行说明。图13是，在本实施例中进行感应电压补偿控制，对微型计算机内部的数据进行观测而得到的图。作为使压缩机以2000min^-1运转同时测定区间号码、换向所需时间和通电接通时间的曲线图，在图13(a)中表示区间号码的变化，在图13(b)中表示换向所需时间的变化，在图13(c)中表示通电接通时间的变化。

根据该测定结果，进行感应电压补偿控制，以使在转子的速度变为最快的机械角度(区间号码为5的期间)，通电接通时间为最大(电流大)，相反，在转子的速度变为最慢的机械角度(区间号码为11的期间)，通电接通时间为最小(电流小)。通过该操作，可以补偿感应电压的变化。

接下来，在图12(a)、(b)中，表示使用本实施例的装置，测定感应电压补偿控制的有无所导致的电动机电流的变化的结果。图12(a)是现有的、不进行感应电压补偿控制时的电动机电流波形，图12(b)是进行感应电压补偿控制时的电动机电流波形。

在相同条件下，对压缩机3的转速和负载进行了测定。不进行感应电压补偿控制时的电动机电流波形与负载转矩同步，由于感应电压发生变化而引起电动机电流变化较大。另一方面，进行感应电压补偿控制时的电动机电流波形，即使负载转矩变化，由于补偿了感应电压的变化，所以流过大致均匀的电动机电流。根据该测定结果可以证实，还是在实施了感应电压补偿控制时，可以抑制电动机损耗，高效率地控制电动机。另外，由于在转子旋转1周的期间均匀地输出电动机转矩，所以可以使振动一定程度减小。

在本实施例中，根据旋转1周的换向所需时间计算转矩偏差，对该计算结果进行傅立叶变换，由此求得感应电压补偿量，然而通过不计算转矩偏差而直接对旋转1周的换向所需时间进行傅立叶变换，也可以求得感应电压补偿量。

接下来，对于根据气体压力的变化，计算用于补偿产生的负载转矩的通电率的转矩控制进行说明。图11是此次的实施例中所使用的压缩机3的负载转矩特性图。图11的(a)是高负载时的负载转矩特性，图11(b)是相同压缩机3的中负载时的负载转矩特性，图11(c)是低负载时的负载转矩特性。根据这3个曲线可以判断出，压缩机3当吸入气体压力和排出气体压力的条件变化时，负载转矩特性大幅度变化，产生最大负载转矩的机械角度也发生变化。但是，在负载转矩都表示为三角形的负载转矩特性这一点上是相同的。本转矩控制着眼于这一点，可以取得良好的控制特性。接下来，说明转矩控制的处理内容。

图8表示，转矩控制器16通过计算而求得的，用于补偿负载转矩的通电率校正图样。压缩机3的负载转矩特性为近似三角形，另外，根据压缩机3的吸入气体压力和排出气体压力的条件，三角形的形状发生变化。因此，在转矩控制器16中，将与三角形的负载转矩特性近似的通电率校正图样分为两部分进行计算。将相当于平均的负载转矩的部分作为基础部，以近似梯形来计算，将相当于局部的负载转矩的部分作为顶点部，以近似三角形来计算。然后，根据压缩机3的负载状态，求得各部分的校正量。此外，使用直流电流平均值和平均转速，可以大致推断压缩机3的负载状态。直流电流平均值，在压缩机3的平均转速一定的情况下，当负载增大时增加，当负载降低时减小。另外，在负载一定的情况下，当平均转速升高时增大，当平均转速降低时减小。该特性在每个压缩机中发生变化，但通过预先进行实验或模拟，可以查明。因此，在转矩控制器16中，使用通过直流电流测定器17测得的直流电流平均值，和从速度控制器13提供的转子的平均转速，求得与压缩机3的负载状态相对应的校正量。另外，在该通电率校正图样中，在转子的旋转1周中，存在确定从哪个机械角度开始进行校正的校正基准角度。该校正基准角度，由于产生最大负载转矩的机械角度和转子的惯量(惯性)而受到影响，所以根据由速度控制器13求得的转子的平均转速和由感应电压补偿控制器15所求得的产生最小负载转矩的机械角度，来求出该校正基准角度。并且，将该校正基准角度所存在的区间号码确定为基准区间。接下来，说明转矩控制的计算流程。

图9表示转矩控制器16的框图。转矩控制器16中设有：基础部校正量目标值计算部、顶点部校正量目标值计算部、校正基准角度计算部、一阶滞后滤波器(一次

れフイルタ)、校正量合成部。基础部校正量目标值计算部，根据由直流电流测定器17测得的直流电流平均值，和由速度控制器13提供的转子的平均转速，来计算基础部校正量目标值。下式表示其内容。

(基础部校正量目标值)＝(直流电流平均值)×(Kid1)—(平均转速)×(Ksp)

该式的Kid1是对于直流电流平均值的基础部运算乘数，另外，Ksp是对于平均转速的运算乘数。都使用预定的规定值。然后，将通过计算所求得的基础部校正量目标值和预定的规定限制值进行比较，使基础部校正量目标值不超过限制值地进行限制。另外，在顶点部校正量目标值计算部中，根据通过直流电流测定器17测得的直流电流平均值，计算顶点部校正量目标值。下式表示其内容。

(顶点部校正量目标值)＝(直流电流平均值)×(Kid2)

该式的Kid2是对于直流电流平均值的顶点部运算乘数，使用预定的规定值。然后，将通过计算求得的顶点部校正量目标值和预定的规定限制值进行比较，使顶点部校正量目标值不超过限制值地进行限制。此外，所述的限制值，分别具有基础部校正量计算用限制值和顶点部校正量计算用限制值。

所述式中计算出的基础部校正量目标值和顶点部校正量目标值，是根据局部期间的直流电流平均值和平均转速而计算出的校正量，是对于电动机的动作反应灵敏的值。因此，当在直接反馈控制中使用该校正量目标值时，存在电动机转矩急剧变化的情况。在转子的转速或负载转矩变化的过渡期中，成为使其它控制系统的动作不稳定的主要原因，根据情况，成为引起电动机失控，引起压缩机3停止的不良原因。因此，通过构建使用一阶滞后滤波器的反馈控制，可以避免该不良。通过使用该一阶滞后滤波器，可以求得转子几百次旋转期间的平均的校正量，避免给电动机转矩的稳定化和其它控制系统带来不良影响。具体而言，向具有预定的规定时间常数的一阶滞后滤波器提供校正量目标值，将计算结果作为校正量基准值，求出规定期间的平均值。

接下来，对于校正基准角度计算部进行说明。校正基准角度计算部中求取的校正基准角度，是指示在转子的旋转1周中的哪个期间进入通电率校正图样的角度。因此，在校正基准角度计算部中，根据产生最大负载转矩的机械角度，考虑转子的惯量(惯性)，在前相位中计算校正基准角度。说明具体的计算内容。

首先，通过下式，计算考虑了转子的惯量的校正角度，求得惯量校正角度。

(惯量校正角度)＝(θth)—(Nb—平均转速)×(Km)

在该式中，θth是惯量部分的基本相位校正角度，Nb是用于校正基本相位校正角度的基准转速常数，Km是用于校正基本相位校正角度的运算乘数，分别使用预定的规定值。平均转速使用由速度控制器13提供的值，另外，对于“Nb—平均转速”项，在计算结果不足“零”的情况下，在计算结果中再次代入“零”来进行计算。然后，通过从感应电压补偿控制器15求得的产生最大负载转矩的机械角度(θmax)中减去惯量校正角度，求得校正基准角度。

(校正基准角度)＝(产生最大负载转矩的机械角度)—(惯量校正角度)

最后说明校正量合成部。在校正量合成部中，根据基础部校正量基准值、顶点部校正量基准值、校正基准角度、基础部以及顶点部的校正范围，来计算通电率校正图样。此外，基础部和顶点部的校正范围，使用预定的规定值。接下来，说明具体的计算流程。首先，将校正基准角度除以机械角度30度，求得与区间号码对应的基准区间，接着，按照左边、中央、右边的顺序计算各部分的校正量。在左边，对于以基准区间为基准的左侧的区间，计算校正量。通过下式计算偏差L，随着基础部校正量基准值进入左面的区间，减少偏差L部分，来计算各区间的校正量。

(偏差L)＝(基础部校正量基准值)÷(基础部左边的校正范围+1)

在中央，对于包含了基准区间的中央的区间，计算校正量。校正量的计算，分为基础部和顶点部来进行。在基础部，仅以中央的校正区间的数量来设定基础部校正量基准值。在顶点部，根据预定的顶点部区间数，通过下式计算偏差S1，使向顶点区间累积偏差S1的校正量增加。另外，在顶点区间右边的区间，通过下式计算偏差S2，随着进入右边的区间，减少偏差S2的部分来进行计算。

(偏差S1)＝(顶点部校正量基准值)÷(顶点区间数)

(偏差S2)＝(顶点部校正量基准值)÷(基础部中央的校正范围—顶点区间数)

最后，将基础部中央和顶点部中央的校正量相加，将合计值作为校正量。在右边，对于从中央的最终区间右侧的区间，计算校正量。通过下式计算了偏差R，随着基础部校正量基准值进入右面的区间，减少偏差R的部分，来计算各区间的校正量。

(偏差R)＝(基础部校正量基准值)÷(基础部右边的校正范围+1)

通过至此的计算所求得的各区间的校正量，相对于标准的校正基准角度，含有相位偏差。其原因是由于，当求取基准区间时，将校正基准角度除以机械角度30度，将校正基准角度与区间号码对应，将标准的校正基准角度变换为简便的机械角度来进行计算。因此，使用以30度相除时的余角度校正相位偏差。具体而言，通过下式求得移动比率，将该移动比率与各区间的校正量相乘，由此计算应该向前相位的区间移动的校正量。然后，从各区间的校正量中，减去应该向前相位移动的校正量，将这部分与前相位的区间相加，由此校正相位偏差。

(移动比率)＝(余角度)÷(30度)

校正了该相位偏差的每个区间的校正量，为转矩控制器16的计算结果，并且，该12区间的通电率校正量为通电率C。

通过以上的计算求得的通电率C，被送至驱动信号发生器14。然后，驱动信号发生器14，在每个区间将通电率B和通电率C相加，然后，通过在先说明的计算处理，求得PWM信号的通电接通时间。由此，将转矩控制器16计算出的每个区间中求得的通电率C变换为线性的施加电压的校正量。

使用本实施例的装置，测定了转矩控制的有无导致的电动机电流的变化。图12(a)、(b)、(c)表示其结果。图12(a)、(b)为在先说明的电动机电流波形。并且，图12(c)为进行感应电压补偿控制以及转矩控制时的电动机电流波形，3个波形是在相同条件下对压缩机3的转速和负载进行测定而得的波形。在图12(b)中，电动机电流大致均匀地流过，与此相对，在图12(c)中可以证实，流过较大用于补偿负载转矩的电动机电流。另外，通过比较图12(a)和图12(c)可以证实，流过较大电动机电流时的机械角度不同。并且，关于振动可以证实，以图12(a)>图12(b)>图12(c)的关系顺次降低，通过本转矩控制降低了振动。

首先，对于一般的转矩控制的缺点进行说明。转矩控制是，为了减小压缩机3的振动和噪音，而用于减小转矩变化的控制。因此，在负载转矩增大期间进行增大电动机转矩的控制，相反地，在负载转矩减小期间进行减小电动机转矩的控制。这样，为了减小振动和噪音，功率消耗有增加的趋势。

另一方面，压缩机3的振动和噪音与转子的惯量为反比例关系，当转子的平均转速升高时，振动和噪音减小，当转子的平均转速降低时，振动和噪音增大。因此，没有随着转子的平均转速升高而进行转矩控制的必要性。而且，对于转矩控制的必要性，若从其它观点考虑则可以如下说明。

在使用压缩机3的一般的冷冻循环装置中，具有用于吸收压缩机3的振动和噪音，降低装置整体的振动和噪音的结构部件。并且，通过进行该结构部件的最优化，可以降低装置整体的振动和噪音。

以下，举出具体例子来进行说明。固定压缩机3的部件，一般使用橡胶材料，但通过根据所使用的压缩机3，来变更固定部件的形状或材质，可以一定量地吸收振动，通过变更压缩机3和换热器之间的连接管道的形状或材料，也可以一定量地吸收振动。另外，对于压缩机3的噪音，通过变更缠绕在压缩机3上的隔音板等的形状或材料，可以降低噪音。因此，在冷冻循环装置中，也存在没必要最大限度地发挥转矩控制的性能的情况。

因此，在本实施例中，根据压缩机3的平均转速或冷冻循环装置的运转模式，可以调整转矩控制的用于补偿电动机转矩的通电率校正量，防止了功率消耗白白增加。以下，具体说明其内容。

转矩控制的用于补偿电动机转矩的通电率校正量，通过调整转矩控制器16的基础部校正量目标值计算部和顶点部校正量目标值计算部的限制值，可以改变。若将限制值设定得较小，则通电率校正量也变小，若设定得较大，则通电率校正量也变大。所以，在基础部校正量目标值计算部中，根据速度控制器13所求得的平均转速，改变限制值。具体而言，在平均转速超过规定的转速的情况下，在限制值中设定了“零”。在顶点部校正量目标值计算部中，也进行同样的处理，通过使转矩控制器16的通电率校正量为“零”，降低功率消耗。

另外，在以下的内容中，实施对应于冷冻循环装置的运转模式的通电率的调整。在未图示的遥控器和室内机之间，确定与转矩控制相关的运转模式，室内机将该运转模式提供给转矩控制器16。在基础部校正量目标值计算部和顶点部校正量目标值计算部中，从预先准备的多个限制值中，选择并设定与提供的运转模式相对应的限制值。例如，在遥控器上设定了使冷冻循环装置安静地工作的运转模式的情况下，设定较大的限制值，在遥控器上设定了节能运转模式的情况下，设定较小的限制值。此外，在平均转速超过规定转速的情况下，在限制值中设定在先说明的“零”。通过如上这样，可以根据压缩机3的平均转速或冷冻循环装置的运转模式，调整用于补偿负载转矩偏差的通电率校正量。

接着说明解决其它问题的实施例。本120度通电式电动机控制装置中，磁极位置推定器11，以几十微秒的周期对在换向后从无通电相中提取出的磁极位置信号进行监视，通过检测该磁极位置信号在换向后从“Hi”翻转为“Lo”或者从“Lo”翻转为“Hi”的时刻，来推断磁极位置。但是，可以监视磁极位置信号的变化的期间，限于PWM信号的通电接通时间中。PWM信号的通电接通时间中，由于在电动机内的线圈上不施加从整流器输出的直流电压，所以在本电路结构中，无法合理地得到感应电压。另一方面，当使压缩机3以低转速运转时，由于必要的平均电动机转矩减小，所以PWM信号的通电接通时间缩短。另外，在此状态下，当进行感应电压补偿控制或转矩控制时，由于对旋转1周的平均通电接通时间进行校正，所以产生通电接通时间进一步缩短的期间。因此，存在如下问题，即，随着指令转速降低，难以推断磁极位置，无法根据情况推断磁极位置而使压缩机3停止。

因此，为了解决此问题，将PWM信号的频率切换为低频率，易于推断低转速区域中的磁极位置。以下，说明具体的内容。

首先，说明PWM信号的频率。PWM信号的频率，一般是使压缩机3的共振音减少的频率，且旋转使逆变器效率或电动机效率提高的值。在本实施例中，在驱动信号发生器14的内部，也设定满足上述条件的频率，将该频率确定为常用频率。

但是，若仅以该常用频率控制电动机，则如前所述，随着压缩机3的指令转速降低，难以推断磁极位置。因此，另外准备比常用频率低频的低域用频率，在驱动信号发生器14的内部进行设定。若使用该低域用频率来控制电动机，则与使用常用频率时相比，尽管共振音略有升高，但为达到电动机控制的根本目的，在压缩机3的指令转速降低的情况下使用低域用频率。接着，对具体的切换动作进行说明。

驱动信号发生器14，根据通电率A、通电率B、通电率C，计算向逆变电路2输出的PWM信号的通电接通时间。该通电接通时间，在转子旋转1周的期间线性地变化。因此，驱动信号发生器14，在旋转1周中的规定的换向时刻，检测旋转1周中最短的通电接通时间(以下简称为最小通电接通时间)，将该值提供给PWM频率选择器18。在PWM频率选择器18中，将所提供的最小通电接通时间和预定的频率切换判断时间进行比较，判断切换时刻。以常用频率动作时，和低域用切换判定时间比较，在送至的通电接通时间比该时间小的情况下，进行频率切换。另外以低域用频率动作时，与常用切换判定时间比较，当送至的通电接通时间比该时间大时，进行频率切换。并且，当进行切换时，在向驱动信号发生器14提供切换后的频率的同时，将当前输出的通电接通时间，修改为对应于切换后的频率的通电接通时间。通过在每旋转1周时实施该动作，始终可以进行频率切换。此外，所述的用于低转速的切换判定时间和常用切换判定时间为预定的规定值。

在本实施例中，根据PWM信号的通电接通时间来进行切换判定，但是，即便使用压缩机3的平均转速或旋转1周的转子旋转速度等与平均的电动机转矩相关联的值，也可以进行同样的切换判定。

如上所述，根据本实施例，具有：对负载转矩周期性变化的负载进行旋转驱动的DC无刷电动机；对该DC无刷电动机进行PWM控制的逆变电路；对工业交流电源整流，提供给该逆变电路的整流电路；驱动该逆变电路的PWM信号发生单元；从该DC无刷电动机的无通电相检测感应电压，推断转子的旋转位置的单元；对从实施换向后到实施下次换向为止的换向所需时间进行测定的单元；通过对旋转1周的换向所需时间进行傅立叶变换，变换为Sin分量和Cos分量的单元；根据该Sin分量和Cos分量，补偿感应电压的变化的单元。

由此，提供给PWM信号发生部的校正量的运算被简化，根据负载转矩的特性曲线、转速等，适当地生成校正量的表格等工作得到了大幅度简化。而且，进行感应电压补偿控制时的电动机波形，即使负载转矩变化，由于补偿了感应电压的变化，电动机电流也大致均匀地流过。根据该结果可以证实，还是在实施了感应电压补偿控制时，可以抑制电动机损耗，高效地控制电动机。

另外，由于在转子旋转1周的期间，均匀地输出电动机转矩，所以也可以在一定程度使振动减小。另外，由于不流过过量的电流，所以不会白白增加电动机损耗(铜损耗、铁损耗)，使功率消耗增加。因此，可以得到DC无刷电动机的控制装置，其可以容易地开发出，能够以低输入、低振动、低噪音来驱动负载转矩周期性变化的负载的控制装置。

另外，具有根据所述Sin分量和Cos分量，来推断发生最大负载转矩的机械角度的单元，和根据推断出的机械角度来校正电动机转矩的转矩控制单元。

由此，进行转矩控制时的电动机电流波形，由于补偿负载转矩，流过较大电动机电流。另外，流过较大电动机电流时的机械角度，与最大负载转矩的位置大体一致。并且，振动也降低。因此，可以得到能降低对负载转矩周期性变化的负载进行驱动时的振动、噪音的DC无刷电动机的控制装置。

另外，具有限制所述转矩控制单元的电动机转矩校正量的单元。

在家用电器中，具有相比较输入的减小而言，更追求低振动、低噪音的产品，在这种情况下，要求虽稍增加输入，但能实现更低振动、更低噪音的技术。

由于这种情况，根据运转特性曲线，能够选择可以根据冷冻循环装置的目的而分别使用的，充分发挥感应电压补偿控制和转矩控制的效果的低振动/低噪音模式；和限制转矩控制的效果，以感应电压补偿控制的效果谋求功率消耗的降低的模式，即功率消耗降低模式。根据运转模式，将某个模式提供给转矩控制器，由此可以根据模式，对用于补偿负载转矩偏差的通电率校正量进行限制，可以分别使用低振动/低噪音模式和功率消耗降低模式。

因此可以得到DC无刷电动机的控制装置，其通过事先预测负载的运转特性曲线，可以设定DC无刷电动机的控制，以便符合与运转特性曲线对应的节能的重视程度、低振动低噪音的重视程度。

另外，在DC无刷电动机的控制装置中，具有当PWM通电时间在规定值以下时，将PWM频率切换至更低频率的单元。

由此，当电动机的旋转降低时，负载的转矩也减小，因此，脉冲宽度调制时的通电时间缩短。所以，微型计算机的感应电压补偿控制处理时间不够用，不合适。为了避免这种情况，减小脉冲宽度调制频率，延长脉冲宽度调制时的通电时间。所以，在压缩机的从高速到低速的较宽范围内，可以适当地执行PWM控制，可以得到低负载运转时稳定性良好的DC无刷电动机的控制装置。

还具有：DC无刷电动机的控制装置、以该控制装置控制的DC无刷电动机和以该DC无刷电动机驱动的压缩机。

由此，由于谋求旋转1周中的负载转矩变化较大的压缩装置的节能、低振动、低噪音化，所以可以得到实现搭载在压缩装置上的设备的节能、低振动、低噪音化的压缩装置。

此外，本实施例，对于驱动空气调节机用的单气缸旋转式压缩机的电动机的控制进行了说明，但也可以应用于冷冻库或冷藏库中所使用的往复式压缩机。

Claims (4)

1.一种无刷电动机的控制装置，具备：对交流进行整流，产生直流的整流器；与该整流器相连，输出进行了脉冲宽度调制的功率的逆变器；与该逆变器相连，对负载转矩周期性变化的负载进行旋转驱动的无刷电动机；以及从该无刷电动机的无通电相中检测感应电压，推断转子的旋转位置的位置推断单元，其特征在于，具有：

测定从所述逆变器进行换向到进行下次换向为止的换向所需时间的单元；

通过对旋转1周的换向所需时间进行傅立叶变换，置换为Sin分量和Cos分量的单元；和

根据该Sin分量和Cos分量，补偿感应电压的变化的单元。

2.根据权利要求1所述的无刷电动机的控制装置，其特征在于，具有：

根据所述Sin分量和Cos分量，推断产生最大负载转矩的机械角度的单元；和

根据推断出的机械角度，校正电动机转矩的转矩控制单元。

3.根据权利要求2所述的无刷电动机的控制装置，其特征在于，

具有对所述转矩控制单元的电动机转矩校正量进行限制的单元。

4.根据权利要求1所述的无刷电动机的控制装置，其特征在于，

具有如下单元：当所述脉冲宽度在规定值以下时，将脉冲宽度调制频率切换至低频率的单元。

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