CN101888207A - 在前馈电压模式中驱动步进电动机的方法和硬件系统 - Google Patents

Abstract

本发明为在前馈电压模式中驱动步进电动机的方法和硬件系统。本发明公开一种在前馈电压模式中驱动步进电动机的方法，该方法为了要施加到所述步进电动机的期望速度，将所述步进电动机的正弦相位电压的幅度设置成等于所述期望速度的函数中估计的预期反电动势(BEMF)幅度与相位电流(Iphase)的期望幅度和所述电动机阻抗的估计的绝对值之间的乘积之和。

Description

在前馈电压模式中驱动步进电动机的方法和硬件系统

技术领域

本发明涉及用于驱动电子电动机的技术，更具体来说涉及用于在前馈电压模式中驱动步进电动机的方法和相关硬件系统。

背景技术

步进电动机是按增量或步进移动而非像常规电子电动机那样平滑地转动的电子电动机。

当对步进电动机的绕组赋能时，生成磁场，并且步进电动机的转子旋转到某个位置并保持在那里，除非或直到对不同的绕组赋能。

一旦轴随着电流应用而进入静止，步进电动机就能够承受应用到轴的外部转矩。此转矩通常称为保持转矩。当转子和定子场是正交(β＝90°)时保持转矩是最大的，并且一般它还根据位置而变化。此变化由定位转矩(detent torque)引起，其当电动机的轴移动时加上电感应的转矩以及从电感应的转矩减去。

所产生的转矩和定位转矩之间的差使得电动机旋转。为了避免失步旋转，必须施加足够的电流以克服定位转矩。失步旋转可能导致电动机的停转(stall)。

通常，实现所谓的电流模式驱动以用于驱动步进电动机。电流模式中的单片电路运转的示例是以下器件：ST的L6208和L6228、Allegro的A3977、Trinamic的TMC236以及Toshiba的TB62201。

大多数电流模式控制电路使用PWM技术来调整相位电流。出于此原因，下文将对PWM驱动模式进行参考，但是相同的考虑对于模拟驱动模式经必要的修正也是成立的。

共电流模式驱动技术使用传感比较器将相位电流限制于参考峰值。这种类型的控制也称为“PWM峰值电流控制”，并在图1中示出。通常，此控制受到由于电流纹波引起的误差的影响，纹波的幅度受到例如电源桥(power bridge)的供应电压、相位电流电平、电动机的电参数和PWM开关频率的大量因素的影响而几乎不可控制。

在PWM峰值电流控制模式中，仅调整峰值电流值(即，峰值转矩值)，而非其平均值。因此，由不可避免的电流纹波引入的不可预测和不可忽略的误差不允许用大量的微步细分来实现驱动，因为转矩误差可能最终变得大于微步参考值之间的间隔。

驱动无刷电动机的一种备选技术包括调节电动机的驱动电压以便控制应用到相位负载的平均电压而非最大相位电流。

此类型的控制能通过应用连续的电压或通过PWM驱动电源级(power stage)来实现。在此情况中，当电动机处于静止或正在非常慢地移动(BEMF电压是可忽略的)时，平均相位电压是：

${\stackrel{\‾}{V}}_{\mathrm{PHASE}}=V_S\·D$

其中D是应用到电动机相位的电压的占空比并且V_S是电源级的电压供应。平均相位电流是：

${\stackrel{\‾}{I}}_{\mathrm{PHASE}}=\frac{{\stackrel{\‾}{V}}_{\mathrm{PHASE}}}{R_S+R_L}=\frac{V_S\·D}{R_S+R_L}\≅\frac{V_S\·D}{R_L},$

其中R_L是负载电阻并且R_S是分流电阻器(如果使用的话)。

以此方式，通过调整电源级的PWM占空比来调整平均相位电流。

电压模式驱动的主要优点之一是驱动系统控制相位电流的平均值而非其峰值。在图2中，示出电压模式驱动器的架构的基本方案。

当电动机正在以高速运行并且BEMF不再是可忽略时，相位电流具有应用的相位电压的相同频率和形状，并且与相位电压在相位上相差负载角。负载角表示定子磁场矢量角和转子磁场矢量角之间的差，并且取决于负载转矩、保持转矩和速度。

BEMF的幅度等于k_E·ω_EL，其中ω_EL表示电频率并且k_E是电动机的电常量。

在电压模式驱动中，电流的幅度不具有固定值，但是当负载转矩变化时自适应于负载状况，以便达到平衡状态。在电压模式中，将电流I_eq联系到负载转矩的等式是：

T_lod(α)∝I_eq(α)·BEMF·coS(α)

其中I_eq是两个相位电流的幅度的结果值，∝表示“与...成比例”，α等于π/2-β并且表示BEMF电压和等效电流之间的角度。

在图3中，示出所产生的机械功率(与产生的转矩成比例)的时间图。

即使电压模式驱动中的相位电流不是纯正弦的，正如它处于电流模式驱动中一样，最终产生的转矩也不比对于正弦相位电流的情况更失真。其原因在于，如果作为最常见的情况，BEMF不是正弦的(因为电动机几何形状远非完美规则的)，则在转子绕组上应用纯正弦相位电流不能确保生成恒定的转矩。

此外，电压模式驱动产生恒定幅度的相位电流的特性使得控制更为灵活，并且转矩均匀性与用电流模式驱动获得的均匀性相当。

步进驱动应用不利用电压模式驱动技术，因为许多显著缺点限制此类驱动方案的有效性能。

电压模式驱动中的问题在于当电动机的速度增加时由于BEMF电压而丢失有效平均的产生的转矩。平均的产生转矩的此类不受控制的减小可能导致失步，甚至在加速期间导致电动机的完全停转。此问题在步进电动机中是非常可能的，其中电常量K_E相对于其他类型的电动机较大，并因此相对较小的速度足以生成可能导致失步的相对较大的BEMF电压。

图4表示恒定加速期间电压模式中驱动的步进电动机的多种电参数。虚线曲线与步进电动机的其他相位相关。遵循其中电流比(但电压比也)必须等于电动机速度的正切的传统方案，要应用到两个相位上的最优电压波形仅在于分别具有90°度数相差的两个正弦波形，以便对于每个转子角度总是获得相同的产生的转矩。

就等效的电路而言，BEMF电压能由与相位电感串联的正弦电压生成器来表示，其具有与电动机速度成比例的幅度和等于电动机速度的频率。BEMF的相位取决于定子与转子场之间的负载角。

图4示出增加的BEMF减小相位电流，对转子应用的转矩随着速度增加而减小。电压模式方案的主要问题在于，产生的转矩可向下减小到定位转矩值，从而使得步进电动机失步或完全停转。

在电压模式中驱动的步进电动机中，相位电流的幅度与BEMF的幅度成反比。在BEMF幅度与电动机的旋转速度成比例(|BEMF|＝k_E f_EL，其中f_EL是以Hz为单位的电动机的电频率)的情况下，对于应用到每个相位绕组的电压的恒定幅度，当速度增加时相位电流的幅度减小。这可能导致产生的转矩的减少，这样可能不足以克服定位转矩并可能导致停转状况。

在用于无刷电动机(BLDC)的电压模式控制系统中，实现所谓的V/F或k·f控制技术以补偿感应的BEMF，但是无刷和步进电动机是彼此显著不同的：

-BLDC电动机主要设想用于在旋转时具有良好性能：它们以相对高速来工作并且定子磁通量与转子位置同步地来控制，以便调节负载角，从而将驱动效率最大化并减少转矩脉动；

-步进电动机主要设想用于在精确采取角位置中具有良好性能：它们以广范围的速度(从若干小数的步/秒到几千步/秒)来工作，但它们的任务是在稳定状态中精确定位而不失步。为了快速定位，它们可能要求以非常高的速度来运转，具有引起生成大BEMF的所有问题。

这些不同使得在驱动BLDC电动机中被有效使用的BEMF补偿的技术对于步进电动机无效。此情况在图5中示出，其在步进频率Istep(电动机速度)的函数中示出特性相位电流幅度的曲线图。

这些波形报告分别在无补偿和有BLDC标准k·f补偿的情况中在电压模式驱动下最后所得到的相位电流，其中k因子是电动机的电常量K_E。显然，即使使用k·f补偿，相位电流的控制仍然远非可接受的，这是因为在较低速度的相位电流的大变化以及在速度增加时相位电流的显著减少。

发明内容

已发现，在电压模式中驱动步进电动机同时显著地减少整个速度范围中定子绕组中产生的相位电流的波动是可能的。

此确定性的结果通过在具有适合的控制特性的前馈电压模式中驱动步进电动机来获得。

根据该创新方法，该控制特性使得步进电动机的相位绕组的驱动电压设置成等于为要施加到步进电动机的期望速度估计的预期反电动势(BEMF)与相位电流(Iphase)的期望幅度乘以电动机阻抗的估计值的乘积之和。

根据另一个实施例，特性控制曲线通过直线段来近似，第一段对于小于预先固定的最小速度的速度值开始于最小值(Kvalmin)，并且对于大于最小速度的速度值以固定斜率(σ_st)增加。最小值(Kvalmin)、最小速度和斜率(σ_st)在定子绕组上感应的反电动势(BEMF)的估计值的和步进电动机的电参数的标称值的函数中预先确定。

根据又一个实施例，以固定开关频率在PWM模式中驱动步进电动机，以及控制特性在期望速度的函数中确定占空比。

根据又一个实施例，估计步进电动机的供应线路上的供应电压关于其标称值的百分比波动(δ_VS)，并将用于对步进电动机施加期望速度的有效相位电压设置为根据上面方法确定的相位电压与估计的百分比波动(δ_VS)之间的比率。

根据又一个实施例，通过测量步进电动机吸收的相位电流并将测量的电流与阈值比较，在超过阈值时生成报警标志，从而生成所述报警标志以用于用信号通知在前馈电压模式中驱动的步进电动机的进行中或即将发生的停转状况。

还公开一种用于实现该创新方法的步进电动机的硬件控制系统。

所附权利要求中定义了本发明。

附图说明

图1示出根据PWM峰值电流控制模式来驱动的负载中的示范电流波形。

图2示出电感负载的PWM电压模式驱动。

图3比较电流模式中和电压模式中驱动的负载的反电动势的和电流的波形。

图4示出由于持续增加的反电动势导致在电压模式中驱动的步进电动机中可能发生停转事件的情况。

图5是使用经典反电动势补偿技术和无补偿情况下无刷DC电动机中相位电流的实际幅度的样本曲线图。

图6示出由于供应电压波动导致在电压模式中驱动的步进电动机中可能发生停转事件的情况。

图7示出表示步进电动机的电感、电阻、阻抗上的电压降、反电动势和相位电压的相位图。

图8比较图4的示范曲线图与通过反电动势的理论补偿获得的相似曲线图。

图9将使用经典反电动势补偿技术和无补偿情况下无刷DC电动机中相位电流的实际幅度的波形与通过该创新方法的理想实现获得的相似波形进行比较。

图10比较使用三个不同传递函数的通过该创新方法获得的相位电流的实际幅度的三个示范波形。

图11示出用于在电动机速度的函数中确定相位电压的示范传递函数。

图12是用于实现该创新方法的电路的高级别框图。

图13将图6的波形与根据该创新方法通过补偿供应电压波动而获得的相似波形进行比较。

图14是用于实现该创新方法的一实施例的设想补偿供应电压波动的电路的高级别框图。

图15示出在利用该创新方法来驱动步进电动机的情况下如何可能检测即将发生或进行中的停转状况。

图16是用于生成根据该创新方法驱动的步进电动机的即将发生或进行中的停转状况的逻辑标志的创新电路的框图。

图17是实现该创新方法的优选实施例的PWM控制电路的框图。

具体实施方式

根据该创新方法，补偿BEMF电压以便在电动机速度改变时使相位电流的幅度保持恒定。

该创新补偿技术甚至在低速也提供用于相位电流的精确调整。

通过考虑图7中示出的相位图并使用以下公式，可以计算要应用到电动机绕组以便使相位电流的幅度保持恒定的电压幅度：

φ＝atan(ω_EL·L/R)；

δ＝π-α+φ；

|V_PHASE|²＝|V_z|²+|BEMF|²-2·cos(δ)·|V_z|·|BEMF|；

I_PHASE＝V_z/(R+iω_ELL)；

其中V_PHASE和I_PHASE是相位电压和电流，V_Z是落在相位阻抗上的电压，R和L是绕组的电阻和电感，ω_EL是电频率(2πf_step/4)，BEMF是反电动势并且α是负载角。

使用以下矢量公式来描述步进电动机的相位的电模型：

V_PHASE(ω_EL)＝V_Z(ω_EL)+BEMF(ω_EL)＝I_PHASE·(R+iω_ELL)+BEMF(ω_EL)

理想补偿的目标应该在于供应能够产生独立于电动机速度(或等效的ω_EL)的恒定I_PHASE电流的相位电压V_PHASE。图8比较在补偿和不补偿反电动势的情况下的相位电流的时序图。

对于此类理想补偿的实际实现的主要问题在于由于其复杂性(项R+iωL)和BEMF电压对电动机速度的相关性而引起的上面等式的不简单的解决方案。确实，电流与应用的相位电压、与电动机的电参数以及与BEMF和应用的相位电压之间的相位角λ具有非常复杂的相关性：

$I_{\mathrm{PHASE}}=\frac{1}{R}\·\cos \left(\arctan ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{EL}}\·\frac{L}{R})\right)\·\sqrt{{\left|V_{\mathrm{PHASE}}\right|}^2+{\left|\mathrm{BEMF}\right|}^2-\left|V_{\mathrm{PHASE}}\right|\·\left|\mathrm{BEMF}\right|\·\cos \left(\mathrm{\λ}\right)}$

为了获得要应用于多种速度的相位电压的显式公式，解此等式是非常复杂的且在计算上是繁琐的。

为了设计简单但有效的补偿方法，考虑以下关系：

|V_PHASE(ω_EL)|≤|I_PHASE|·|R+iω_ELL|+|BEMF(ω_EL)|，

根据该创新方法，要应用以使相位电流保持基本上恒定的相位电压的幅度是：

|V_PHASE(ω_EL)|＝|I_PHASE|·|R+iω_ELL|+|BEMF(ω_EL)|

或者，更简单地是

$\left|V_{\mathrm{PHASE}\_\mathrm{APPLIED}}\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{EL}}\right)\right|=\left|I_{\mathrm{PHASE}\_\mathrm{TARGET}}\right|\·\sqrt{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{EL}}}^2{L}^2}+k_E\·{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{EL}}$

其中|V_{PHASE_APPLIED}|是要应用到每个相位的正弦电压的幅度，以及|I_{PHASE_TARGET}|是期望的正弦相位电流的幅度。

图9示出结果相位电流通过实现该创新补偿方法所获得的将是使用上面V_PHASE对I_PHASE的近似关系：正如所期望的，相位电流是基本上恒定的。与传统k·f补偿技术相比，该创新方法表现好得多。

上面公式定义的控制特性可以由微处理器、DSP或任何适合的数字控制机器来实现。

虽然上面仿真中使用的新方法的示出的实施例是简单的，但它仍求要非线性运算，这可能花费太长时间以至于无法由低成本数字控制系统来执行。仍然应该对上面的补偿公式应用进一步级别的近似以便减少新控制系统的计算要求并使其实现更容易。

控制特性的可能近似是线性近似。这种简化允许减少步速度的整个范围中关于现有k·f近似方法的相位电流波动。在图10中，示出通过称为“普通最小二乘法”(OLS，最佳拟合算法)的方法获得的线性近似的结果。

此创新方法不同于已知的k·f近似方法，因为常量k不再仅与电动机的电常量相关，而且与OLS技术给出的“最佳拟合”常量相关，这使得它还取决于电动机的电参数(R和L)。

此解决方案是次优的，因为在整个速度范围中，电流补偿性能在低速不是基本上恒定的，而是比在高速更差。

以下公式的更精确的拟合：

$\left|V_{\mathrm{PHASE}\_\mathrm{APPLIED}}\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{EL}}\right)\right|=\left|I_{\mathrm{PHASE}\_\mathrm{TARGET}}\right|\·\sqrt{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{EL}}}^2{L}^2}+k_E\·{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{EL}}$

可通过线性近似的合成来获得。根据该创新控制方法的一实施例，使用以下关系：

图10比较为应用的相位电压使用3点叠加线近似的补偿方法的仿真结果。该曲线图示出相对于其他补偿方法，此近似提供令人满意的结果。

正如前面段落中解释的，所应用的相位电压与应用到电动机相位的占空比成比例。例如，在微步进驱动期间，将正弦占空比应用于PWM控制信号。为了控制此类正弦驱动信号的幅度，正弦占空比的幅度是恒定的(Kval值)。

正弦控制信号的幅度由以下关系给出：

$\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{PHASE}}}=V_S\·\mathrm{Kval}$

其中V_S是供应电压。

一种补偿BEMF电压的方式在于通过使值Kval变化来对正弦电压的幅度起作用。能简单地将补偿因子乘以用户施加的原Kval值。

通过形成上面V_PHASE对I_PHASE近似的关系：

根据另一个实施例，取决于电动机速度，使用两个不同的Kval值：

其中Kval_min是起始的Kval值，Speed是由用户编程的电动机速度，σ_st是起始斜率参数，σ_fn是最终斜率参数，以及Speed_int是相交速度参数。图11比较理想特性和上面等式定义的叠加线。

图12中示出一种示范数字电路，其用于生成具有根据图11的叠加线特性来确定的占空比幅度的PWM信号。

能根据电动机和系统特性并取决于动态操作的期望类型来对不同的参数值编程(转矩、加速、速度等)。

电压模式驱动的另一个缺点在于产生的转矩与驱动步进电动机的电源桥的供应电压的非期望的相关性，如图6中所示。

大量电动机步进驱动器使用电源桥来以PWM开关技术对相位电动机电感赋能，从而以期望方式调制能量。通过调整每个半桥的占空比，控制PWM开关期间中的平均相位电压是可能的。在电压模式方案的情况中，应用的平均电压与应用到每个电源全桥的有效占空比和电源级供应电压直接成比例。这意味着，如果供应电压是恒定的，则对平均相位电压的控制将非常易于在控制器级别实现。

遗憾的是，在大多数实际电动机应用中，供应电压不太好调整，并且它可能由于多种因素(例如，输送电动机的供应电压的调压器的负载状况的波动)而承受显著的电压波动。图6中示出供应电压波动的效应：平均相位电压对供应电压和占空比的相关性产生典型的正弦波形中非期望的幅度调制，这导致所产生的转矩的非期望变化。因此，该转矩不是恒定的，而是取决于供应电压。此相关性可具有双重负面影响：

-转矩波动可导致与供应电压波动共振的声音噪声和振动，以及

-供应电压的任何下降可导致产生的转矩的对应下降，这可能达到驱动的电动机的定位转矩的值，从而遭受失步和/或使步进电动机停转的风险。

考虑到平均相位电压与电动机供应电压(V_S)成比例，供应电压偏离其标称值(V_S，nom)的任何变化都会影响系统性能。就Kval来说：

$\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{PHASE}}}=V_S\·\mathrm{Kval}=(V_{S,\mathrm{nom}}+\mathrm{\Δ}{V}_S)\·\mathrm{Kval}$

能通过系数δ_VS来表示电动机供应电压变化：

$V_S=(V_{S,\mathrm{nom}}+\mathrm{\Δ}{V}_S)=V_{S,\mathrm{nom}}\·(1+\frac{\mathrm{\Δ}{V}_S}{V_{S,\mathrm{nom}}})=V_{S,\mathrm{nom}}\·{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{VS}}$

根据创新电压模式驱动方法的另一个实施例，使参数Kval变化，如图13中所示。通过将Kval乘以补偿系数C来补偿参数δ_VS。系数C作为δ_VS的倒数来获得，例如如图14的框图示意示出的，图14示出一个示范控制线。

将结果的Kval值(Kval_C)应用于电动机相位：

$\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{PHASE}}}=\underset{\‾}{V_S\·{\mathrm{Kval}}_C}=(V_{S,\mathrm{nom}}\·{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{VS}})\·(\mathrm{Kval}\·C)=$

$=(V_{S,\mathrm{nom}}\·{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{VS}})\·(\mathrm{Kval}\·\frac{1}{{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{VS}}})=\underset{\‾}{V_{S,\mathrm{nom}}\·\mathrm{Kval}}$

当电压模式中驱动的步进电动机接近停转(失步)时，其相位中的电流快速增加。这是因为以下事实：BEMF电压与电动机速度成比例，并在电动机处于静止时是空值。当停转事件即将发生或正在进行时，相位电流突然增加，如图15中所示，并且这种效应能用于检测停转状况。使用可编程比较器可以感测这种过度伸长，并通知主机处理器可能的或将到来的停转事件。图16中示出能够检测因过度机械负载(和/或不充分的电流)而导致的电动机停转状况而不使用任何速度传感器的系统。

可以使用模拟电流比较器来检测通过绕组的电流何时超过正常操作范围。

图17示出提议的控制系统的框图。每个功能框的含义本身将从上文描述将显得明确，并且因为此原因，它将不被详细示出。

用于步进电动机的该创新驱动技术在就转子定位的精确度而言的静态状况中以及在例如就电动机旋转期间的高平滑度和极低噪声、在高速的最优转矩性能而言的动态状况中都表现非常好。

而且，使用该创新控制方法和系统，在不使用位置或速度传感器的情况下检测即将发生或进行中的停转状况是有可能的。

该创新控制技术提供步进电动机所特有的极大定位精确度，且具有常见DC电动机所特有的动态性能和平滑度。新电动机控制系统的实际实现仅要求非常简单的架构。确实，由于减少了通常在已知步进驱动器中所要求的模拟块的数量，该创新控制方法可以通过完全数字控制系统来实现。

Claims (8)

1.一种在前馈电压模式中驱动步进电动机的方法，包括以下步骤：

为了要施加到所述步进电动机的期望速度，将所述步进电动机的正弦相位电压的幅度设置成等于所述期望速度的函数中估计的预期反电动势(BEMF)幅度与相位电流(Iphase)的期望幅度和所述电动机阻抗的估计的绝对值之间的乘积之和。

2.如权利要求1所述的方法，包括以下步骤：

为了要施加到所述步进电动机的期望速度，根据传递函数来设置所述步进电动机的正弦相位电压的幅度，所述传递函数对于小于最小速度的速度值采用最小值(Kvalmin)并且对于大于所述最小速度的速度值以固定斜率(σ_st)来增加，所述最小值(Kvalmin)、最小速度和所述斜率(σ_st)在所述电动机的绕组中感应的反电动势(BEMF)幅度的估计的和所述步进电动机的电参数的标称值的函数中预先确定。

3.如权利要求1或2所述的方法，包括以下步骤：

以固定频率在PWM模式中驱动所述步进电动机，其中占空比与所述正弦相位电压成比例。

4.如权利要求2所述的方法，其中对于大于第二速度阈值(Speed_int)和高于所述最小速度的速度值，所述传递函数以比所述第一斜率(σ_st)陡峭的第二固定斜率(σ_fn)来增加。

5.如权利要求3所述的方法，还包括以下步骤：将用于将所述期望速度施加到所述步进电动机的PWM驱动的占空比设置为根据权利要求3确定的占空比与有效地供应到所述步进电动机的电压相对于其标称值的测量的百分比波动(δ_vs)之间的比率。

6.一种生成根据权利要求1的方法在前馈电压模式中驱动的步进电动机的即将发生或进行中的停转状况的报警标志的方法，包括：

将相位电流与阈值比较，在超过所述阈值时生成所述报警标志。

7.一种用于在前馈电压模式中驱动步进电动机的系统，包括：

电源级，适合于对所述步进电动机的绕组赋能，

控制电路，以表示要施加到所述步进电动机的速度值的命令来输入，所述控制电路适合于生成所述电源级的控制信号以用于使所述步进电动机以要施加的所述速度来旋转，其特征在于，所述控制电路适合于生成所述控制信号以便根据权利要求1的方法来设置所述步进电动机的正弦相位电压的幅度。

8.如权利要求7所述的系统，还包括适合于生成所述步进电动机的即将发生或进行中的停转状况的报警标志的电路，所述电路包括：

至少一个电流传感器，生成代表所述步进电动机的相位电流的感测信号；

具有阈值的所述感测信号的至少一个比较器，适合于在超过所述阈值时生成所述报警标志。

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