JP2010268675A - フィードフォワード電圧モードでステッパーモータを駆動する方法とハードウエア・システム - Google Patents

Abstract

【課題】 ステッパ・モータを電圧モードで駆動する際に、モータの全速度範囲に亘ってステータの巻き線に生成される相電流の変動を押さえる。
【解決手段】 本発明のフィード−フォワード電圧モードでステッパ・モータを駆動する方法は、（Ａ）前記ステッパ・モータを所望の速度で回転するために、ステッパ・モータのサイン波形の相電圧の振幅を、所定の値に設定するステップを有する。前記所定の値は、所望の速度の関数で予測されるＢＥＭＦと、相電流の所望の振幅（Ｉphase）と前記ステッパ・モータのインピーダンスの予測絶対値との積の和である。
【選択図】 図１６

Description

本発明は、電気モータを駆動する技術に関し、特にフィードフォワード電圧モードで、ステッパ・モータを駆動する方法とハードウエア・システムに関する。

ステッパ・モータは、階段を登るよう動く電気モータであり、従来の電気モータのように滑らかには回転しない。ステッパ・モータの巻き線にエネルギーが加えられると、磁界が生成され、ステッパ・モータのロータがある位置まで回転し、そこに別の巻き線にエネルギーが加えられるまで、停止している。

ステッパ・モータは、電流が引加された状態で、シャフトが静止していると、シャフトにかかる外部トルクに耐えることができる。このトルクは通常「ホールディングトルク」と称する。「ホールディングトルク」は、ロータの磁界とステータの磁界が直交（β＝９０°）のときに最大となるようそれらの位置関係に応じて変動する。この変動は「ディテントトルク（detent torque）」により引き起こされる。この「ディテントトルク」は、ステッパ・モータのシャフトが動いた時に、電気的に誘導されるトルクにより増加したり減少したりする。

生成されたトルクと「ディテントトルク」との差により、モータが回転する。ステップ状の回転を損なわないようにするために、十分な電流を強制的に加えて、「ディテントトルク」にうち勝たなければならない。ステップ状の回転が失われると、モータが失速することになる。

一般的に、所謂電流モード駆動が、ステッパ・モータを動かす為に用いられる。電流モードで機能するモノリシック回路には、ＳＴ社のＬ６２０８とＬ６２２８と、アレグロ社のＡ３９７７と、Trinamic社のＴＭＣ２３６と、東芝のＴＢ６２２０１がある。

多くの電流モード制御回路は、相電流を調整するために、ＰＷＭ技術を用いている。この為、以下の実施例は、ＰＷＭドライブモードを例に説明するが、アナログ駆動モードにも適用可能である。

一般的な「電流モード駆動技術」は、相電流を基準ピーク値に制限するが、それは、検知コンパレータ（検出比較器）を用いて行っている。この種の制御は、「ＰＷＭピーク電流制御（PWM peak current control）」と称し、図１に示す。一般的に、この制御方法は、電流のリップルに起因するエラーにより影響を受ける。この電流リップルの振幅は、様々なファクタの影響を受け、制御が難しい。例えば、パワーブリッジの供給電圧、相電流レベル、モータのＰＷＭ切り替え周期と電流パラメータ等により影響を受ける。

ＰＷＭピーク電流制御モードにおいては、ピーク電流値（即ちピークトルク値）のみが調整され、その平均値は調整していない。それ故に、予測出来ず且つ無視することもできないエラーが、不可避の電流リップルにより導入され、このエラーにより、多くのマイクロステップの動き（細かいステップ状の動き）を実現できない。その理由は、トルク誤差は、マイクロステップの基準値の離間よりも、大きいからである。

ブラシレス・モータを駆動する別の技術は、モータの駆動電圧を調整して、これにより、相負荷にかかる平均電圧を、最大相電圧の代わりに、制御している。

この種の制御は、連続電圧をかけることにより、或いはパワーステージをＰＷＭで駆動することにより、行う。この場合モータが、静止しているか或いは非常にゆっくりと動いているとき（ＢＥＭＦ電圧は無視する）は、平均相電圧は次式で表すことができる。

Ｖ_{ｐｈａｓｅ}＝Ｖｓ・Ｄ

ここでＤは、モータの相にかかる電圧のデューティーサイクルであり、Ｖｓは、パワーステージの供給電圧であり（但し、上付のバーは省略している）、平均相電流は、次式で表される。

ここでＲｌは負荷抵抗であり、Ｒｓはシャント・レジスタである。

かくして平均相電流は、パワーステージのＰＷＭデューティーサイクルを調整することにより調整する。
電圧モード駆動の利点の１つは、駆動システムはパワーステージの平均値を制御し、ピーク値を制御していない点である。図２に電圧モードドライバの基本的な構成を示す。

モータが高速で回転しＢＥＭＦが無視できない時は、相電流は、引加された相電圧と、同一周波数で同一形状をしているが、相は、負荷角だけずれている。この負荷角は、ステータの磁界ベクトルとロータの磁界ベクトルの差を表し、負荷トルクと保持トルクと速度に依存する。

ＢＥＭＦの振幅は、ｋｅ・ωｅｌに等しい。ここでωｅｌは周波数を表し、ｋｅはモータの電気定数である。電圧モード駆動においては、電流の振幅は、一定値ではなく、負荷トルクが変動する場合には負荷条件に自動的に適合して、平衡状態に達しようとする。電圧モードにおいては、電流Ｉｃｑと負荷トルクとを結びつける式は、次式である。

ここでＩｃｑは、２つの相電流の振幅の合成値であり、αは、π／２−βに等しく、ＢＥＭＦ電圧と等価電流の間の角度を表す。

図３に、生成された機械的パワー（生成されたトルクに比例する）と時間との関係を示す。
電圧モード駆動における相電流が、純粋なサイン波形でない場合でも、これは電流モード駆動と同様であるが、最終的に生成されるトルクは、サイン波形の相電流よりも歪んではいない。その理由は、ＢＥＭＦが、多くの場合そうであるが、サイン波形でない場合（モータの形状が完全な四角形からはほど遠いため）に、純粋なサイン波形の相電流をステータの巻き線に加えても、一定のトルクの生成を保証できない。

更に、一定振幅の相電流を生成する為に電圧モード駆動の特徴は、制御がより柔軟になり、トルクの均一性は、電流モード駆動のそれと同等である。

ステッパ・モータの駆動のアプリケーションでは、電圧モード駆動技術を利用していないが、その理由は、様々な欠点により、この駆動アプローチの効率を制限してしまうからである。

電圧モード駆動の問題点は、平均的に生成される有効トルクが失われることである。これは、モータの速度が増加する時のＢＥＭＦ電圧が原因である。このように生成された平均トルクがコントロールできずに減少することにより、ステップ状の回転が失われ、更には加速時にはモータの完全な停止に至ることさえある。このような問題は、ステッパ・モータにおいて多く発生する。ステッパ・モータにおいては、電気定数Ｋｅは、他のタイプのモータに比較して、大きいため、モータが低速の時には、大きなＢＥＭＦ電圧を発生させ、これによりステップ状の回転が失われることになる。

図４は、一定加速度の間、電圧モードで駆動されるステッパ・モータの様々な電気パラメータを示す。点線はステッパ・モータの他の相に関連する。従来のアプローチ（電流比（電圧比でもある）が、モータのスピードのタンジェント（加速度）に等しくなければならない）に従うと、あらゆるロータの角度において同一のトルクを常に生成するためには、２つの相に加えられる最適の電圧波形は、相が９０°ずれた２個のサイン波形である。

等価電気回路の観点からすると、ＢＥＭＦ電圧は、サイン波形の電圧生成器により表される。この電圧生成器は、相インダクタンスに直列で、モータのスピードに比例する振幅と、モータのスピードに等しい周波数を有する。ＢＥＭＦの相は、ステータとロータの電界の間の負荷角に依存する。

図４は、ＢＥＭＦ電圧が増加すると相電流が減少し、ロータに加わるトルクは、スピードが上がると減少することを示している。電圧モードアプローチのこの問題点は、生成されたトルクが「ディテントトルク」値まで下がると、ステッパ・モータは、ステップ状の回転力を失い、或いは完全に停止することになる。

電圧モードで駆動されるステッパ・モータにおいては、相電流の振幅は、ＢＥＭＦの振幅に反比例する。各相の巻き線にかかる一定振幅の電圧に対しては、ＢＥＭＦの振幅は、モータの回転速度に比例（｜ＢＥＭＦ｜＝ｋｅ・ｆｅｌ（ｆｅｌはモータの周波数のヘルツ表示））ので、相電流の振幅は、モータのスピードが増加すると、減少する。これにより生成されたトルクが、減少し、その結果、ディテントトルクを克服するには不十分となり、停止状態に至る。

ブラシレスモータ（ＢＬＤＣ）用の電圧モード制御システムにおいては、所謂、ｖ／ｆ即ちｋ・ｆの制御技術を用いて、誘導されたＢＥＭＦを補償している。しかしブラシレスモータとステッパ・モータとは、機能が大きく異なる。
ブラシレスモータ（ＢＬＤＣ）は、回転中は良好な性能を有すると考えられている。ブラシレスモータは、比較的高速で回転し、ステータの磁気フラックスは、ロータの位置に同期して制御され、負荷角を調整するためにロータの位置は制御され、駆動効率を最大にし、トルクリップルを減らしている。
ステッパ・モータは正確な角度位置を採る点で良好な性能があると考えられている。ステッパ・モータは、広い速度範囲（１秒当たり１ステップ未満から数千ステップまで）で回転し、その機能は、定常状態において正確に位置決めしてステップを失うことがない。高速の位置決めの為に、ステップモータは、非常に高速で機能する必要があり、大きなＢＥＭＦが生成されるという問題点がある。

上記のような差異により、ステッパ・モータにとってはブラシレスモータを駆動する際に使用されるＢＥＭＦ補償技術は役に立たない。これを図５に示す。同図は、相電流の振幅特性とステッピング周波数Ｉstep（モータの速度）の関係を示す。

図５の波形は、ブラシレスモータの標準のｋ・ｆの補償がある場合と無い場合に電圧モード駆動され、その結果得られた相電流の波形である。ここでｋはモータの電気定数ｋｅである。同図から明らかなように、ｋ・ｆの補償を用いた場合でも、相電流の制御は、受け入れるには程遠い。その理由は、低速時の相電流の大きな変動と、加速時の相電流の大きな減少が原因である。

ステッパ・モータを電圧モードで駆動する際に、モータの全速度範囲に亘ってステータの巻き線に生成される相電流の変動を押さえることが、可能であることが見出された。

これは、適宜の制御特性を以て、フィード・フォワードの電圧モードでステッパ・モータを駆動することにより得られる。

本発明の方法によれば、本発明の制御特性は次の通りである。即ち、ステッパ・モータの相巻き線の駆動電圧は、ステッパ・モータの所望の速度に対するＢＥＭＦ（expected back-electromotive force：予測されるバック起電力）と、相電流の所望振幅（Iphase）とモータのインピーダンスの予測値との積（product）との和に等しくなるよう、設定される。

本発明の他の実施例によれば、特性制御カーブは、直線の一部で近似される。その第１部分は、所定の最小速度よりも小さい速度値に対する最小値（Kvalmin）からスタートし、前記の最小速度よりも大きな速度値に対して一定傾斜（σst）で増加する部分である。最小値（Kvalmin）と、最小速度と、傾斜（σst）とは、ステッパ・モータの電気パラメータの公称値と、ステータの巻き線に誘導されるＢＥＭＦの予測値の関数で、予め決定されている。

本発明の他の実施例においては、ステッパ・モータは、一定の切り替え周期のＰＷＭと、所望の速度の関数でデューティサイクルを決定する制御特性で、駆動される。

本発明の他の実施例によれば、ステッパ・モータの供給ラインにかかる供給電圧の公称値からの変動割合（Percentage fluctionation: δvs）を予測し、ステッパ・モータへ所望の速度を与える有効相電圧を、上記の方法で決定された相電圧と前記の予測された変動割合（δvs）との間の比率で、設定される。

本発明の他の実施例によれば、警報フラッグ（alam flag）が生成され、フィード・フォワード電圧モードで駆動されるステッパ・モータの進行中の或いは緊急の停止状態を知らせる信号を発する。これは、ステッパ・モータにより消費される相電流を測定し、この測定された相電流としきい値と比較し、しきい値を相電流が越えた時に、警報フラッグを生成する。本発明の方法を実行するステッパ・モータのハードウエアの制御システムを次に説明する。

ＰＷＭピーク電流制御モードにより駆動される負荷の電流波形を表す図。 誘導性負荷のＰＷＭ電圧モード駆動を表す図。 電流モードと電圧モードで駆動される負荷のＢＥＭＦの波形と電流波形の比較を表す図。 ＢＥＭＦを増加させることにより、電圧モードで駆動されるステッパ・モータで停止事象が発生する状況を表す図。 従来のＢＥＭＦ補償技術を用いた場合と用いない場合のブラシレスＤＣモータ内の相電流の実振幅を表すグラフ。 供給電圧の変動が原因で、電圧モードで駆動されるステッパ・モータ内で停止事象が発生する状況を表す図。 ステッパ・モータのインダクタンス、レジスタンス、インピーダンス、ＢＥＭＦと相電圧の電圧ドロップを表すベクトルを表す図。 ＢＥＭＦの理論的補償により得られた図４に類似するグラフ。 本発明の方法により得られた類似する波形で、従来のＢＥＭＦの補償がある場合と無い場合のブラシレスモータの相電流の実振幅の波形を表す図。 ３種類の伝達関数を用いて本発明の方法により得られた相電流の実振幅の３個の波形を表す図。 モータの速度の関数で相電圧を決定する伝達関数を表す図。 本発明の方法を実行する回路のブロック図。 図６の波形と、供給電圧の変動を補償することにより本発明の方法により得られた波形との比較を表す図。 供給電圧の変動を補償する本発明の方法を実行する回路のブロック図。 ステッパ・モータが本発明の方法により駆動された時の、緊急の或いは進行中の停止状態を検知する方法を表す図。 本発明の方法により駆動されるステッパ・モータの緊急の或いは進行中の停止状態の警報フラッグを生成する回路のブロック図。 本発明の方法を実行するＰＷＭ制御回路のブロック図。

本発明の方法により、ＢＥＭＦ電圧を補償してモータの速度が変化したときでも、相電流の振幅を一定に維持する。本発明の方法により、低速での相電流の正確な調整が可能となる。

図７に示すフェーザーと以下の式を考慮することにより、相電流の振幅を一定に保つために、モータの巻き線にかかる電圧の振幅を計算することができる。

ここで、ＶpahseとＩphaseは、それぞれ、相電圧と相電流であり、Ｖzは相インピーダンスの電圧ドロップであり、ＲとＬは、それぞれ巻き線のレジスタンス（抵抗）とインダクタンスであり、ωELは電気周波数即ち２πｆstep／４であり、ＢＥＭＦは、バック起電力で、αは負荷角である。

ステッパ・モータの相の電気モデルを記述する次式のベクトル公式を用いる。

理想的な補償の目標は、モータの速度（即ちωELと等価）とは独立に、一定の電流Ｉphaseを生成するために、相電圧Ｖphaseを供給する。図８は、相電流の時間グラフを、ＢＥＭＦの補償がある場合と無い場合とで、比較したものである。

理想的な補償を実際に実行する際の主な問題点は、上記の式が簡単には解けない点にある。その理由は、その複素数の性質（Ｒ＋ｉωLの項）と、ＢＥＭＦ電圧のモータ速度へ依存性があるからである。実際に電流は、次の項目に非常に複雑に依存している。即ち、印加相電圧と、モータの電気パラメータと、ＢＥＭＦと印加相電圧の間の相角λである。

この式を解いて、様々な速度に対し引加すべき相電圧の明確な式を得ることは、非常に複雑で計算も面倒である。

単純であるが有効な補償方法を工夫するために、以下の関係式を考慮する。

本発明の方法によれば、相電流を一定に保つために、引加すべき相電圧の振幅は次式で表すことができる。

更に単純化すると、次式となる。

ここで、左辺は、各相に加えるべきサイン波形の電圧の振幅であり、
右辺の第１項（ルート記号の式）は、所望のサイン波形の相電流の振幅である。

図９は、上記のＶphase対Ｉphaseの近似関係を用いて、本発明の補償方法を実行することにより得られた結果を示す。但し相電流は一定である。従来のｋ・ｆの補償技術に比較すると、本発明の方法は遥かに良い結果を生み出す。

上記の式で定義される制御特性は、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ、適宜のデジタル制御機械で実行可能である。

本発明の方法による上記のシュミレーションにおける実施例は、簡単であるが依然として非線形操作を必要とする。この非線形操作は、低コストのデジタル制御システムで実行するには時間がかかりすぎる。近似の高いレベルの技術を上記の補償式に適用して、新たな制御システムの計算量を減らし操作を簡単にしなければならない。

制御特性の可能な近似は線型近似である。この線形近似によりモータの速度全体に亘って、従来のｋ・ｆ近似方法に比較すると、相電流の変動を少なくできる。図１０に、最小自乗法（ordinary least squares：ＯＬＳ）と最適の適合アルゴリズムを用いていた線型近似の結果を示す。

この本発明の新規の方法は、従来公知のｋ・ｆ近似方法とは異なる。その理由は、定数ｋは、モータの電気定数のみに関係するのではなく、ＯＬＳ技術により与えられる「最適」定数にも関係するからである。これにより、ｋは、モータの電気パラメータ（ＲとＬ）にも依存することになる。

この解決方法はあまり好ましいものではない。その理由は、低速におけるこの電流補償性能は、モータの全速度範囲に亘って一定ではなく、高速では悪くなるからである。

次式のより正確な適合は、線型近似の合成により得られる。

本発明の制御方法の実施例によれば、以下の関係式を用いる。

図１０は、印加された相電圧に対する３点重ねライン近似（3 points stacted line approximation）を用いた補償方法のシュミレーション結果を示す。この近似法は、他の補償方法に比べて満足すべき結果を与える。

上記したように、印加相電圧は、モータの相に加えられるデューティサイクルに比例する。例えばマイクロステッピングの駆動時においては、サイン波形のデューティサイクルが、ＰＷＭ制御信号に加えられる。このようなサイン波形の駆動信号の振幅を制御するために、サイン波形のデューティサイクルの振幅は、一定（Ｋval値）である。

サイン波形の制御信号の振幅は次式で与えられる。

ここでＶｓは供給電圧である。

ＢＥＭＦ電圧の補償方法は、Ｋvalの値を変更することにより、サイン波形の電圧の振幅を変えることである。補償ファクタは、ユーザにより決められた元のＫval値に乗算するだけである。

Ｖphase対Ｉphaseを展開することにより、近似関係は次式となる。

別の実施例によれば、２つのＫvalの値を、モータの速度によって、使い分ける。

ここで、Ｋvalminはスタート時のＫval値であり、Ｓｐｅｅｄは、ユーザによりプログラムされたモータの速度であり、σstは、開始時の傾斜パラメータであり、σfnは、最終傾斜パラメータであり、Ｓｐｅｅｄintは、中間の速度パラメータ（Intersect Speed Parameter）である。図１１で、上記の式により得られた重ねたラインと、理想の特性とを比較する。

図１２に、図１１の重ねたライン特性により決定されたデューティサイクルの振幅を有するＰＷＭ信号を生成するデジタル回路を示す。

様々なパラメータ値が、モータの特性とシステムの特性によって、ダイナミックな操作特性（トルク、加速度、速度等）によって、プログラムできる。

電圧モード駆動の別の欠点は、生成されたトルクが、ステッパ・モータを駆動するパワーブリッジの供給電圧に依存することである。これは好ましくなく、これを図６に示す。

様々なステッパ・モータドライバが、パワーブリッジを用いて、モータの相のインダクタンスに、エネルギーを調整するＰＷＭ切り替え技術で、エネルギーを与える。各ハーフブリッジのデューティサイクルを調整することにより、ＰＷＭ切り替え期間の間、平均相電圧を制御することができる。電圧モードアプローチの場合には、印加された平均電圧は、各フルブリッジにパワーを与える為に加えられる有効デューティサイクルとパワー段への供給電圧に比例する。このことは、供給電圧が一定の場合には、平均的な相電圧の制御は、コントローラで容易に実行できることを意味する。

しかし、多くの実際のモータのアプリケーションにおいては、供給電圧は、十分制御されておらず、大きな電圧変動がある。その原因は、例えばモータへの供給電圧を調整する電圧レギュレータの負荷条件の変動である。供給電圧の変動の影響を図６に示す。平均相電圧へ供給する電圧とデューティサイクルの両方への依存性により、サイン波形の好ましくない振幅の変調を引き起こし、これにより、生成されるトルクも変動する。それ故に、トルクは一定ではなく、供給電圧に依存する。この依存性は、２つの悪影響がある。
・トルクの変動は、音響ノイズと振動を引き起こし、これは供給電圧の変動に共鳴して起こる。
・供給電圧のドロップ（低下）により、生成されたトルクのドロップが発生する。これにより、駆動されるモータのディテントトルクの値を、ステッパ・モータのステップを失わせるか或いは停止させる値にしてしまう。

平均相電圧は、モータの供給電圧（Ｖｓ）に比例することを考慮すると、供給電圧が、その公称電圧（Ｖｓ，nom）から離れることは、システムの性能に悪影響を及ぼす。Ｋvalの項においては次式となる。

モータの供給電圧の変動は、係数δvsで次式で表される。

本発明の電圧モード駆動方法の他の実施例によれば、パラメータＫvalは、図１３に示すように変化する。パラメータδvsは、Ｋvalと補償係数Ｃを乗算することにより、補償される。係数Ｃは、δvsの逆数として得ることができる。これは、例えば制御ラインを示す図１４のブロック図により示される。

その結果得られたＫval値（Ｋvalc）を、モータの相に加える。

電圧モードで駆動されているステッパ・モータが、停止状態に近づく（ステップを喪失する）と、その相に流れる電流は急速に増加する。これは、ＢＥＭＦの電圧は、モータのスピードに比例し、モータが静止するとゼロになると言う事実に起因する。停止事象が切迫すると或いは進行すると、相電流は急速に増加する（図１５）。これの現象を用いて、停止状態を検出することができる。プログラム可能なコンパレータを用いることにより、このオーバロンゲーション（overelongation）期間を検出し、起こりうる停止事象を、ホストプロセッサに通知することができる。図１６に、スピードセンサを用いずに、過剰な機械的負荷（又は不十分な電流）に起因するモータの停止状態を検出できるシステムを示す。

アナログの電流コンパレータを用いて、巻き線を流れる電流が、公称動作範囲を超えた時を検知することができる。図１７は、この制御システムのブロック図を示す。各機能ブロックは、上記の記載から明らかであり詳細な説明は割愛する。

本発明のステッパ・モータ用の駆動技術は、静止状態と動的状態の両方で非常に良好な性能を示す。静的状態の良好な性能とは、ロータの停止位置が正確という意味である。動的状態の良好な性能とは、モータがスムーズに高速回転し、回転中ノイズが低く高速での最適なトルク性能得られるという意味である。

本発明の制御方法とシステムを用いることにより、位置センサ又はスピードセンサを用いることなく、緊急な或いは進行中の停止状態を検知できる。

本発明の制御技術により、ステッパ・モータの極めて正確なロータの停止位置を提供でき、且つＤＣモータに典型的なダイナミックな性能と平滑さを提供できる。本発明のモータ制御システムは、非常に簡単な構造であり、且つ従来のステッパ・モータドライバに必要とされるアナログ機能構造が減ることにより、完全なデジタル制御システムで実行できる。

以上の説明は、本発明の一実施例に関するもので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含される。特許請求の範囲の構成要素の後に記載した括弧内の番号は、図面の部品番号に対応し、発明の容易なる理解の為に付したものであり、発明を限定的に解釈するために用いてはならない。また、同一番号でも明細書と特許請求の範囲の部品名は必ずしも同一ではない。これは上記した理由による。用語「又は」に関して、例えば「Ａ又はＢ」は、「Ａのみ」、「Ｂのみ」ならず、「ＡとＢの両方」を選択することも含む。特に記載のない限り、装置又は手段の数は、単数か複数かを問わない。

図１ ピーク値 実平均値
図２ 平均電圧基準 ＰＷＭ生成器 負荷
図３ 電流モード 電圧モード（４ヶ所）
図４ モータの速度 印加相電圧 ＢＥＭＦ電圧 得られた相電流 有効トルク
デテントトルク 停止事象 電流 電圧 ステッパーモータ フェーズ１ フェーズ２
図５ 従来のＢＥＭＦ補償 補償無し 補償 目標電流＝３Ａ
図６ 供給電圧 印加相電圧 ＰＷＭ平均 得られた相電流 有効トルク ディテントトルク 停止事象
図７ 負荷角 Ｖｌ：相インダクタンスの電圧ドロップ Ｖｒ：相レジスタンスの電圧ドロップ Ｖｚ：相インピーダンスの電圧ドロップ
図８ 図４と同じ ＢＥＭＦ補償無し ＢＥＭＦ補償あり
図９ 本発明のＢＥＭＦ補償方法 補償無し 従来補償方法 本発明の補償方法 目標電流＝３Ａ
図１０ 補償カーブの近似 理想 線型近似 積み重ねライン近似 目標電流＝３Ａ
図１１ 理想補償 実行した補償 最小速度 （＊）：ステップ周波数生成システムによるモータの最小速度
図１２ ＢＥＭＦ補償付きのＫval生成 ＰＷＭ変調器 相Ｂ 相Ａ
図１３ 電源電圧補償無し 電源電圧補償あり 供給電源 印加相電圧 得られた相電流 有効トルク ディテントトルク 停止発生
図１４ Ｖｓ変動手段
図１５ 相電流 停止検知基準 停止検知 通常状態 停止開始状態 停止状態
図１６ 本発明のステッパ・モータ駆動電圧 停止検知部分 ステッパーモータ 停止信号 ○Ａ：電流検知 電流 電圧 停止検知しきい値
図１７ マイクロコントローラ インターフェイス 制御ロジック ＢＥＭＦ補償付きＫval生成 Ｋval生成パラメータ ＶＳ変動手段 ＰＷＭ変調器 ゲートドライバ（４ヶ所） フェーズＢ フェーズＡ

Claims (8)

1. フィード−フォワード電圧モードでステッパ・モータを駆動する方法において、
   （Ａ）前記ステッパ・モータを所望の速度で回転するために、ステッパ・モータのサイン波形の相電圧の振幅を、所定の値に設定するステップ
   を有し、
   前記所定の値は、所望の速度の関数で予測されるＢＥＭＦと、相電流の所望の振幅（Ｉphase）と前記ステッパ・モータのインピーダンスの予測絶対値との積の和である
   を有する
   ことを特徴とするフィード−フォワード電圧モードでステッパ・モータを駆動する方法。
2. （Ｂ）前記ステッパ・モータを所望の速度で回転する為に、前記ステッパ・モータのサイン波形の相電圧の振幅を、以下に定義する伝達関数に従って設定するステップ
   を更に有し、
   前記伝達関数は、最小速度よりも小さい速度の値に対する最小値（Ｋvalmin）を採り、前記最小速度よりも大きな速度値に対しては、第１の傾斜（σst）で増加し、
   前記最小値（Ｋvalmin）と、最小速度と、前記第１の傾斜（σst）は、前記ステッパ・モータの電気パラメータの公称値と、前記ステッパ・モータの巻き線に誘導されるＢＥＭＦの振幅の予測値の関数で、予め決定されている
   ことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. （Ｃ）一定周波数で、前記ステッパ・モータをＰＷＭモードで駆動するステップ
   を有し、
   前記ＰＷＭモードでデューティサイクルは、前記サイン波形の相電圧に比例する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
4. 第２の速度しきい値（Ｓｐｅｅｄint）よりも大きく且つ最小スピードよりも大きい速度値に対しては、前記伝達関数は、前記第１の傾斜（σst）よりも大きい第２の傾斜（σfn）で増加する
   ことを特徴とする請求項２記載の方法。
5. （Ｄ）前記ステッパ・モータに所望のスピードを与えるために、前記ＰＷＭ駆動のデューティサイクルを、以下に定義する比率で設定するステップと、
   前記比率は、請求項３により決定されたデューティサイクルと、公称値に対しステッパ・モータに加えられる電圧の測定された変動割合（δvs）との比率である
   ことを特徴とする請求項３記載の方法。
6. 請求項１記載のフィード−フォワード電圧モードで駆動されるステッパ・モータの停止状態を表す警報フラグを生成する方法において、
   （Ｅ）前記相電流としきい値とを比較するステップと、
   （Ｆ）前記しきい値を相電流が越えた時、警報フラッグを生成するステップと
   を有する
   ことを特徴とするフィード−フォワード電圧モードで駆動されるステッパ・モータの停止状態を表す警報フラグを生成する方法。
7. （Ａ）前記ステッパ・モータの巻き線にエネルギーを加えるパワー段と、
   （Ｂ）前記ステッパ・モータに加えるべき速度を表すコマンドを有する回路入力を有する制御回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、制御信号を生成し、請求項１の方法によるステッパ・モータのサイン波形の相電圧の振幅を設定し、
   前記ステッパ・モータが所定の回転速度で回転するために、前記パワー段に前記制御信号を与える
   ことを特徴とするフィード−フォワード電圧モードでステッパーモータを駆動するシステム。
8. （Ｃ）前記ステッパ・モータの緊急の或いは進行中の停止状態の警報フラッグを生成する回路を有し、前記回路は、
   （Ｃ１）前記ステッパ・モータの相電流を表す検知信号を生成する電流センサーと、
   （Ｃ２）前記検知信号としきい値とを比較し、前記しきい値を越えた時に、前記警報フラッグを生成するコンパレータと
   を有する
   ことを特徴とする請求項７記載のシステム。

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