JP2013078253A - 線電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】線間電圧及び線電流の歪みを低減しつつ線電流を検出できる線電流検出装置を提供する。
【解決手段】線電流算出部３２２は、直流線ＬＨ，ＬＬに入力される電力と交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される電力とが等しいという関係を用いて、直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃの平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと交流電圧の電圧振幅と交流電圧と線電流との位相差とに基づいて線電流の電流振幅を算出し、算出された電流振幅と、電圧位相及び位相差に基づく線電流の電流位相とから、線電流の少なくとも一つを算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、線電流検出に関し、特に直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置における線電流を検出する技術に関する。

特許文献１には三相インバータが記載されている。かかる三相インバータは、入力された直流電圧を交流電圧に変換する。かかる変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。これにより、インバータが出力する電圧のベクトルとして、大きさの有する２つの電圧ベクトルがそれぞれ所定周期に渡って採用されることとなる。

また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の線電流を検出する。かかる検出は、インバータの電圧ベクトルに基づいて直流電流と線電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期において、それぞれ上述の２つの電圧ベクトルが採用される期間に直流電流を検出し、これらを当該２つの電圧ベクトルに基づいて決定される２相の線電流として検出する。そして、３相の線電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の線電流を算出している。

なお本発明に関連する技術として特許文献２〜１０が開示されている。

特開２００４−３０４９２５号公報 特開２０１０−２８８３５９号公報 特開２００３−１８９６７０号公報 特開２００２−１１９０６２号公報 特開平１０−１５５２７８号公報 特開平３−２３０７６７号公報 特開２００４−６４９０３号公報 特開２００５−４５８４８号公報 特開平８−２０５５４７号公報 特開平９−９３９８６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術では、大きさを有する電圧ベクトルが採用される期間が所定値よりも短いときに、この期間を増大させる補正を行っている。これは、直流電流を検出する期間を確保するために行われている。しかしながら、電圧ベクトルが採用される期間が所定値よりも短い場合、当該期間の全てに対してかかる補正を行うとインバータの出力する線間電圧および線電流に生じる歪みが顕著となる。

そこで、本発明は、線間電圧及び線電流の歪みを低減しつつ線電流を検出できる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様は、３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる上側スイッチング素子(S1〜S3)と、前記交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる下側スイッチング素子(S4〜S6)とを備え、前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を前記交流線に印加する電力変換部(1)とを備える電力変換装置において、前記交流線を流れる線電流を検出する装置であって、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流の平均値（Idc_ave）を取得する直流電流平均値取得部(4,5,33)と、前記直流電圧(Vdc)を検出する直流電圧検出部(6)と、前記交流電圧の電圧振幅と電圧位相とを取得する電圧取得部(312)と、前記線電流と前記交流電圧との位相差を取得する位相差取得部(321)と、前記第１及び前記第２の直流線に入力される電力と前記交流線から出力される電力とが等しいという関係を用いて、前記直流電圧と前記直流電流の前記平均値と前記電圧振幅と前記位相差とに基づいて前記線電流の電流振幅を算出し、算出された前記電流振幅と、前記電圧位相及び前記位相差に基づく前記線電流の電流位相とから、前記線電流の少なくとも一つを算出する線電流算出部(322)とを備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様は、第１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記電力変換装置は、前記上側スイッチング素子(S1〜S3)および前記下側スイッチング素子(S4〜S6)へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線(Pu,Pv,Pw)のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンをそれぞれ第１及び第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１又は前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)を更に備え、前記位相差取得部(321)は、前記第１の期間において検出される前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される一つの前記線電流と推定し、前記関係から、前記一つの前記線電流と前記直流電圧と前記直流電流の前記平均値と前記電圧振幅と前記電圧位相とに基づいて前記位相差を算出する位相差算出を行う。

本発明にかかる線電流検出装置の第３の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが所定期間より長いときに、前記第１及び前記第２の期間において検出される前記直流電流を、前記第１及び前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される２つの前記線電流とそれぞれ推定し、前記関係から、前記直流電圧と前記交流電圧と前記２つの前記線電流とに基づいて、前記直流電流の前記平均値を算出する。

本発明にかかる線電流検出装置の第４の態様は、第２又は第３の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間よりも短いときに、前記第１の期間を前記所定期間以上の値に補正する補正部(311)を更に備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第５の態様は、第４の態様にかかる線電流検出装置であって、補正前の前記第１の期間は前記第２の期間よりも長い。

本発明にかかる線電流検出装置の第６の態様は、第４又は第５の態様にかかる線電流検出装置であって、前記補正部(311)は、前記第１の期間を増大させた分、前記第３の期間を低減する。

本発明にかかる線電流検出装置の第７の態様は、第１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記線電流の少なくとも一つの極性の切り替わりを検出する線電流極性検出部(7)を更に備え、前記位相差取得部(321)は、前記極性が切り替わったときに、前記電流位相を、前記極性に切り替わりに対応する値に決定し、前記電流位相と、前記極性が切り替わったときの前記電圧位相との差を演算して前記位相差を算出する。

本発明にかかる線電流検出装置の第８の態様は、第７の態様にかかる線電流検出装置であって、前記電力変換装置は、前記上側スイッチング素子(S1〜S3)および前記下側スイッチング素子(S4〜S6)へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線(Pu,Pv,Pw)のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンをそれぞれ第１及び第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１又は前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)を更に備え、前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間より長いときに、前記第１及び前記第２の期間において検出される前記直流電流を、前記第１及び前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される２つの前記線電流とそれぞれ推定し、前記直流電圧と前記交流電圧と前記２つの前記線電流とに基づいて、前記直流電流の前記平均値を算出する。

本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様は、第７又は第８の態様にかかる線電流検出装置であって、前記線電流極性検出部(7)は、前記上側スイッチング素子(S1〜S3)及び前記下側スイッチング素子(S4〜S6)の一方の電圧を検出する電圧検出部(71)と、前記電圧に基づいて前記一方に流れる電流の方向を判別して前記線電流の極性を判別する極性判別部(72)とを備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第１０の態様は、第９の態様にかかる線電流検出装置であって、前記上側スイッチング素子(S1〜S3)及び前記下側スイッチング素子(S4〜S6)前記一方は、自身に流れる電流の絶対値が小さいときの前記電流に対する電圧の変化率が、前記絶対値が大きいときの前記変化率よりも高い特性を有する。

本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様は、第９又は第１０の態様にかかる線電流検出装置であって、前記線電流極性検出部(7)は、前記電圧が基準値以上であるときに検出電圧を所定値に制限する電圧制限部(73,ZD11,ZD21,D1,D2)を更に備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第１２の態様は、第１から第１１のいずれか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記電圧取得部(312)は、前記交流電圧についての指令値から前記電圧振幅と前記電圧位相とを求める。

本発明にかかる線電流検出装置の第１３の態様は、第１から第１２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記線電流算出部(322)は前記電流位相を固定座標系又は回転座標系の二相の線電流の電流位相に変換し、変換した前記電流位相と、前記電流振幅から前記二相の線電流の少なくともいずれか一方を算出する。

本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様によれば、３つの交流線を流れる線電流を検出する電流検出部を設けることなく、線電流を得ることができる。また電力変換部の上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンに基づいて直流電流を線電流として検出する場合には、スイッチングパターンが採用される期間が短いことにより当該期間において適切に直流電流を検出できない問題が生じるところ、このような問題も回避することができる。

本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様によれば、第２の期間が所定期間よりも短く、第２の期間で採用される第２スイッチングパターンに対応する線電流を適切に検出できない場合であっても、位相差取得部は位相差を適切に算出できるので、線電流取得部は当該位相差に基づいて当該線電流を算出できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第３の態様によれば、直流電流を平均化する積分回路等が不要となり、製造コストを低減できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第４の態様によれば、第１及び第２の期間の両方を所定期間以上の値に補正する場合に比べて、交流線の電圧および線電流の歪みを低減できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第５の態様によれば、第１及び第２の期間のうち小さいほうを補正する場合に比して、交流線の線間電圧及び線電流の歪みを低減することができる。

本発明にかかる線電流検出装置の第６の態様によれば、第２の期間を低減する場合に比べて、交流線の線間電圧および線電流の歪みを低減できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第７の態様によれば、線電流の極性を検出するので、線電流の値を検出する検出部を設ける必要はなく、コストを抑制できる。また請求項２のように第１の期間という決められた期間内で直流電流を線電流として検出する必要がないので、直流電流検出部も安価なものを採用できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第８の態様によれば、直流電流を平均化する積分回路等が不要となり、製造コストを低減できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様によれば、スイッチング素子の電圧に基づいて線電流の極性を判別することができる。

本発明にかかる線電流検出装置の第１０の態様によれば、電流の絶対値が小さいときの変化率が高いので、線電流の極性が切り替わるときの電圧変化が大きい。よって容易に線電流の極性の切り替わりを判別することができる。

本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様によれば、線電流検出部に過電圧が印加されることを回避できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第１２の態様によれば、交流電圧を検出する検出部が不要となる。

本発明にかかる線電流検出装置の第１３の態様によれば、一旦、三相の線電流を算出してから、固定座標系又は回転座標系の二相の線電流を算出する場合に比べて、演算を簡易にできる。

インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。 インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。 電圧ベクトル図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。 スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。 電圧ベクトル図である。 線電流取得方法の一例を示すフローチャートである。 期間の補正方法の一例を示すフローチャートである。 インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。 線電流取得方法の一例を示すフローチャートである。 インバータの概念的な構成の一例を示す図である。 三相座標系とｄｑ軸座標系における電流ベクトルの一例を示す模式図である。 電流極性検出部の概念的な構成の一例を示す図である。 電流−電圧特性の一例を示す模式図である。 電流極性検出部の概念的な構成の一例を示す図である。 電流極性検出部の概念的な構成の一例を示す図である。 電流極性検出部の概念的な構成の一例を示す図である。 インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。

第１の実施の形態．
＜１．構成＞
図１に示すように、電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。

インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を纏めて上側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。

各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を纏めて下側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の寄生ダイオードであってもよい。

かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。

インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータである。インバータ１によって誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の交流電流が流れる。理想的には交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにはそれぞれ正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。

直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは直流電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では直流電流検出部４は直流線ＬＬに設けられている。なお直流電流検出部４は直流線ＬＨに設けられても良い。

直流電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値（以下、簡単のため値自体をも直流電流Ｉｄｃとして表す。他の諸量も同様）を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また直流電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサーが採用されえる。例えばホールＣＴ(Current-Transformer)などの電流センサーを用いても良い。

また直流電流Ｉｄｃの平均値（以下、直流電流平均値と呼ぶ）Ｉｄｃ＿ａｖｅを取得する直流電流平均値取得部５が設けられる。直流電流平均値取得部５は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部５１とを備える。検出部５１は例えば抵抗及びコンデンサからなる平滑回路などの一次フィルタであって、シャント抵抗Ｒ４１に流れる直流電流Ｉｄｃを平均化し、これを直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとして制御部３に出力する。なお、検出部５１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を制御部３に出力し、制御部３が直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出しても良い。

なお直流電流平均値取得部５は必ずしもシャント抵抗Ｒ４１に流れる直流電流Ｉｄｃを検出してこれを平均化する必要はなく、例えば図２に例示するように検出部４１から入力される直流電流Ｉｄｃを平均化してもよい。

また本実施の形態の最上位概念では直流電流検出部４は必須要件ではなく、直流電流平均値取得部５が設けられていればよい。

また直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃは直流電圧検出部６によって検出される。図１の例示では、直流線ＬＨ，ＬＬの間には平滑コンデンサＣ１が設けられており、直流電圧検出部６は例えば平滑コンデンサＣ１の両端電圧を検出する。

制御部３はスイッチング信号生成部３１と線電流取得部３２とを備えている。スイッチング信号生成部３１はスイッチング信号Ｓを生成する。かかるスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにそれぞれ印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を、線電流取得部３２によって算出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によってスイッチング信号Ｓを生成する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるので詳細な説明は省略する。

図１の例示では、スイッチング信号生成部３１は補正部３１１を備えている。補正部３１１の詳細については後述するものの、必須要件ではない。

また図１の例示では、スイッチング信号生成部３１は電圧取得部３１２を備えている。電圧取得部３１２はインバータ１が出力する交流電圧（相電圧）についての電圧振幅と電圧位相とを取得する。例えば電圧取得部３１２は相電圧指令値の振幅および位相をそれぞれ電圧振幅と電圧位相として取得する。なお電圧取得部３１２はこれに限らず、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出し、これに基づいて電圧振幅と電圧位相とを算出しても構わない。

図１の例示では、線電流取得部３２は位相差取得部３２１と線電流算出部３２２とを備えている。位相差取得部３２１はインバータ１が出力する交流電圧と線電流との位相差（力率角）θを取得する。線電流取得部３２は直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと直流電圧Ｖｄｃと電圧振幅と電圧位相と位相差θとに基づいて後述する方法で線電流を算出する。

またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

＜２．線電流算出＞
線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはその電流実効値Ｉｒｍｓとその電流位相ψとを用いて次式で表すことができる。

また相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはその電圧実効値Ｖｒｍｓとその電圧位相φとを用いて次式で表すことができる。

式（１）から理解できるように、電流実効値Ｉｒｍｓと電流位相ψとを求めることで、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。本実施の形態では交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ側の電力Ｐａｃと直流線ＬＨ，ＬＬの電力Ｐｄｃとが互いに等しいという関係に基づいて電流実効値Ｉｒｍｓを算出する。なお電流実効値Ｉｒｍｓと線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅（以下、電流振幅と呼ぶ）とは比例関係にあるので、電流実効値Ｉｒｍｓの算出は電流振幅の算出と把握できる。

電力Ｐａｃは、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの電圧実効値Ｖｒｍｓと、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流実効値Ｉｒｍｓと、相電圧と線電流との位相差（力率角）θとを用いて次式で表される。

Ｐａｃ＝３Ｖｒｍｓ・Ｉｒｍｓ・ｃｏｓθ ・・・（３）
一方、直流線ＬＨ，ＬＬ側の電力Ｐｄｃは、直流電圧Ｖｄｃと直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとを用いて次式で表される。

Ｐｄｃ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃ＿ａｖｅ ・・・（４）
電力Ｐａｃと電力Ｐｄｃとが互いに等しいという関係に基づいて次式が導かれる。

Ｉｒｍｓ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃ＿ａｖｅ／（３Ｖｒｍｓ・ｃｏｓθ）・・・（５）
したがって式（５）の右辺の全ての変数を得ることができれば、電流実効値Ｉｒｍｓを算出することができる。さて直流電圧Ｖｄｃは直流電圧検出部６によって検出され、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは直流電流平均値取得部５によって取得される。電圧実効値Ｖｒｍｓは電圧振幅に基づいて算出できるので、電圧取得部３１２によって取得される。位相差θは位相差取得部３２１によって取得される。位相差θの算出の具体例については後に詳述する。

線電流算出部３２２は上述のようにして得られる直流電圧Ｖｄｃ、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ、電圧実効値Ｖｒｍｓおよび位相差θに基づいて、式（５）を用いて電流実効値Ｉｒｍｓ（即ち電流振幅）を算出する。

なお誘導性負荷２の負荷状態が定常状態であれば、式（５）に用いられる変数のいずれもが時間に依らずに一定値であると見なすことができる。したがって誘導性負荷２の定常的な運転において、各変数を１回検出して電流実効値Ｉｒｍｓを１回算出し、以後の任意の時点における線電流算出にこの電流実効値Ｉｒｍｓを用いても構わない。もちろん所定期間毎に各変数を検出して式（５）を用いて電流実効値Ｉｒｍｓを更新しても構わない。

電流位相ψは、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの電圧位相φと、位相差θとを用いて次式で表される。

ψ＝φ−θ ・・・（６）
位相差θは位相差取得部３２１によって取得され、電圧位相φは電圧取得部３１２によって取得される。線電流算出部３２２は電圧取得部３１２から任意の時点での電圧位相φを受け取り、位相差取得部３２１から位相差θを受け取って、式（６）を用いて任意の時点での電流位相ψを算出する。そして、線電流算出部３２２は算出した電流実効値Ｉｒｍｓと算出した電流位相ψとに基づいて式（１）を用いて当該時点での線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの少なくともいずれか二つを算出する。なお線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は零であるので、二つの線電流を算出すれば式（１）に依らずとも残りの線電流を算出することができる。

以上のように本線電流検出方法によれば、３つの交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出部を設けることなく、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることができる。

ここで、本実施の形態とは異なって次のようにして線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得る方法について考慮する。即ち特許文献１のように、インバータ１のスイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃを線電流として算出する。より詳細には、例えば所定の一周期において、第１及び第２のスイッチングパターンが採用される第１及び第２の期間内に直流電流Ｉｄｃを検出する（この算出方法については後に詳述する）。そしてこれらの直流電流Ｉｄｃをそれぞれ第１及び第２のスイッチングパターンに対応して決まる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの二つとして把握する。このような線電流の検出方法によれば、第１及び第２の期間内に直流電流Ｉｄｃを検出する必要がある。よって第１及び第２の期間が検出可能な期間よりも短ければ、第１及び第２の期間を増大させる補正を行う必要がある。

一方で本線電流検出方法によれば、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを得るためにスイッチングパターンが採用される期間内に直流電流を検出する必要はない。よって当該期間を増大させる必要がない。したがって、当該期間を増大させることによる交流電圧および線電流のゆがみを抑制できる。

＜２−１．位相差の算出例＞
ここでは任意の時点における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの一つの値に基づいて、位相差θを算出することを企図する。この線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの一つの値は、インバータ１のスイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃから得る。以下では、まずインバータ１で採用されるスイッチングパターンについて説明する。

＜２−１−１．インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。

したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして８種類のパターンが存在する。上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンは次の８種類である。即ち、スイッチングパターンは、（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）（１１１）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用される。

また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する相電圧についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表す。例えばスイッチングパターン（１００）が採用されるときには電圧ベクトルＶ４が採用される。

図３は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の位置関係を示す電圧ベクトル図である。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７に対応するスイッチングパターンでは交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。以下では電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルとも呼び、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を非零電圧ベクトルとも呼ぶ。なお、上述の説明から理解できるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのうち、直流線ＬＨ，ＬＬの一方が１つの交流線と導通し、他方が２つの交流線と導通する。また零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの全てが直流線ＬＨまたは直流線ＬＬと導通する。以下では、図３に例示するように、非零電圧ベクトルのうち周方向で隣り合う二者の間の領域を領域Ｒ１〜Ｒ６と呼ぶ。

さて制御部３は、各領域Ｒ１〜Ｒ６を構成する２つの非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と零電圧ベクトルＶ０（或いは零電圧ベクトルＶ７）とを所定周期Ｔにおいて適宜に採用する。換言すれば、６つのスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち互いに異なる２つのスイッチングパターンと、スイッチングパターン（０００）（或いはスイッチングパターン（１１１））とが所定周期において採用される。所定周期Ｔにおける平均的な電圧ベクトルＶは各電圧ベクトルの合成で表される。よって以下では電圧ベクトルＶを合成電圧ベクトルと呼ぶ。例えば所定周期Ｔにおいて領域Ｒ１を構成する電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６（ｔ０，ｔ４，ｔ６≧０，Ｔ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６）に渡って採用される。言い換えれば、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６においてそれぞれスイッチングパターン（０００）（１００）（１１０）が採用される。このときの合成電圧ベクトルＶは次式で表される。

Ｖ＝（ｔ０・Ｖ０＋ｔ４・Ｖ４＋ｔ６・Ｖ６）／Ｔ ・・・（７）
制御部３は所定周期Ｔ毎に期間ｔ０，ｔ４，ｔ６を適宜に調整して電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用することで、電圧ベクトルＶをその大きさを一定に保ちつつも、領域Ｒ１内において中心点を中心として電圧ベクトルＶの方向を回転させることができる。同様にして、制御部３が領域Ｒ２内において電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖ２，Ｖ６を適宜に採用する。領域Ｒ３〜Ｒ６内においても同様である。これによって合成電圧ベクトルＶを、その大きさを一定に保ちつつも、その方向を回転させることができる。よって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには三相交流電圧が出力されることになる。なお、合成電圧ベクトルＶの大きさが交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される三相交流電圧の振幅に相当し、角速度の逆数が三相交流電圧の周期に相当する。よって大きさも角速度も一定であれば当該三相交流電圧は対称三相交流電圧となる。

以上のように、制御部３は所定周期Ｔ毎に互いに異なる非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと零電圧ベクトルとをそれぞれ期間ｔｉ（≧０），ｔｊ（≧０），ｔ０（或いはｔ７、或いはｔ０＋ｔ７）に渡って採用する。言い換えれば、上側および下側のスイッチング素子群の一方に属するスイッチング素子の２つと他方に属するスイッチング素子の一つとが導通するスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち、互いに異なる２つのスイッチングパターンがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用され、上側および下側のスイッチング素子群の一方のみに属する３つのスイッチング素子を導通させるスイッチパターン（０００）（１１１）のうち少なくともいずれか一つがそれぞれ少なくとも期間ｔ０，ｔ７に渡って採用される。

＜２−１−２．直流電流と線電流との対応＞
上述の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルを用いて説明する。図４〜図１１はそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が採用されたときのインバータ１に流れる電流を示している。図４，１１に示すように零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されている場合は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡するので、直流線ＬＨ，ＬＬには直流電流Ｉｄｃが流れない。

図５に示すように非零電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。

また図７に示すように非零電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは、負の値を有する線電流ｉｕと対応する。以下では、線電流が負であることを表現すべく、その符号にマイナスを付与する。

図６、図８〜図１０に示すように、他の非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図３には各非零電圧ベクトルに対応する線電流が付記されている。

図３に示されるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、直流電流Ｉｄｃを、非零電圧ベクトルに基づいて決定される相の線電流として推定することができる。例えば非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出する（図８も参照）。

またインバータ１の制御について上述したように、所定周期Ｔ毎に非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用される。しかも図３から理解できるように、各領域Ｒ１〜Ｒ６で採用される非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊについて、直流電流Ｉｄｃと一致する線電流の相は互いに異なる。例えば領域Ｒ１で採用される非零電圧ベクトルＶ４，Ｖ６について考慮すると、非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４では直流電流Ｉｄｃはｕ相の線電流と対応し、非零電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６では直流電流Ｉｄｃはｗ相の線電流（−ｉｗ）と対応する。したがって所定周期Ｔ内の期間ｔｉ，ｔｊにおいて直流電流Ｉｄｃをそれぞれ異なる２相の線電流として検出することができる。３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は零であるので、検出した２相の線電流から残りの１相の線電流を算出することができる。よって所定周期Ｔ毎に３相の線電流が算出される。

しかしながら実際には期間ｔｉ，ｔｊの少なくともいずれか一方が直流電流Ｉｄｃを検出するために必要な期間よりも短い場合が生じ、その期間において適切に直流電流Ｉｄｃを検出できない。この点について以下に説明する。

図１２は所定周期Ｔにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通と直流電流Ｉｄｃの一例を示している。図１２の例示では、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７に渡ってそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用されている。即ち、図１２は領域Ｒ１における一例を示している。さて図１２の例示では所定周期Ｔの始期においてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は非導通である。そして、所定周期Ｔの始期から期間ｔ０が経過したときにスイッチング素子Ｓ１が導通し、スイッチング素子Ｓ１が導通を開始した時点から期間ｔ４が経過したときにスイッチング素子Ｓ２が導通し、スイッチング素子Ｓ２が導通を開始した時点から期間ｔ６が経過したときにスイッチング素子Ｓ３が導通している。

そして図１２に例示するように、直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通の切り替えによって過渡的には脈動する。かかる過渡的な脈動は期間の経過と共に低減して直流電流Ｉｄｃは安定する。なお図１２の例示では脈動から安定までの期間が期間ｔ１１で表されている。一般的には、このような期間ｔ１１を避けて直流電流Ｉｄｃが検出される。

しかしながら図１３に例示するように期間ｔ６が期間ｔ１１よりも短ければ、適切な精度で期間ｔ６における直流電流Ｉｄｃを検出できない。

また検出した直流電流Ｉｄｃの値をアナログからデジタルに変換する場合であれば、かかる変換にも期間ｔ１３を要する。したがって、たとえ過渡的な脈動が非常に小さく期間ｔ１１が無視できる程度に小さいとしても、期間ｔ６が期間ｔ１３よりも短いときにはその期間ｔ６において直流電流Ｉｄｃを検出できない。

一方、図１３の例示では期間ｔ４は直流電流Ｉｄｃの検出に必要な期間ｔｒｅｆ（図１３の例示では期間ｔ１１，ｔ１３の和）よりも長い。よって、期間ｔ４のうち最初の期間ｔ１１と最後の期間ｔ１３を除いた期間ｔ１２において直流電流Ｉｄｃの検出することで、適切な精度で直流電流Ｉｄｃを検出できる。よって図１３の例示では所定周期Ｔにおいて１相の線電流ｉｕの値を取得することができるものの、他の２相の線電流ｉｖ，ｉｗを適切な精度で取得できない。また例えば所定周期Ｔにおいて期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いときには、所定周期Ｔにおいて１相の線電流すら適切な精度で検出できない。

なお特許文献１ではこのような事態を回避すべく、期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆよりも短いときにはその期間を増大させる補正を行っている。

さて期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆよりも短いという事象は、例えば合成電圧ベクトルＶが各非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の近傍に位置する、若しくは零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の近傍に位置するときに生じる。例えば図１４を参照して、合成電圧ベクトルＶが領域Ｒ１に位置して非零電圧ベクトルＶ４の近傍に位置する場合、期間ｔ６が期間ｔｒｅｆよりも短い。図１４では、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短い領域を斜線のハッチングで示し、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短い領域を砂地のハッチングで示している。

＜２−１−３．位相差の算出＞
ここで、位相差θを、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと直流電圧Ｖｄｃと直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと電圧実効値Ｖｒｍｓと電圧位相φとを用いて表すことを企図する。式（６）を式（１）に代入すると次式が導かれる。

式（５）を式（８）に代入すると次式が導かれる。

さらに式（９）の各列において、位相差θについて変形すれば、位相差θについて次の３つの式を得ることができる。

直流電圧Ｖｄｃおよび直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは直流電圧検出部６および直流電流平均値取得部５によって検出されるので既知である。電圧実効値Ｖｒｍｓおよび電圧位相φも電圧取得部３１２によって得られるので既知である。またスイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃを検出することで線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれか一つが検出されるので、一つの線電流も既知である。したがって、式（１０）〜（１２）のうち既知となる線電流に対応した式を用いて位相差θを算出することができる。

位相差取得部３２１には、スイッチング信号Ｓと直流電流Ｉｄｃと直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと直流電圧と電圧実効値Ｖｒｍｓおよび電圧位相φとが入力される。位相差取得部３２１は期間ｔｉ，ｔｊの少なくとも一方が期間ｔｒｅｆよりも長いときに、その一方の期間において上述のように直流電流Ｉｄｃを線電流の一つとして検出する。そして式（１０）〜（１２）のうち検出された線電流に対応した式を用いて位相差θを算出する。

線電流算出部３２２は上述したように電流実効値Ｉｒｍｓと電流位相ψとを用いて任意の時点における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの少なくともいずれか二つを算出する。したがってこの場合は期間ｔｉ，ｔｊを増大させる補正を行うことなく、線電流を算出することができる。

なお期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いときにも、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方を期間ｔｒｅｆよりも長くなるように補正することで、期間ｔｉ，ｔｊの一方において線電流の一つを検出し、上述のようにして位相差θを算出してもよい。このような補正は補正部３１１によって実行される。補正部３１１は、例えば相電圧指令値を適宜に補正することによって、或いは例えばスイッチング信号Ｓのパルス幅を適宜に補正することによって、期間ｔｉ，ｔｊの一方を補正する。

このような場合であっても、期間ｔｉ，ｔｊの両方を補正する必要がないので、線電流のゆがみは低減される。

なおこの位相差θは上述のように誘導性負荷２の定常運転では一定と見なすことができるので、定常運転においては少なくとも１回算出されれば良い。或いは適宜のタイミングで位相差θを更新しても構わない。

また期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いときには、式（１）に基づいて線電流を算出することなく、線電流取得部３２が期間ｔｉ，ｔｊにおいて直流電流Ｉｄｃからそれぞれ二相の線電流を検出してもよい。そして期間ｔｉ，ｔｊの少なくともいずれか一方が期間ｔｒｅｆよりも短いときに、位相差取得部３２１が位相差θを算出し、線電流算出部３２２が式（１）に基づいて線電流を算出しても良い。また例えば期間ｔｉ，ｔｊの一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短いときには、その一方の期間において直流電流Ｉｄｃから１相の線電流を検出し、残りの線電流のうち少なくとも一つを式（１）に基づいて算出しても良い。

＜３．具体的な動作の一例＞
図１５は本実施の形態にかかる線電流取得方法のフローチャートの一例を示している。図１５のフローチャートは例えば所定周期Ｔ毎に繰り返し実行される。ここでは所定周期Ｔを有して連続する期間の各々として期間Ｔ［ｋ］（ｋは自然数）を定義して説明する。ステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は、ある期間Ｔ［ｋ−１］において、例えば次の期間Ｔ［ｋ］において期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかを推定する。かかる推定は例えば次のようにして行われる。即ち、例えば期間Ｔ［ｋ］において出力されるスイッチング信号Ｓが、期間Ｔ［ｋ−１］においてスイッチング信号生成部３１から線電流取得部３２へと入力される。線電流取得部３２はスイッチング信号Ｓに基づいて次の期間Ｔ［ｋ］における期間ｔｉ，ｔｊを求め、期間ｔｉ，ｔｊの各々と期間ｔｒｅｆとを比較して推定する。

なお、図１５の例示では、ステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも小さいかどうかの第１推定と、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかの第２推定と、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いかどうかの第３推定とを実行している。換言すれば、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも小さい場合ａと、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短い場合ｂと、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長い場合ｃとに場合分けしている。ただし、本実施の形態における最上位概念では第２推定において肯定的な推定がなされた場合の動作が行われれば良い。

さて、ステップＳＴ１の第２推定において肯定的な推定がなされれば、ステップＳＴ２にて線電流取得部３２は次のようにして１相の線電流を検出する。まず線電流取得部３２は、期間Ｔ［ｋ］内における期間ｔｉ，ｔｊのうち期間ｔｒｅｆよりも長い期間において、直流電流検出部４を用いて直流電流Ｉｄｃを検出する。ここでは期間ｔｉが期間ｔｒｅｆよりも長いと仮定して説明する。よってステップＳＴ２において期間ｔｉにおける直流電流Ｉｄｃが検出される。図１３の例示では期間ｔ４において直流電流Ｉｄｃが検出される。そして、線電流取得部３２は検出された直流電流Ｉｄｃを、非零電圧ベクトルＶｉに基づいて決定される相の線電流と推定する。図１３の例示では直流電流Ｉｄｃをｕ相の線電流ｉｕと推定する。

次に、ステップＳＴ３にて位相差取得部３２１は、推定された１相の線電流と、直流電圧Ｖｄｃと、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとに基づいて、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ側の力率角（即ち交流線の力率角）を算出する。この力率角（位相差）の算出は、上述のように直流線ＬＨ，ＬＬ側の電力と交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ側の電力とが互いに等しいという関係に基づいて行われる。

したがって、検出された１相の線電流に応じて式（１０）から式（１２）のいずれかを用いることで位相差θを算出することができる。

次にステップＳＴ４にて、線電流取得部３２は、直流電圧Ｖｄｃと直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと相電圧（電圧実効値Ｖｒｍｓと電圧位相φ）と算出した位相差θとを用いて、残りの２相の線電流の少なくとも何れか一方を算出する。この算出も直流線ＬＨ，ＬＬ側の電力と交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ側の電力とが等しいという関係に基づいて行われる。以下に詳細な一例について説明する。

例えば式（６）を用いて電流位相ψを算出し、式（３）を用いて電流実効値Ｉｒｍｓを算出する。そして、電流実効値Ｉｒｍｓと電流位相ψとを、残りの２相の線電流に応じた式（１）に代入して、当該残りの２相の線電流の少なくとも何れか一方を算出する。例えばステップＳＴ４において線電流ｉｕが取得されていれば、式（１）から線電流ｉｖ，ｉｗの少なくとも何れか一方が算出される。なお必ずしも電流実効値Ｉｒｍｓと電流位相ψとを算出する必要はなく、例えば式（９）を用いて残りの２相の線電流の少なくとも何れか一方を算出しても良い。

以上のように、たとえ期間ｔｊが期間ｔｒｅｆを下回っていたとしても、この期間ｔｊを期間ｔｒｅｆ以上の値まで増大させる補正を行うことなく、所定周期Ｔにおいて線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることができる。一方、例えば特許文献１のように期間ｔｊを増大させれば、期間ｔｊに対応してインバータ１が出力する線間電圧に歪みが生じる。例えば期間ｔ６においてはスイッチングパターン（１１０）が採用されるので、相電圧Ｖｕ，Ｖｖは高電位を採り、相電圧Ｖｗは低電位を採る。よって期間ｔ６において線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）は零を採り、線間電圧Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ）は直流電圧Ｖｄｃ（直流線ＬＨ，ＬＬの間の電圧）を採り、線間電圧Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ）は直流電圧Ｖｄｃを負にした値を採る。期間ｔ６が増大されると、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが上記の値を採る期間が延びて線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形が歪む。ひいては線電流に歪みが生じる。他方、本線電流取得方法によればかかる歪みを抑制して線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得することができる。これを図１４の電圧ベクトル図に対応させて説明すると、斜線で示された領域において期間ｔｉ，ｔｊの補正を行う必要がなく、この領域における線間電圧および線電流のゆがみが低減される。

なお、線電流の検出精度という観点では、期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと期間Ｔ［ｋ］における直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとの差異は小さいことが望ましい。上述の線電流取得方法では、期間Ｔ［ｋ］の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと見なしているからである。当該差異を小さくすることは、例えばモータを略一定速度で運転することで実現できる。他方、この場合には必ずしも期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが採用される必要はなく、例えば平均化回路によって検出された、ステップＳＴ３が実行される時点より前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが、採用されてもよい。

また上述のように図１５の例示では、ステップＳＴ１にて線電流取得部３２は期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかの第１推定を実行している。ステップＳＴ１の第１推定において肯定的な推定がなされると、ステップＳＴ５にて補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみを期間ｔｒｅｆ以上の値に補正する。かかる補正は公知の任意の方法によって実現される。例えば相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とキャリアとの比較によってスイッチング信号Ｓを生成する場合は、期間ｔｉが増大するように相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を補正すればよい。これによってスイッチング信号生成部３１は補正後の期間において対応する電圧ベクトルを採用することになる。

次に上述したステップＳＴ２を実行して１相の線電流を取得する。ステップＳＴ２においては、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｔｊのうちステップＳＴ５にて補正された期間に流れる直流電流を、直流電流検出部４を用いて検出して上述のように１相の線電流を取得する。そして、ステップＳＴ３にて上述のように力率角（位相差）θを算出し、ステップＳＴ４にて上述のように他の２相の線電流を取得する。これによって、例えば特許文献１のように期間ｔｉ，ｔｊの両方を期間ｔｒｅｆ以上の値に補正する場合に比べて、インバータ１が出力する線間電圧および線電流の歪みを低減して３相の線電流を得ることができる。これを図１４の電圧ベクトル図に対応させて説明すると、砂地の領域において期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみを補正すればよく、期間ｔｉ，ｔｊの両方を補正する場合に比べて、この領域における線間電圧および線電流の歪みを低減できる。

なおステップＳＴ５にて、補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊのうちより大きい方の期間を期間ｔｒｅｆ以上の値まで増大させる補正を行うことが望ましい。例えば図１６に例示するように、ステップＳＴ１１にて、補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊの大小関係を比較する。ステップＳＴ１１にて期間ｔｉが期間ｔｊよりも長いときには、ステップＳＴ１２にて補正部３１１は期間ｔｉを所定期間ｔｒｅｆ以上に補正する。ステップＳＴ１１にて期間ｔｊが期間ｔｉよりも長いときには、ステップＳＴ１３にて期間ｔｊを所定期間ｔｒｅｆ以上に補正する。なお、期間ｔｉ，ｔｊが互いに等しいときにはステップＳＴ１２，ＳＴ１３のいずれが実行されてもよい。これによって、インバータ１が出力する線間電圧および線電流の歪みを抑制することができる。

また期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方を増大させた分だけ、零電圧ベクトルが採用される期間を低減させることが望ましい。これは、大きさを有さない零電圧ベクトルの期間を低減する方が、大きさを有する非零電圧ベクトルが採用される期間が低減される場合に比べて線間電圧および線電流の歪みが小さいからである。

また図１５の例示では、上述したようにステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いかどうかの第３推定を実行している。ステップＳＴ１の第３推定において肯定的な推定がなされると、ステップＳＴ６にて期間ｔｉ，ｔｊにおいて検出された直流電流Ｉｄｃを、それぞれ非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊに基づいて決定される相の線電流として推定する。そして、これらの２相の線電流から残りの一相の線電流を算出する。これによって、３相の線電流を得ることができる。なお、ステップＳＴ６において必ずしも期間ｔｉ，ｔｊの両方で直流電流Ｉｄｃを検出する必要はない。期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方で直流電流Ｉｄｃを１相の線電流として検出し、残りの２相の線電流をステップＳＴ４と同様にして算出してもよい。

第２の実施の形態．
図１７の例示では、図１の例示と比較して、制御部３が直流電流平均値取得部３３を備えている。直流電流平均値取得部３３には直流電流検出部４からの直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号生成部３１からのスイッチング信号Ｓとが入力されて、これらに基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。具体的な算出方法は後に詳述する。

図１８は本実施の形態にかかる線電流取得方法のフローチャートの一例を示している。図１５のフローチャートと相違する点として、ステップＳＴ６の次にステップＳＴ７が実行される。即ち、ステップＳＴ７は期間ｔｉ，ｔｊのいずれもが期間ｔｒｅｆよりも長いときに実行される。

ステップＳＴ７においては、直流電流平均値取得部３３は式（５）に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。式（５）を直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅについて整理すると次式が導かれる。

Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝３Ｖｒｍｓ・Ｉｒｍｓ・ｃｏｓθ／Ｖｄｃ・・・（１３）
直流電流平均値取得部３３は式（１３）に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。ここで、電圧実効値Ｖｒｍｓは相電圧指令値の実効値であってもよく、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの電圧を検出して得られる実効値であってもよい。電流実効値Ｉｒｍｓは、ステップＳＴ６において取得された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから求められる。力率角（位相差）θは電圧位相φと電流位相ψの差分で求められる（式（６））。電圧位相φは相電圧指令値の位相であってもよく、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの電圧を検出して得られる位相であってもよい。電流位相ψはステップＳＴ６において取得された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから求められる。直流電圧Ｖｄｃは直流電圧検出部６によって検出される。なお、式（１）から理解できるように、２相の線電流に基づいて電流実効値Ｉｒｍｓと電流位相ψとを算出することが可能である。したがって、平均値の算出という観点では、３相の線電流を取得する必要はなく、２相の線電流を取得すればよい。

このような電力変換装置によれば、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが制御部３の演算機能によって算出される。したがって第１の実施の形態のように、例えば一次フィルタによって構成される直流電流平均値取得部５を設ける必要がなく、製造コストを低減することができる。

なお交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ側の電力Ｐａｃは固定座標系の二軸、いわゆるα軸とβ軸の電圧Ｖα，Ｖβと、α軸の電流ｉαとβ軸の電流ｉβとを用いて次式で表すことができる。

Ｐａｃ＝Ｖα・ｉα＋Ｖβ・ｉβ ・・・（１４）
また交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ側の電力Ｐａｃは回転座標系の二軸、いわゆるｄ軸とｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑと、ｄ軸の電流ｉｄとｑ軸の電流ｉｑとを用いて次式で表すことができる。

電圧Ｖα，Ｖβ及び電流ｉα，ｉβはそれぞれ相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して公知の変換（例えば絶対変換）を適用することによって求めることができる。

Ｐａｃ＝Ｖｄ・ｉｄ＋Ｖｑ・ｉｑ ・・・（１５）
さて、電圧Ｖα，Ｖβ，Ｖｄ，Ｖｑ及び電流ｉα，ｉβ，ｉｄ，ｉｑは相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して公知の変換（例えば絶対変換）を適用することによって求めることができる。

電力Ｐａｃ，Ｐｄｃが互いに等しいという関係に基づいて、式（４）と式（１４）或いは式（１５）とを用いれば、次式が導かれる。

Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝（Ｖα・ｉα＋Ｖβ・ｉβ）／Ｖｄｃ ・・・（１６）
Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝（Ｖｄ・ｉｄ＋Ｖｑ・ｉｑ）／Ｖｄｃ ・・・（１７）
したがって、直流電流平均値取得部３３は、式（１６）或いは式（１７）を採用して直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出しても良い。

また直流電流平均値取得部３３は次の関係に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出しても良い。即ち、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの所定周期Ｔにおける積分値が、期間ｔｉ，ｔｊにそれぞれ流れる直流電流Ｉｄｃの積分値が等しいという関係を用いる。かかる関係から次式が導かれる。

Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝（ｔｉ・Ｉｄｃｉ＋ｔｊ・Ｉｄｃｊ）／Ｔ ・・・（１８）
ここで、Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊはそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊにおいて流れる直流電流Ｉｄｃである。直流電流平均値取得部３３は式（１８）に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。ここで、期間ｔｉ，ｔｊおよび直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊの取得は、図１５を参照して説明したステップＳＴ１，ＳＴ６と同様の動作を直流電流平均値取得部３３が行うことによって実現される。一方で線電流取得部３２はステップＳＴ６にて期間ｔｉ，ｔｊおよび直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊを取得しているので、これらを直流電流平均値取得部３３へと与えても良い。これによって線電流取得部３２と直流電流平均値取得部３３とで重複した演算を省略できる。

また式（１８）に基づく直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの算出（ステップＳＴ７）と、非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊに基づいて決定される相の線電流の推定（ステップＳＴ６）とのいずれを先に実行しても構わない。

第３の実施の形態．
第３の実施の形態では、図１９に示すように電流極性検出部７が設けられる。電流極性検出部７は、線電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗが流れる方向の切り替わりを検出する。第１の実施の形態で述べたように、ここではインバータ１から誘導性負荷２へと向う方向を正と定義し、その反対方向を負と定義している。よって電流極性検出部７は線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの正負の極性の切り替わりを検出する、とも表現できる。

さて線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは周知のように互いに位相が１２０度ずれた略正弦波形状を有し（式（１）も参照）、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性と電流位相ψの範囲との関係は下表で示される。

例えば線電流ｉｗの極性が切り替わる時点において電流位相ψは３０度又は２１０度である。そして当該時点の直前の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性パターンが（正、負、負）であれば、当該時点における電流極性は３０度である。或いは当該時点の直後の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性パターンが（正、負、正）であれば当該時点における電流位相ψは３０度である。また当該時点の直前の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性パターンが（負、正、正）、又は当該時点の直後の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性パターンが（負、正、負）であれば、電流位相ψは２１０度である。

線電流ｉｕの極性が切り替わる時点における電流位相ψおよび線電流ｉｖの極性が切り替わる時点における電流位相ψについても同様であるので繰り返しの説明を避ける。

位相差取得部３２１は、電流極性検出部７によって検出される各線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性を受け取る。そして上述のように電流極性検出部７によって検出される線電流の極性が切り替わったときに、その時点における電流位相ψを、当該電流の極性の切り替わりに対応した値に決定する。例えば線電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗの各々の極性が切り替わる時点の直前及び直後の少なくともいずれか一方における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれか一つの極性に基づいて、電流位相ψを決定する。例えば線電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗの極性のパターンが（正、負、正）から（負、負、正）へと変化したときに、電流位相ψを９０度に決定する。

なお線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの例えばいずれか二相のみを用いても良い。例えば線電流ｉｕ，ｉｖの極性と電流位相ψとの関係は下表で示される。

位相差取得部３２１は、例えば線電流ｉｕ，ｉｖの極性パターンが（正、負）から（負、負）へと変化したときに、電流位相ψを９０度に決定する。この場合、電流極性検出部７は線電流ｉｕ，ｉｖの極性のみを検出すればよい。

また位相差取得部３２１は、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性が切り替わった時点における電圧位相φを電圧取得部３１２から受け取る。そして電圧位相φと電流位相ψとの差を演算して、位相差θ（＝φ−ψ）を算出する。

電圧振幅（電圧実効値Ｖｒｍｓ）は第１の実施の形態と同様にして取得される。そして線電流算出部３２２は任意の時点における電圧位相φを電圧取得部３１２から受け取り、この電圧位相φと、位相差取得部３２１からの位相差θとを用いて当該時点における電流位相ψを算出する。この算出は式（６）を用いて実行される。そして、当該時点における電流位相ψと、電流実効値Ｉｒｍｓとに基づいて、式（１）を用いて、当該時点における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの少なくとも二つを算出する。

以上のようにして任意の時点における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出できるので、第１の実施の形態と同様に線電流のゆがみを低減できる。また本実施の形態によれば位相差取得部３２１は第１の実施の形態とは異なって直流電流Ｉｄｃに基づいて１相の線電流を検出する必要がない。よって直流電流検出部として検出速度の遅いものを採用することができ、回路コストを低減できる。また期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも小さいときであっても、期間ｔｉ，ｔｊの両方を増大させることなく、線電流を得ることができる。したがって更に線電流のゆがみを低減することができる。

なお期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いときには、線電流算出部３２２による算出を行うことなく、線電流取得部３２が期間ｔｉ，ｔｊにおいてスイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃをそれぞれ二つの線電流として検出してもよい。この場合、図１の直流電流検出部４が設けられる。そして、期間ｔｉ，ｔｊの少なくともいずれか一方が期間ｔｒｅｆよりも短いときに、本実施の形態のようにして線電流算出部３２２が線電流を算出しても良い。この場合、期間ｔｉ，ｔｊの一方において直流電流Ｉｄｃを検出する必要があるので、直流電流検出部４としては比較的早く検出できるものを採用する必要がある。しかしながら、期間ｔｉ，ｔｊを補正する必要がないので、線電流のゆがみを更に低減できるという効果は招来する。

また線電流算出部３２２は、三相座標系における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出しているが、他の座標系における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出しても良い。例えば線電流算出部３２２は電流位相ψを、モータ制御で用いられる三相座標系以外の座標系（例えばｄｑ軸座標系）における電流位相ψ’に変換してもよい。つまりここでは誘導性負荷２としてモータが採用される。

電流位相ψは例えば三相座標系においてＵ相軸を基準とした位相である。一方、三相座標系以外の座標系において基準となる軸とＵ相軸との間の位相差をΨとすると、電流位相ψ’は次式で表される。

ψ’＝ψ−Ψ ・・・（１９）
例えば三相座標系以外の座標系としてｄｑ軸座標系を採用すると、その位置関係は図２０で示す通りとなる。図２０はＵ，Ｖ，Ｗの三相座標系とｄｑ軸座標系とを重ねて表し、これに電流ベクトルＩを記載した図である。図２０の例示では、電流位相ψ’はｑ軸を基準とする。この場合、Ｕ軸とｄ軸との位相差θｒｅを用いて電流位相ψ’は次式で表される。

ψ’＝ψ−θｒｅ−π／２ ・・・・（２０）
なお位相差θｒｅはモータの回転子の回転位置に相当するところ、このような回転位置は公知の手法によって得ることができる。

そして線電流算出部３２２は、三相座標系以外の座標系における線電流を算出しても良い。たとえばｄｑ軸座標系における線電流ｉｄ，ｉｑは次式で表すことができる。

ｉｄ＝−√（３／２）・Ｉｍ・ｓｉｎψ’ ・・・（２１）
ｉｑ＝√（３／２）・Ｉｍ・ｃｏｓψ’ ・・・（２２）
ここで、Ｉｍは電流振幅を表し、式（１）でいうｓｉｎの係数である。

このような線電流の算出によれば、三相座標系の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出し、これに公知の座標変換行列を乗算して線電流ｉｄ，ｉｑを算出する場合に比して、簡単に線電流ｉｄ，ｉｑを算出することができる。

＜電流極性検出部＞
図２１に例示するように、電流極性検出部７はスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧を検出する。また電流極性検出部７は極性判定部７２を有し、極性判定部７２はスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧に基づいて線電流ｉｕ，ｉｖの極性を判別する。なお図２１の例示では電流極性検出部７は二相の線電流ｉｕ，ｉｖの極性を判別するものの、これに限らない。例えば電流極性検出部７はスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６の任意の二つの電圧を検出し、これらに対応する線電流の極性を判別しても良い。或いはスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６の電圧を検出し、三相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性を判別してもよい。また図２１の例示では、直流線ＬＬ側に位置する下側のスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６の電圧を検出しているものの、直流線ＬＨ側に位置する上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の電圧を検出しても良い。

さて、スイッチング素子Ｓ４の電圧は、スイッチング素子Ｓ４とダイオードＤ４とからなるスイッチング部を流れる電流の極性に応じて変わる。例えば交流線Ｐｕから直流線ＬＬに向ってスイッチング素子Ｓ４に線電流ｉｕが流れているときには、スイッチング素子Ｓ４の電圧はスイッチング素子Ｓ４の特性に応じた電圧値を採る。一方で、直流線ＬＬから交流線Ｐｕに向ってダイオードＤ４に線電流ｉｕが流れているときには、スイッチング素子Ｓ４の電圧はダイオードＤ４の特性に応じた電圧値を採る。したがって、スイッチング素子Ｓ４の電圧に基づいて線電流ｉｕの極性を検出することができる。同様に、スイッチング素子Ｓ５の電圧の極性を検出することで、線電流ｉｖ極性を検出できる。

図２１の例示では 電流極性検出部７は分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２を備える。分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は互いに直列に接続され、この直列接続体がスイッチング素子Ｓ４に並列に接続される。分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２は互いに直列に接続され、この直列接続体がスイッチング素子Ｓ５に並列に接続される。電流極性検出部７は分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧された電圧をスイッチング素子Ｓ４の電圧として検出し、分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧された電圧をスイッチング素子Ｓ５の電圧として検出する。

よってスイッチング素子Ｓ４の電圧Ｖｉｎに対する検出電圧Ｖｏは、分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値をｒ１，ｒ２とすると次式で表される。

Ｖｏ＝ｒ２・Ｖｉｎ／（ｒ１＋ｒ２） ・・・（２３）
式（２３）から理解できるように、検出電圧Ｖｏの正負は電圧Ｖｉｎの正負と同じであるので、極性判定部７２は検出電圧Ｖｏの極性に基づいて電圧Ｖｉｎの極性、即ち線電流ｉｕの極性を判別する。スイッチング素子Ｓ５についても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

さて、スイッチング素子Ｓ４とダイオードＤ４とからなるスイッチング部及びスイッチング素子Ｓ５とダイオードＤ５とからなるスイッチング部の各々は次で説明する特性を有する。即ち当該スイッチング部は、図２２に例示するように、自身に流れる電流の絶対値が小さいときの当該電流に対する電圧の変化率が、当該絶対値が大きいときの変化率よりも高い特性を有する。なおダイオードＤ４，Ｄ５が設けられていない場合にはスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５自体が上記特性を有する。

例えばスイッチング素子Ｓ１が非導通であって線電流ｉｕが正であるときには、ダイオードＤ４に電流が流れる（図２１も参照）。このときスイッチング素子Ｓ４（ダイオードＤ４）の電圧はダイオードＤ４の電流−電圧特性に従う値である。つまり図２２の第４象限（線電流が正である領域）で示される特性はダイオードＤ４の電流−電圧特性である。

また例えばスイッチング素子Ｓ４が導通し線電流ｉｕが負であるときには、スイッチング素子Ｓ４に電流が流れる。このときスイッチング素子Ｓ４の電圧はスイッチング素子Ｓ４の電流−電圧特性に従う値である。つまり図２２の第２象限（線電流が負である領域）で示される特性はスイッチング素子Ｓ４の電流−電圧特性である。このような特性を有するスイッチング素子として、例えばトランジスタ、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタなどのバイポーラ素子が採用できる。

このようなスイッチング部に依れば、線電流が零付近で電圧が急峻に変化するので、電流極性検出部７は高い精度で線電流ｉｕ，ｉｖの極性を判別できる。またスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧を増大せずに或いは小さい増幅率で線電流ｉｕ，ｉｖの極性を判別できる。

このように線電流ｉｕ，ｉｖの極性を高い精度で検出できるので、電流極性検出部７は、特許文献９，１０で示すようなデッドタイム補償において、適切な補償に資する。ここでいうデッドタイムとは、インバータ１の同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とのスイッチングに際して、一旦、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子との両方を非導通とする期間である。これによって、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子が同時に導通することを避けることができる。

さて、例えばスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を非導通とするデッドタイムでは、線電流ｉｕが負であれば上側のダイオードＤ１に電流が流れる。よって交流線Ｐｕには高電位（直流線ＬＨの電位）が印加される。一方、当該デッドタイムにおいて線電流ｉｕが正であれば下側のダイオードＤ４に電流が流れ、交流線Ｐｕには低電位（直流線ＬＬの電位）が印加される。よって当該デッドタイムに流れる線電流ｉｕの極性によって、交流線Ｐｕに出力される相電圧Ｖｕが変化する。これによって出力すべき相電圧指令値Ｖｕ*と、実際に出力される相電圧Ｖｕとの間に誤差が生じえる。他のｖ相、ｗ相についても同様である。特許文献９，１０ではデッドタイムにおける線電流の極性を検出し、この極性に応じた補償量を生成し、これを例えば相電圧指令値に加えて補正することで、当該誤差を低減している。或いはインバータ１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に与えるスイッチング信号に対して、補償量に基づいてそのパルス幅を調整してもよい。

図２３の例示では、検出電圧Ｖｏを所定値に制限する検出電圧制限部を更に備える。例えば電流極性検出部７は保護回路７３を更に備える。検出電圧制限部の一例たる保護回路７３は、スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧が基準値以上であるときに、検出電圧を所定値に制限する。つまり、保護回路７３は極性判定部７２に所定値を超える電圧が印加されることを回避する。よって保護回路７３は極性判定部７２を過電圧から保護することができる。

例えば線電流ｉｕがスイッチング素子Ｓ１又はダイオードＤ１を流れているときには、スイッチング素子Ｓ４の電圧は直流線ＬＨ，ＬＬ間の直流電圧Ｖｄｃとほぼ等しい。この直流電圧Ｖｄｃは例えば数百Ｖである。一方で、スイッチング素子Ｓ４又はダイオードＤ４に電流が流れているときのスイッチング素子Ｓ４の電圧の絶対値は数Ｖ以下である。電流極性検出部７はこの数Ｖ以下の電圧を検出することで線電流ｉｕの極性を判別する。よって、線電流ｉｕがスイッチング素子Ｓ１又はダイオードＤ１を流れるときのスイッチング素子Ｓ４の電圧を検出する必要はない。したがって保護回路７３は例えば数Ｖよりも大きい電圧がスイッチング素子Ｓ４に印加される場合に、検出電圧を所定値に制限する。

保護回路７３は例えばダイオードＤ１０，Ｄ２０とツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２とを有する。ダイオードＤ１０は分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の間の点と、直流電源Ｅ１との間に設けられ、直流電源Ｅ１側にカソードを有する。ダイオードＤ２０は分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の間の点と、直流電源Ｅ１との間に設けられ、直流電源Ｅ１側にカソードを有する。ダイオードＤ１０，Ｄ２０は、検出電圧が直流電源Ｅ１の電圧よりも高いときに導通して、直流電源Ｅ１側へと電流を流す。これによって、検出電圧を直流電源Ｅ１の電圧とほぼ等しい値にクランプすることができる。

ツェナーダイオードＺＤ１は分圧抵抗Ｒ１２と並列に接続され、直流線ＬＬ側にアノードを有する。ツェナーダイオードＺＤ２は分圧抵抗Ｒ２２と並列に接続され、直流線ＬＬ側にアノードを有する。ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２は、各々に印加される電圧が自身のツェナー電圧を超えると導通し、その電圧をツェナー電圧に維持する。よって、検出電圧をそのツェナー電圧にクランプできる。

ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧は例えば５Ｖであり、直流電源Ｅ１の電圧も例えば５Ｖである。よってスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧が基準値以上となることで分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ２２の各々の電圧が５Ｖを超える期間では、検出電圧は上限値に制限されて極性判定部７２に出力される。なお、ダイオードＤ１０とツェナーダイオードＺＤ１との両方が設けられる必要はなく、いずれか一方が設けられれば良い。ただし、ダイオードＤ１０は応答性に優れるので、線間誘起電圧が基準値を超えたときに速やかにクランプできる。一方で、ツェナーダイオードＺＤ１は検出経路に電流を流すことができるので、検出経路上で検出電圧を制限できる。ダイオードＤ２０とツェナーダイオードＺＤ２についても同様である。

図２４は、電流極性検出部７の他の一例の概念的な構成を示している。電流極性検出部７は分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ２３，Ｒ２４とツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ２１と極性判定部７２とを備えている。

分圧抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺＤ１１とは互いに直列に接続され、この直列接続体がスイッチング素子Ｓ４に並列に接続される。分圧抵抗Ｒ２３とツェナーダイオードＺＤ２１とは互いに直列に接続され、この直列接続体がスイッチング素子Ｓ４に並列に接続される。ツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ２１は分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ２３に対してそれぞれ直流線ＬＬ側に設けられ、直流線ＬＬ側にアノードを有する。分圧抵抗Ｒ１４は、分圧抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺＤ１１との間の点と、直流電源Ｅ１との間に設けられ、分圧抵抗Ｒ２４は、分圧抵抗Ｒ２３とツェナーダイオードＺＤ２１との間の点と、直流電源Ｅ１との間に設けられる。

分圧抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺＤ１１との間の点の電圧がスイッチング素子Ｓ４の電圧として検出されて極性判定部７２に出力され、分圧抵抗Ｒ２３とツェナーダイオードＺＤ２１との間の点の電圧がスイッチング素子Ｓ５の電圧として検出されて極性判定部７２に出力される。

このような電流極性検出部７において、スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧が基準値を超えることでツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ２１が導通する期間では、ツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ２１のツェナー電圧が検出される。言い換えれば、ツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ２１が検出電圧制限部として機能する。ツェナーダイオードＺＤ１１のツェナー電圧の値は、スイッチング素子Ｓ４とダイオードＤ４とからなるスイッチング部を流れる電流が零となる近傍でツェナーダイオードＺＤ１１が導通しないように、設定される。ツェナーダイオードＺＤ２１についても同様である。

一方、スイッチング素子Ｓ４の電圧が基準値を下回ることでツェナーダイオードＺＤ１１が導通しない期間においては、スイッチング素子Ｓ４の電圧と、直流電源Ｅ１の直流電圧と分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４に基づく値が検出される。例えばスイッチング素子Ｓ４の電圧、直流電源Ｅ１の直流電圧をそれぞれＶｉｎ，Ｖｃｃとすると、検出電圧は次式で表される。なお検出電圧を図２１の検出電圧と同じくＶｏと表し、分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の抵抗値を分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と同じくそれぞれｒ１，ｒ２で表す。

Ｖｏ＝Ｖｃｃ−（Ｖｃｃ−Ｖｉｎ）・ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）
＝Ｖｃｃ・ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）＋Ｖｉｎ・ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）・・・（２４）
式（２４）の第１項は定数でありオフセット成分である。第２項はスイッチング素子Ｓ４の電圧Ｖｉｎに基づく成分である。したがって検出電圧Ｖｏはスイッチング素子Ｓ４の電圧Ｖｉｎとして検出されることとなる。極性判定部７２は検出電圧Ｖｏが第１項よりも大きいときに電圧Ｖｉｎの極性が正であると判別し、検出電圧Ｖｏが第１項よりも小さいときに電圧Ｖｉｎの極性が負であると判別する。なおスイッチング素子Ｓ５の電圧についても同様であるので繰り返しの説明を避ける。

図２４は、電流極性検出部７の他の一例の概念的な構成を示している。電流極性検出部７は分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ２３，Ｒ２４とダイオードＤ１１，Ｄ２１と極性判定部７２とを備えている。分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とダイオードＤ１１とは直流電源Ｅ１と交流線Ｐｕとの間で互いに直列に接続される。ダイオードＤ１１は交流線Ｐｕ側にカソードを有する。分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とダイオードＤ１１とは直流電源Ｅ１から交流線Ｐｕへとこの順で配置される。分圧抵抗Ｒ２３，Ｒ２４とダイオードＤ２１とは直流電源Ｅ１と交流線Ｐｖとの間で互いに直列に接続される。ダイオードＤ２１は交流線Ｐｖ側にカソードを有する。分圧抵抗Ｒ２３，Ｒ２４とダイオードＤ２１とは直流電源Ｅ１から交流線Ｐｖへとこの順で配置される。

分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の間の点の電圧がスイッチング素子Ｓ４の電圧として検出されて極性判定部７２に出力され、分圧抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の間の点がスイッチング素子Ｓ５の電圧として検出されて極性判定部７２に出力される。

スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧が基準値を超えることでダイオードＤ１１，Ｄ２１が導通しない期間においては、検出電圧は直流電源Ｅ１の直流電圧Ｖｃｃに制限される。よってダイオードＤ１１，Ｄ２１は電圧制限部として機能する。なお、この直流電圧Ｖｃｃはスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の電圧が零となる近傍においてダイオードＤ１１，Ｄ２１が導通するように設定される。

一方、スイッチング素子Ｓ４の電圧が基準値を下回ることでダイオードＤ１１が導通する期間においては、スイッチング素子Ｓ４の電圧と、直流電源Ｅ１の直流電圧と分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とダイオードＤ１１に基づく値が検出される。例えばダイオードＤ１１の順方向電圧をＶｆとすると、検出電圧は次式で表される。

Ｖｏ＝（Ｖｃｃ−Ｖｆ−Ｖｉｎ）・ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）＋Ｖｆ＋Ｖｉｎ
＝Ｖｃｃ・ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）＋Ｖｆ・ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）
＋Ｖｉｎ・ｒ２／（ｒ１＋ｒ２） ・・・（２５）
式（２５）の第１項および第２項は定数でありオフセット成分である。第３項はスイッチング素子Ｓ４の電圧Ｖｉｎに基づく成分である。したがって検出電圧Ｖｏはスイッチング素子Ｓ４の電圧Ｖｉｎとして検出されることとなる。極性判定部７２は検出電圧Ｖｏが第１項と第２項との和よりも大きいときに電圧Ｖｉｎの極性が正であると判別し、検出電圧Ｖｏが第１項と第２項との和よりも小さいときに電圧Ｖｉｎの極性が負であると判別する。なおスイッチング素子Ｓ５の電圧についても同様であるので繰り返しの説明を避ける。

＜電圧検出回路のパラメータ＞
ここでは、図２２を参照して、スイッチング素子Ｓ４の電圧Ｖｉｎが電圧値Ｖｒｅｆ１よりも大きいときに線電流ｉｕが正であると判別し、スイッチング素子Ｓ４の電圧が電圧値Ｖｒｅｆ２よりも小さいときに線電流ｉｕが負であると判別する。そして、電圧値Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２の差である電圧差ΔＶｏが、量子化単位をΔｑとして次式を満たすように、電圧検出回路の各要素のパラメータを決定する。

ΔＶｏ＞ｘ・Δｑ ・・・（２６）
ここでｘは正の定数である。また量子化単位Δｑは検出電圧Ｖｏをアナログ／デジタル変換する際の量子化単位である。

例えば図２１の電流極性検出部７では次式が成立する（式（２３）〜式（２５）も参照）。

ΔＶｏ＝ΔＶｉ・ｒ２／（ｒ１＋ｒ２） ・・・（２７）
式（２７）を式（２６）に代入すると次式が導かれる。

ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）＞ｘ・Δｑ／ΔＶｉ ・・・（２８）
よって式（２８）が成立するように抵抗値ｒ１，ｒ２を選定すればよい。ここで抵抗値ｒ１，ｒ２を選定するにあたり、分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２での消費電力の上限値Ｗを設定する。よって分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の合成抵抗の抵抗値ｒ３は、直流電圧Ｖｄｃの上限値Ｖｄｃｍａｘを用いて次式で表される。

ｒ３＞Ｖｄｃｍａｘ＾２／Ｗ ・・・（２９）
ここでＡ＾ＢはＡのＢ乗を示す。例えば上限値Ｖｄｃｍａｘ，Ｗがそれぞれ４００［Ｖ］、０．５［Ｗ］であるときには抵抗値ｒ３を３２０［ｋΩ］よりも大きく設定する。

そこで、抵抗値ｒ３（＝ｒ１＋ｒ２）が確実に式（２８）を満足するように、抵抗値ｒ１を式（２９）の右辺よりも大きい値に設定する。例えば抵抗値ｒ１を３３０［ｋΩ］に設定する。

式（２８）を変形して抵抗値ｒ２についての不等式を求めると次式が導かれる。

ｒ２＞ｘ・Δｑ・ｒ１／（ΔＶｉ−ｘ・Δｑ） ・・・（３０）
よって抵抗値ｒ２を式（３０）を満たす値に設定する。例えば電圧差ΔＶｉ、量子化単位Δｑ、定数ｘがそれぞれ０．１［Ｖ］、５．０／１０２４、ｘ＝８［ＬＳＢ］であるときには、抵抗値ｒ２を1３．４［ｋΩ］よりも大きい値（例えば１５［ｋΩ］）に設定する。

図２４の電圧検出回路においても式（２７）が成立する。なぜなら式（２４）の右辺の第１項は定数であって、差分によってキャンセルされるからである。よって式（２８）も成立する。また分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４での消費電力が最大となるのは、ツェナーダイオードＺＤ１１が導通したときであり、このとき分圧抵抗Ｒ１３に最も大きな電圧が印加される。このとき消費電力を上限値Ｗよりも低くするには次式を満足する必要がある。

ｒ１＞（Ｖｄｃｍａｘ−Ｖｚ）＾２／Ｗ ・・・（３１）
ここでＶｚはツェナーダイオードＺＤ１１のツェナー電圧である。このツェナー電圧Ｖｚは上限値Ｖｄｃｍａｘに比べて十分に小さいので簡単のために零に近似する。例えば上限値Ｖｄｃｍａｘ，Ｗがそれぞれ４００［Ｖ］、０．５［Ｗ］であるときには抵抗値ｒ１を３２０［ｋΩ］よりも大きい値、例えば３３０［ｋΩ］に設定する。

抵抗値ｒ２は式（２８）を満たすように設定される。例えば電圧差ΔＶｉ、量子化単位Δｑ、定数ｘがそれぞれ０．１［Ｖ］、５．０／１０２４、ｘ＝８［ＬＳＢ］であるときには、抵抗値ｒ２を1３．４［ｋΩ］よりも大きい値に選定する。

さらに抵抗値ｒ２は式（２３）の第１項の電圧Ｖｃｃの係数が０．５となるように、即ちオフセット成分が電圧Ｖｃｃの半値となるように、選定されてもよい。この場合、抵抗値ｒ２を抵抗値ｒ１と同じ値（例えば３３０［ｋΩ］）に選定する。これは式（２８）を満足する。

図２５の電圧検出回路においても式（２７）が成立する。なぜなら式（２５）に示すように第１項及び第２項は定数であって、差分によってキャンセルされるからである。よって式（２８）も成立する。また分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２での消費電力が最大となるのは、ダイオードＤ１１が導通したときであり、このとき分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に最も大きな電圧が印加される。このとき消費電力が上限値Ｗよりも小さくなるように抵抗値ｒ３を選定する。つまり抵抗値ｒ３が次式を満たすように抵抗値ｒ１，ｒ２を選定する。

ｒ３＞Ｖｃｃ＾２／Ｗ ・・・（３２）
例えば電圧Ｖｃｃ、上限値Ｗがそれぞれ５［Ｖ］、０．０５［Ｗ］であるときには抵抗値ｒ３が５００［Ω］よりも大きくなるように抵抗値ｒ１，ｒ２を選定する。

また式（２５）の第１項および第２項のオフセット成分が０．５Ｖｃｃとなるように抵抗値ｒ１，ｒ２を選定する。ここでは順方向電圧Ｖｆは十分に小さいので零に近似すると、抵抗値ｒ１，ｒ２を互いに等しく選定する。よって式（２８）も鑑みて例えば抵抗値ｒ１，ｒ２を１［ｋΩ］に選定する。

第４の実施の形態．
第４の実施の形態では、図２６に例示するように、直流線ＬＨ又は直流線ＬＬを流れる直流電流を検出する直流電流検出部４と、交流電圧の電圧振幅と電圧位相とを取得する電圧取得部３１２と、線電流と交流電圧との位相差を取得する位相差取得部３２１と、直流電流に基づいて１相の線電流を検出する一相線電流検出部３２３と、残りの線電流の少なくとも一つを算出する線電流算出部３２２とが設けられる。

第４の実施の形態では、式（１）を用いて電流振幅Ｉｍを算出する。式（１）を変形すると電流振幅Ｉｍは次式で表すことができる。

Ｉｍ＝ｉｕ／（√２・ｓｉｎψ）
Ｉｍ＝ｉｖ／｛√２・ｓｉｎ（ψ−２π／３）｝
Ｉｍ＝ｉｗ／｛√２・ｓｉｎ（ψ＋２π／３）｝ ・・・（３３）
式（２９）によれば、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちいずれか一相の線電流の値と、電流位相ψとを求めることで、電流振幅Ｉｍを求めることができる。

線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちいずれか一相の線電流は図２６に示す一相線電流検出部３２３によって検出される。一相線電流検出部３２３は直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号Ｓを入力する。一相線電流検出部３２３は期間ｔｉ，ｔｊの一方において直流電流Ｉｄｃを、スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎのスイッチングパターンに基づいて決定される一相の線電流として検出する。この検出は第１の実施の形態で述べたとおりである。例えば期間ｔｉ，ｔｊの一方においてスイッチングパターン（１００）（電圧ベクトルＶ４）が採用される場合、その期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出する。

電流位相ψは第３の実施の形態と同様にして求める。即ち、電流極性検出部７によって検出される線電流の極性が切り替わったときに、その時点における電流位相ψを、当該電流の極性の切り替わりに対応した値に決定する。例えば線電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗの極性のパターンが（正、負、正）から（負、負、正）へと変化したときに、電流位相ψを９０度に決定する（表１も参照）。

位相差取得部３２１は、線電流の極性が切り替わった時点における電圧位相φを電圧取得部３１２から受け取り、当該時点における電圧位相φと、当該時点における電流位相ψとの差を演算して、位相差θ（＝φ−ψ）を算出する。

次に線電流算出部３２２は、期間ｔｉ，ｔｊの一方における電圧位相φを電圧取得部３１２から受け取り、この電圧位相φと位相差θとから当該時点における電流位相ψを算出する。

そして線電流算出部３２２は一相線電流検出部３２３からの線電流と、算出した電流位相ψとに基づいて、式（３３）を用いて電流振幅Ｉｍを算出する。

次に線電流算出部３２２は残りの少なくとも１相の線電流を算出する。より詳細には、算出した電流振幅Ｉｍと、算出した電流位相ψとに基づいて、式（１）を用いて他の線電流のうち少なくとも１相の線電流を算出する。

以上のように、第４の実施の形態においては、期間ｔｉ，ｔｊの一方において直流電流Ｉｄｃを線電流として検出し、残りの少なくとも１相の線電流を式（１）に基づいて算出する。よって、期間ｔｉ，ｔｊの他方が電流検出に必要な期間よりも短い場合であっても、この期間ｔｉ，ｔｊの他方を増大させる補正を行うことなく、線電流を得ることができる。よって線電流のゆがみを低減できる。

なお期間ｔｉ，ｔｊの両方が直流電流Ｉｄｃの電流検出に必要な期間よりも短い場合には、期間ｔｉ，ｔｊの一方を、電流検出に必要な期間以上に増大させることが望ましい。しかるに、たとえこの場合であっても期間ｔｉ，ｔｊの両方を増大させる補正を行う必要がないので、線電流の歪みは低減される。

１ インバータ
４ 直流電流検出部
５，３３ 直流電流平均値取得部
６ 直流電圧検出部
３１ スイッチング信号生成部
３２ 線電流取得部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子

Claims (13)

1. ３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
   直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、
   前記交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる上側スイッチング素子(S1〜S3)と、前記交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる下側スイッチング素子(S4〜S6)とを備え、前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を前記交流線に印加する電力変換部(1)と
   を備える電力変換装置において、前記交流線を流れる線電流を検出する装置であって、
   前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流の平均値（Idc_ave）を取得する直流電流平均値取得部(4,5,33)と、
   前記直流電圧(Vdc)を検出する直流電圧検出部(6)と、
   前記交流電圧の電圧振幅と電圧位相とを取得する電圧取得部(312)と、
   前記線電流と前記交流電圧との位相差を取得する位相差取得部(321)と、
   前記第１及び前記第２の直流線に入力される電力と前記交流線から出力される電力とが等しいという関係を用いて、前記直流電圧と前記直流電流の前記平均値と前記電圧振幅と前記位相差とに基づいて前記線電流の電流振幅を算出し、算出された前記電流振幅と、前記電圧位相及び前記位相差に基づく前記線電流の電流位相とから、前記線電流の少なくとも一つを算出する線電流算出部(322)と
   を備える、線電流検出装置。
2. 前記電力変換装置は、
   前記上側スイッチング素子(S1〜S3)および前記下側スイッチング素子(S4〜S6)へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線(Pu,Pv,Pw)のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンをそれぞれ第１及び第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１又は前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)
   を更に備え、
   前記位相差取得部(321)は、前記第１の期間において検出される前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される一つの前記線電流と推定し、前記関係から、前記一つの前記線電流と前記直流電圧と前記直流電流の前記平均値と前記電圧振幅と前記電圧位相とに基づいて前記位相差を算出する位相差算出を行う、請求項１に記載の線電流検出装置。
3. 前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが所定期間より長いときに、前記第１及び前記第２の期間において検出される前記直流電流を、前記第１及び前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される２つの前記線電流とそれぞれ推定し、前記関係から、前記直流電圧と前記交流電圧と前記２つの前記線電流とに基づいて、前記直流電流の前記平均値を算出する、請求項２に記載の線電流検出装置。
4. 前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間よりも短いときに、前記第１の期間を前記所定期間以上の値に補正する補正部(311)を更に備える、請求項２又は３に記載の線電流検出装置。
5. 補正前の前記第１の期間は前記第２の期間よりも長い、請求項４に記載の線電流検出装置。
6. 前記補正部(311)は、前記第１の期間を増大させた分、前記第３の期間を低減する、請求項４又は５に記載の線電流検出装置。
7. 前記線電流の少なくとも一つの極性の切り替わりを検出する線電流極性検出部(7)を更に備え、
   前記位相差取得部(321)は、前記極性が切り替わったときに、前記電流位相を、前記極性の切り替わりに対応する値に決定し、前記電流位相と、前記極性が切り替わったときの前記電圧位相との差を演算して前記位相差を算出する、請求項１に記載の線電流検出装置。
8. 前記電力変換装置は、
   前記上側スイッチング素子(S1〜S3)および前記下側スイッチング素子(S4〜S6)へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線(Pu,Pv,Pw)のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンをそれぞれ第１及び第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１又は前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)
   を更に備え、
   前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間より長いときに、前記第１及び前記第２の期間において検出される前記直流電流を、前記第１及び前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される２つの前記線電流とそれぞれ推定し、前記直流電圧と前記交流電圧と前記２つの前記線電流とに基づいて、前記直流電流の前記平均値を算出する、請求項７に記載の線電流検出装置。
9. 前記線電流極性検出部(7)は、
   前記上側スイッチング素子(S1〜S3)及び前記下側スイッチング素子(S4〜S6)の一方の電圧を検出する電圧検出部(71)と、
   前記電圧に基づいて前記一方に流れる電流の方向を判別して前記線電流の極性を判別する極性判別部(72)と
   を備える、請求項７又は８に記載の線電流検出装置。
10. 前記上側スイッチング素子(S1〜S3)及び前記下側スイッチング素子(S4〜S6)の前記一方は、自身に流れる電流の絶対値が小さいときの前記電流に対する電圧の変化率が、前記絶対値が大きいときの前記変化率よりも高い特性を有する、請求項９に記載の線電流検出装置。
11. 前記線電流極性検出部(7)は、前記電圧が基準値以上であるときに検出電圧を所定値に制限する電圧制限部(73,ZD11,ZD21,D1,D2)を更に備える、請求項９または１０に記載の線電流検出装置。
12. 前記電圧取得部(312)は、前記交流電圧についての指令値から前記電圧振幅と前記電圧位相とを求める、請求項１から１１のいずれか一つに記載の線電流検出装置。
13. 前記線電流算出部(322)は前記電流位相を固定座標系又は回転座標系の二相の線電流の電流位相に変換し、変換した前記電流位相と、前記電流振幅から前記二相の線電流の少なくともいずれか一方を算出する、請求項１から１２のいずれか一つに記載の線電流検出装置。

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